JPH0772127A

JPH0772127A - 超音波測定装置

Info

Publication number: JPH0772127A
Application number: JP5245928A
Authority: JP
Inventors: Ken Nishizuka; 建西塚
Original assignee: Hitachi Construction Machinery Co Ltd
Current assignee: Hitachi Construction Machinery Co Ltd
Priority date: 1993-09-06
Filing date: 1993-09-06
Publication date: 1995-03-17

Abstract

(57)【要約】【目的】保守性にも優れたシーケンシャルな等価サンプ
リング方式でのＡ／Ｄ変換処理を継続的に高い精度で行
う超音波測定装置を実現する。【構成】シーケンシャルデジタル化Ａ／Ｄ変換処理方式
におけるサンプリングクロックＤを発生する回路が、遅
延時間の切換えが可能であり且つ自己の出力信号ＸＤの
反転信号を入力して発振する遅延回路４００と、測定周
期の開始タイミングとその後とで遅延回路４００におけ
る遅延時間を切換る制御を行う遅延時間制御回路５００
と、を備えてサンプリングクロックＤを発生する。これ
により、１つの遅延素子４０ａによって最初の遅延時間
とその後の変換周期とが共に定められ、温度変化に対し
てこれらの時間が同一比率で変動するので、温度変化が
あってもサンプリングデータの連続性が維持される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、超音波測定装置に関
し、詳しくは、エコー受信信号をデジタル値に変換して
画像処理しＡスコープ画像等を表示する小型の超音波探
傷装置等の超音波測定装置において、Ａ／Ｄ変換の変換
周波数が低くても高いサンプリング周波数及び精度でＡ
／Ｄ変換が可能なシーケンシャルデジタル化Ａ／Ｄ変換
処理方式におけるＡ／Ｄ変換のためのサンプリングクロ
ックを発生する回路についての改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】超音波測定装置の１つである超音波探査
映像装置は、被検体中の異種材料の界面や亀裂による空
間などが存在することによって超音波が反射され、その
反射エコーの強度や送信波の送出（又は表面エコー検
出）時点から反射エコー検出までの時間（ビーム路程）
を測定することによって界面の状態や亀裂の位置などを
測定している。ここで、反射エコーの強度や送信波送出
（又は表面エコー検出）から反射エコー検出までの時間
や強度を測定するには、超音波探触子から得られるエコ
ー受信信号を増幅してそのピーク値を検出し、それまで
の時間を計測することで行われたり、増幅されたエコー
受信信号をそのままＡ／Ｄ変換してコンピュータにより
データ処理することで行われ、その測定結果は、一般に
Ａスコープ画像等として表示される。しかも、最近で
は、エコー受信信号をＡ／Ｄ変換してアナログ波形をデ
ジタル化して処理することも多く、この場合のＡ／Ｄ変
換は、その変換時のサンプリング周波数が高ければ高い
ほど原波形に対する忠実度が高くなって、高精度な測定
ができる。

【０００３】アナログ波形をデジタル化する方法として
は、デジタル式のオシロコープで用いられている方式が
あり、この方式の１つは、必要とされる周波数、例え
ば、２００ＭＨｚのサンプリングクロックで、Ａ／Ｄ変
換器がアナログ波形を順次Ａ／Ｄ変換するものである。
しかし、そのような周波数でサンプリングするには、そ
れに応じた非常に高い周波数のサンプリングクロックで
動作し得るＡ／Ｄ変換回路が必要になる。ところが、ア
ナログ波形を正確に変換するためには、アナログ波形の
サンプリング周波数は、前記のサンプリングクロックよ
り低い周波数の、例えば、２０ＭＨｚ程度、コストも考
慮すると５ＭＨｚ以下であることが好ましいと言われて
いる。したがって、前述の如く非常に高い周波数のサン
プリングクロックで動作するＡ／Ｄ変換回路を採用し、
しかも精度を追求すると、そのために回路構成が複雑に
なるとともに、Ａ／Ｄ変換回路が高価にならざるを得な
い。

【０００４】一方、Ａ／Ｄ変換回路のサンプリングクロ
ックの周波数すなわち変換周波数が低い場合であっても
等価的に高いサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換した如き
データを得ることができる等価サンプリング方式とし
て、シーケンシャル方式がある。これは、１回の測定の
アナログ波形で１つのサンプリングクロックによるＡ／
Ｄ変換を行い、次の測定の波形では前の波形より少しク
ロック位置をずらせてサンプリングし、複数回の測定で
のサンプリングデータを合わせて一連の測定の結果とす
るものである。また、このように１測定ごとに１変換す
る原理的な方法では効率がよくないので、通常は１測定
ごとに複数回の変換をする。この方式で、希望する短い
サンプリング周期より長い変換周期で動作するＡ／Ｄ変
換回路を用いて希望する高いサンプリング周波数を等価
的に実現するためには、同じ波形を繰り返すエコー受信
信号波形を測定周期ごとに複数回受けて、これを受ける
ごとに即ち測定周期を重ねるごとに、長い変換周期を有
するサンプリングクロックの位相を希望する短かなサン
プリング周期の時間ずつずらせてＡ／Ｄ変換すれば高い
サンプリング周波数でＡ／Ｄ変換したときと同じ結果が
得られる。

【０００５】このようにシーケンシャル方式で各測定周
期ごとに複数のサンプリングを行う場合、例えば、２０
ＭＨｚのサンプリングクロックで動作するＡ／Ｄ変換回
路を用いて２．５ＧＨｚのサンプリング周波数を等価的
に実現する場合の一例を、図６に示す。この場合には、
同じ波形を繰り返すエコー受信信号（（ａ）アナログ波
形参照）を１２５回（図中のｎに対応）受けて、各測定
周期ごとに変換周期５０ｎｓ（図中のＴに対応）のサン
プリングクロックのタイミングでエコー受信信号を複数
回Ａ／Ｄ変換するが（（ｂ）参照）、エコー受信信号を
受けるごとに即ち測定周期を重ねるごとに、サンプリン
グクロックのタイミングを０．４ｎｓ（Ｔ／ｎに対応）
ずつ位相をずらせてＡ／Ｄ変換すれば（（ｃ），（ｄ）
参照）、１２５回の測定終了後に、２．５ＧＨｚでＡ／
Ｄ変換したときと同じだけの測定結果が得られる。

【０００６】このような超音波処理装置におけるシーケ
ンシャルデジタル化Ａ／Ｄ変換処理方式を実行する従来
の回路について、その全体の構成を図３のブロック図に
示し、サンプリングクロックを発生するための回路の詳
細図を図４に示す。この回路には、以前はコンデンサや
抵抗で構成されるワンショット回路を用いた旧式の構成
が採用されていたが、その後はカウンタ等を採用して精
度の向上を図った同期式回路が採用され、これを経て最
近は、保守性にも優れた回路構成であることから遅延線
を用いた構成が採用されている（特願平３−３３２６９
９号参照）。

【０００７】そこで、遅延線を用いたシーケンシャルデ
ジタル化Ａ／Ｄ変換処理方式の回路構成を説明する。図
３において、１０はＰ．ＳＹＮＣ発生回路、２０はウイ
ンドウパルス発生回路、３は遅延時間切換制御回路、４
０は遅延時間選択遅延回路、４１は発振回路であり、５
はＡ／Ｄ変換回路、６はデータ処理回路を具備する画像
処理装置である。

【０００８】Ｐ．ＳＹＮＣ発生回路１０は、通常１ＫＨ
ｚの信号Ｐ．ＳＹＮＣを発生する回路である。信号Ｐ．
ＳＹＮＣは、パルサから超音波探触子に加える送信パル
ス（打出し波（Ｔ波））を発生させるためにパルサに加
えられるタイミング信号であり、測定周期の基準信号で
もある。なお、このＰ．ＳＹＮＣ発生回路１０は、この
Ａ／Ｄ変換処理方式のための回路内に置かれる必然性が
なく、何処に配置されていてもよいので、図では破線を
もって示している。

【０００９】ウインドウパルス発生回路２０は、具体的
にはワンショット回路あるいは遅延素子を用いた発振回
路等であり、１ＫＨｚの信号Ｐ．ＳＹＮＣの開始端に同
期するタイミング又は一定の設定時間遅延したタイミン
グでサンプリングウインドウパルスＷを発生する。サン
プリングウインドウパルスＷは、その開始端のタイミン
グは安定している必要があるが、終了端のタイミングは
さほど重要ではなくて単に捨てられる余分なデータをサ
ンプリングすることとなるだけであるので、ウインドウ
パルス発生回路２０の構成はこの程度の簡易なものでよ
い。遅延時間切換制御回路３は、例えばカウンタ回路で
あり、信号Ｐ．ＳＹＮＣを受けるごとに、すなわち、測
定周期を重ねるごとに、そのカウント値を進めて遅延時
間選択データＣ’（これは測定周期の重ね数ｉに対応し
て発生する。）を生成し、遅延時間選択遅延回路４０に
出力する。

【００１０】遅延時間選択遅延回路４０は、図４にその
詳細な具体例を示すが、遅延回路の１つとしての遅延線
４０ａとスイッチ回路４０ｂを主体として構成される。
そして、遅延線４０ａにより、Ｔ／ｎ＝０．４ｎｓの時
間を単位として、サンプリングウインドウパルスＷを順
に遅延させた１２５個（ｎ個）以上の信号を、並列に発
生する。さらに、これらの信号群の中から、遅延時間選
択データＣ’に対応して、（ｉ−１）×０．４ｎｓだけ
サンプリングウインドウパルスＷを遅延させた信号をス
イッチ回路４０ｂで選択し、これを遅延ウインドウパル
スＸとして出力する。

【００１１】発振回路４１は、図４にその詳細な具体例
を示すが、ゲート４１ａとディレイ素子４１ｂからなる
ループを主体として構成され、遅延ウインドウパルスＸ
を受けると、その開始端のタイミングに同期して変換周
期すなわち２０ＭＨｚの発振を始める。そして、この遅
延ウインドウパルスＸを受けている間は、前記の変換周
期で発振を続けることで、２０ＭＨｚの周波数のサンプ
リングクロックＤを発生する。

【００１２】Ａ／Ｄ変換回路５は、サンプルホールド回
路とＡ／Ｄ変換器等から構成され、エコー受信信号ＲＦ
とサンプリングクロックＤを受け、サンプリングクロッ
クＤのタイミングで、エコー受信信号ＲＦをサンプリン
グして保持しこのサンプルホールドされた値をＡ／Ｄ変
換してデジタル値にする。画像処理装置６は、マイクロ
プロセッサやメモリ等を具備するデータ処理回路を備
え、Ａ／Ｄ変換回路５からのデジタル値のデータを受け
て、これをエコー受信信号ＲＦの時系列に対応させたデ
ータとする。

【００１３】このような構成超音波処理装置におけるＡ
／Ｄ変換処理動作を図５の波形図を参照しながら説明す
る。先ず、測定周期である１ｍｓ周期すなわち１ＫＨｚ
の信号Ｐ．ＳＹＮＣ（図５（ａ）参照）が発生すると、
これに従って送信パルス（Ｔ波）が発生し、超音波探触
子（図示せず）を介してエコー受信信号ＲＦが得られ
る。なお、図５の（ｅ）に、超音波探触子から得られる
信号を超音波探傷部のレシーバで増幅してから得たエコ
ー受信信号ＲＦの一例を示す。ここで、Ｔ波は送信パル
スの波形であり、Ｓエコーは表面エコーの受信信号波
形、そして、Ｆエコーは欠陥エコーの受信信号波形であ
る。このエコー受信信号ＲＦは等価サンプリングのため
に１２５回（ｎ回）繰り返し測定されるが、図５にはそ
のｉ番目の各信号の波形を示している。

【００１４】その１２５回の各測定周期ごとにＰ．ＳＹ
ＮＣに同期して１ｋＨｚ即ち１ｍｓ周期のサンプリング
ウインドウパルスＷが生成される（図５（ｂ）参照）。
さらに、測定周期を重ねるごとに、詳述すると、×０，
×１，×２，…×ｉと、ｉが１２４になるまで、遅延時
間選択データＣ’に従って（ｉ−１）×０．４ｎｓの時
間だけサンプリングウインドウパルスＷを遅延した遅延
ウインドウパルスＸが選択されて生成される（図５
（ｃ）参照）。そして、遅延ウインドウパルスＸのタイ
ミングに同期して２０ＭＨｚ即ち５０ｎｓ周期のサンプ
リングクロックＤが生成される（図５（ｄ）参照）。そ
して、このサンプリングクロックＤのタイミングで、エ
コー受信信号ＲＦがサンプリングされるので、このサン
プリングウインドウパルスＷを基準として測定周期を重
ねるごとに所定量（０．４ｎｓ）遅延されてサンプリン
グ位置が順次ずらされていく。

【００１５】その結果、２０ＭＨｚの変換周波数のＡ／
Ｄ変換回路を用いて１２５回測定を繰り返すという一連
の測定により、その後で画像処理装置６が測定結果を画
面等に表示するときには、あたかも２．５ＧＨｚの測定
を行った場合と等価なデータを表示することができる。
なお、図５における波形例の周期やパルス数は図化の都
合上簡略化されており、２０ＭＨｚや２．５ＧＨｚとい
う周波数とは必ずしも対応してはいない。

【００１６】このような遅延線を用いた構成のＡ／Ｄ変
換処理方式を採用することにより、信号Ｐ．ＳＹＮＣに
応じてサンプリングクロックＤを発生するための回路の
全体が最高でも２０ＭＨｚの周波数での動作で済むこと
となり、その結果、回路調整が容易となり、保守性も向
上した。ところで、この回路の調整事項の１つに、図４
におけるディレイ素子４１ｂの遅延時間の調整がある。

【００１７】この調整は、基本的には、サンプリングク
ロックＤに要求される２０ＭＨｚの周波数で発振回路４
１が発振するように行う。理論上はこれで十分なはずで
ある。しかし、現実には、この基本的な調整に加えて、
図４における遅延線４０ａに起因する調整いわば微調整
も、さらに必要とされる。すなわち、遅延線による遅延
時間は非常に正確なものであるが、厳密に比較すれば僅
かではあるが素子ごとにばらつきがある。しかも、遅延
線の構造上、遅延線による遅延時間は、調整不可能であ
る。そこで、調整不能な遅延線の特性のばらつきによる
影響を、調整可能なディレイ素子４１ｂの微調整によっ
て除去することが必要となる。

【００１８】具体的には、遅延線４０ａの特性にばらつ
きがあると、特にその遅延時間が僅かでもばらついてい
ると、一連のサンプリングデータの連続性が確保できな
いという影響がある。上述の例でいえば、遅延線４０ａ
の基本調整のみで変換周期Ｔが５０ｎｓにされた状態で
あって、或る測定周期におけるｉがｎすなわち１２５の
ときの遅延線４０ａによる遅延時間（（ｉ−１）×Ｔ／
ｎ）が４９．６（＝５０−０．４）ｎｓからずれている
と、この測定周期におけるｉ＝１２５のサンプリングタ
イミングと次の測定周期におけるｉが１のときのサンプ
リングタイミングとの差が０．４ｎｓでなくなる。この
ことを図６におけるサンプリングクロックについて言え
ば、（ｂ），（ｃ），（ｄ）等の波形は０．４ｎｓづつ
連続的に遷移するが、（ｅ）の波形への遷移が０．４ｎ
ｓ差から乖離してＡ／Ｄ変換タイミングの差が不連続に
なってしまう。

【００１９】このため、一部でサンプリング周期が２．
５ＧＨｚのサンプリング周波数に対応しなくなってしま
う。そこで、ディレイ素子４１ｂにおける遅延時間の微
調整が行われる。すなわち、或る測定周期におけるｉが
ｎのときの遅延線４０ａによる遅延時間（（ｉ−１）×
Ｔ／ｎ）と、遅延線４０ａによる測定周期Ｔとの差が
（Ｔ／ｎ）になるように、ディレイ素子４１ｂの遅延時
間が調整される。このような調整を経ると、その後は、
一連のサンプリングデータの連続性も確保される。そし
て、シーケンシャルデジタル化Ａ／Ｄ変換処理方式によ
る超音波測定が行われる。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】このように、従来の超
音波処理装置では、経済性に加えて保守性の向上等をも
図るべく遅延線を用いた構成のＡ／Ｄ変換処理方式を採
用し、遅延線の遅延時間のばらつきによる影響をディレ
イ素子の調整によって除去した上で、超音波測定が行わ
れている。しかし、超音波測定を何度も続けて行った
り、朝に微調整したままで昼にも超音波測定を行ったよ
うな場合には、一連のサンプリングデータの連続性が失
われてしまっていることが、時々発生する。このため、
サンプリングデータの連続性を確保するためには超音波
測定の合間にしばしばディレイ素子の調整を行わなけれ
ばならない。

【００２１】これでは、遅延線を用いた構成の採用によ
って従来装置における回路調整がかなり容易になったと
は言っても、測定結果の連続性という精度の確保を優先
すると連続処理がしばしば中断されて装置の処理効率や
スループットが低下するので問題である。かといって、
連続処理を優先させたのでは、精度が低下するので、や
はり問題である。この発明は、このような従来技術の問
題点を解決するものであって、保守性にも優れたシーケ
ンシャルな等価サンプリング方式でのＡ／Ｄ変換処理を
継続的に高い精度で行う超音波測定装置を実現すること
を目的とする。

【００２２】

【課題を解決するための手段】遅延線の特性には素子ご
とのばらつきの他に同一素子における温度特性がある一
方、ディレイ素子にも固有の温度特性がある。これらの
特性は一致しないのが通常である。このため、従来の装
置では、或る温度でディレイ素子の微調整を行って一旦
サンプリングデータの連続性を確保しても、連続使用に
よって装置温度が上昇したり、環境温度の変化によって
装置温度が変化すると、それぞれの素子における遅延時
間がばらばらに変化してしまう。そして、サンプリング
データの連続性が失われてしまうこととなる。これが、
問題の原因である。

【００２３】そこで、先の目的を達成するためのこの発
明の超音波測定装置の構成は、所定の測定周期で得られ
る超音波のエコー受信信号をデジタル値に変換して測定
値表示処理等の所定の処理をする超音波測定装置におい
て、所定の変換周期を有するサンプリングクロック（又
はサンプリングタイミング信号）を前記測定周期ごとに
受けて前記エコー受信信号をＡ／Ｄ変換器で前記デジタ
ル値にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ変
換回路によってＡ／Ｄ変換された前記デジタル値を受け
て前記エコー受信信号の時系列に対応させたデータとし
てデータ処理をするデータ処理回路と、サンプリングの
基準となるタイミング及び幅を有するサンプリングウイ
ンドウパルス（又はサンプリングウインドウ信号）を前
記測定周期に同期して発生するウインドウパルス発生回
路（又はウインドウ信号発生回路）と、前記測定周期を
重ねた回数に応じたカウント値等のデータ値を出力する
遅延時間選択データ出力回路（又は出力回路）と、Ｔ／
ｎの時間（ただし、Ｔは前記変換周期，ｎは２以上の整
数）を単位として遅延時間の切換えが可能であり前記サ
ンプリングウインドウパルス（又はサンプリングウイン
ドウ信号）を入力しこの信号を受けているときに自己の
出力信号の反転信号の値を入力することにより発振する
遅延回路と、前記測定周期の開始タイミングでは（ｉ−
１）×Ｔ／ｎだけ（ただし、ｉは、測定周期を重ねた回
数）前記サンプリングウインドウパルス（又はサンプリ
ングウインドウ信号）の開始タイミングを遅延させたタ
イミングで前記遅延回路がその出力信号の発生を開始す
るように前記遅延時間選択データ出力回路（又は出力回
路）の出力信号に従って前記遅延回路に対する遅延時間
の切換え制御を行い前記遅延回路がその出力信号の発生
を開始した後は前記遅延回路における発振周期がＴにな
るように前記遅延回路に対する遅延時間の切換え制御を
行う遅延時間制御回路と、を備え、前記遅延回路の出力
信号又はその反転信号が前記サンプリングクロック（又
はサンプリングタイミング信号）とされるものである。

【００２４】

【作用】このような構成のこの発明の超音波測定装置で
は、Ｔ／ｎを単位時間として信号を遅延させてシーケン
シャルな等価サンプリング方式を行うＡ／Ｄ変換処理方
式が踏襲されているので保守性等についての優れた特徴
が維持される。しかも、そのＴ／ｎを単位時間とする信
号遅延とＴを周期とする発振とが一つの遅延回路によっ
て行われる。これにより、Ｔ／ｎとＴの温度特性が完全
に一致する。そこで、装置の温度変化によって遅延回路
における遅延時間が微妙に変化したとしても、或る測定
周期における遅延時間（（ｎ−１）×Ｔ／ｎ）と次の測
定までの測定周期Ｔとの差が常に（Ｔ／ｎ）を保ち、一
連のサンプリングデータの連続性がいつでも確保され
る。

【００２５】したがって、超音波測定の合間に遅延時間
の微調整を行う必要がなくなり、再調整なしで長時間超
音波測定を継続しても、測定結果の連続性という精度上
の要請を満たすことができる。その結果、この発明の超
音波測定装置は、保守性にも優れたシーケンシャルな等
価サンプリング方式でのＡ／Ｄ変換処理を継続的に高い
精度で行うことができる。

【００２６】

【実施例】以下、この発明の超音波測定装置の一実施例
について図１のブロック図を参照して説明する。図１
は、図３と同様な構成要素を同一の符号で示している。
そこで、これらの説明は割愛する。また、Ｐ．ＳＹＮＣ
発生回路１０や画像処理装置６は、図３と同様であるの
で、図１では、その部分を省略している。図中、４００
は遅延回路であり、５００は遅延時間制御回路である。
遅延回路４００は、遅延時間の選択可能な遅延回路であ
ってしかも発振回路を兼ねるものであり、遅延時間制御
回路５００は、遅延回路４００に対する遅延時間の切換
え制御を行って信号Ｐ．ＳＹＮＣに対するサンプリング
クロックＤの遅延時間とサンプリングクロックＤの発振
周期とを定めるものである。

【００２７】なお、遅延時間選択データ出力回路３は、
図３における遅延時間切換制御回路３と全く同じ構成で
あり同じ遅延時間選択データＣ’を生成するので同じ回
路名称で呼ぶことも考えられるが、後段の回路が変わっ
てその出力が直ちに遅延時間切換制御に用いられるもの
ではなくなり、しかも従来の名称のままでは後段の回路
と紛らわしいので、その名称だけを変更した。

【００２８】この実施例が従来例と相違するのは、ウイ
ンドウパルス発生回路２０からのサンプリングウインド
ウパルスＷと遅延時間選択データ出力回路３からの遅延
時間選択データＣ’とを受けこれらの信号からＡ／Ｄ変
換回路５へのサンプリングクロックＤを発生する回路
が、従来は遅延時間選択遅延回路４０と発振回路４１と
からなる回路であったのに対し、この実施例では遅延回
路４００と遅延時間制御回路５００とからなる回路にな
っていることである。そこで、以下、この相違点を中心
に説明する。

【００２９】遅延回路４００は、従来と同様の遅延線４
０ａとスイッチ回路４０ｂを中心にして構成される。す
なわち遅延線４０ａは、入力信号をＴ／ｎ＝０．４ｎｓ
の時間を単位として順に遅延させた１２５個（ｎ個）以
上の信号を、並列に発生する遅延素子であり、また、ス
イッチ回路４０ｂは、これらの信号群の中から、遅延時
間選択データＣｂに対応する信号を選択し、これを遅延
回路４００の出力信号ＸＤとして出力するものである。

【００３０】ただし、サンプリングウインドウパルスＷ
と出力信号ＸＤとがＮＡＮＤゲート４０１の入力とされ
このＮＡＮＤゲート４０１の出力が遅延線４０ａの入力
信号とされる点、スイッチ回路４０ｂに与えられる遅延
時間選択データが遅延時間選択データＣ’でなくて遅延
時間制御回路５００からの遅延時間選択データＣｂであ
る点で、従来と異なる。これにより、サンプリングウイ
ンドウパルスＷの開始端を遅延させるばかりでなく、サ
ンプリングウインドウパルスＷを受けている間は発振し
得るように改められている。この改良の結果、１つの遅
延線によって最初の遅延時間とその後の変換周期とが定
められる。なお、その遅延時間と発振周期は次の遅延時
間制御回路５００によって制御される。

【００３１】遅延時間制御回路５００は、遅延回路４０
０のスイッチ回路４０ｂに与えられる遅延時間選択デー
タＣｂを発生する回路である。この遅延時間選択データ
Ｃｂの値により、遅延回路４００で０．４ｎｓの時間を
単位とする遅延時間の選択がなされる。すなわち、遅延
時間制御回路５００は遅延回路４００における遅延時間
を制御する。この回路は、以下のスイッチ回路５１０，
セレクタ５０２，フリップフロップ５０３を中心として
構成される。

【００３２】スイッチ回路５１０は、ｉ＝６３に相当す
る値の遅延時間選択データＣａを発生するように設定さ
れ、この遅延時間選択データＣａをセレクタ５０２に送
出する。ｉ＝６３という値は、ｎ＝１２５であることに
基づいて（ｉ−１）×Ｔ／ｎが（Ｔ／２）に等しくなる
ように、つまり遅延回路４００における遅延時間が（Ｔ
／２）すなわち変換周期Ｔの半分（２５ｎｓ）になるよ
うに決められた値である。これに相当する値は、ゲート
４０１や配線上の伝搬遅延時間等による遅延をも加味し
て決められる。なお、遅延時間選択データＣａのビット
数は、遅延時間選択データＣ’と同じ７ビットあればよ
い。

【００３３】セレクタ５０２は、遅延時間選択データ
Ｃ’と遅延時間選択データＣａを入力し、これらの何れ
か一方をフリップフロップ５０３の出力Ｑに応じて遅延
時間選択データＣｂとして遅延回路４００のスイッチ回
路４０ｂに送出する。具体的には、フリップフロップ５
０３の出力Ｑが“０”のときには遅延時間選択データ
Ｃ’（これは（ｉ−１）×Ｔ／ｎの遅延時間を選択す
る）を遅延時間選択データＣｂとし、フリップフロップ
５０３の出力Ｑが“１”のときには遅延時間選択データ
Ｃａ（これはＴの遅延時間を選択する）を遅延時間選択
データＣｂとして出力する。

【００３４】フリップフロップ５０３は、サンプリング
ウインドウパルスＷを負論理のクリア入力ＣＬＲとして
受けサンプリングウインドウパルスＷが出力されていな
いときには値が初期値“０”にクリアされている。ま
た、データ入力Ｄに“１”を受け且つクロック入力ＣＫ
として遅延回路４００の出力信号ＸＤの反転信号すなわ
ちサンプリングクロックＤを受ける。これにより、サン
プリングクロックＤの最初の立上がりエッジで値が
“１”にセットされる。

【００３５】そこで、フリップフロップ５０３の出力Ｑ
を制御入力Ｓとして受けるセレクタ５０２は、サンプリ
ングウインドウパルスＷの開始後サンプリングクロック
Ｄの開始までは遅延時間選択データＣ’を出力し、サン
プリングクロックＤの開始後サンプリングウインドウパ
ルスＷの終了までは遅延時間選択データＣａを出力す
る。これにより、遅延回路４００における遅延時間は、
サンプリングウインドウパルスＷの開始後サンプリング
クロックＤの開始までは（ｉ−１）×Ｔ／ｎの遅延時間
となり、サンプリングクロックＤの開始後サンプリング
ウインドウパルスＷの終了までは（Ｔ／２）の遅延時間
となり、パルス幅がＴ／２で周期がＴのパルスが生成さ
れる。

【００３６】そこで、サンプリングウインドウパルスＷ
から（ｉ−１）×Ｔ／ｎだけ遅延して始まる周期Ｔのサ
ンプリングクロックＤが生成され、Ａ／Ｄ変換回路５に
送出される。そして、サンプリングクロックＤを受け
て、Ａ／Ｄ変換回路５がエコー受信信号ＲＦをサンプリ
ングし、画像処理装置６がＡ／Ｄ変換回路５からのデー
タを受けてエコー受信信号ＲＦの時系列に対応させたデ
ータとする。

【００３７】このような構成の超音波測定装置のＡ／Ｄ
変換処理動作におけるサンプリングクロックの発生動作
について説明する。なお、Ａ／Ｄ変換処理動作全体につ
いては従来例で説明したので再度の説明は割愛する。先
ず、測定周期である１ｍｓ周期すなわち１ＫＨｚの信号
Ｐ．ＳＹＮＣが、等価サンプリングのために１２５回
（ｎ回）繰り返し発せられる。そして、その１２５回の
各測定周期ごとに信号Ｐ．ＳＹＮＣに同期して１ｋＨｚ
即ち１ｍｓ周期のサンプリングウインドウパルスＷが生
成される（図２（ａ）参照）。なお、図２は、ｉ番目の
測定周期における波形例を示している。

【００３８】サンプリングウインドウパルスＷの開始時
点では、未だフリップフロップ５０３の出力Ｑが“０”
であることから（図２（ｂ）参照）、遅延回路４００に
おける遅延時間は遅延時間選択データＣ’に従って（ｉ
−１）×０．４ｎｓの時間である（図２（ｄ）参照）。
そこで、サンプリングウインドウパルスＷの開始端から
（ｉ−１）×０．４ｎｓ後に、遅延回路４００の出力信
号ＸＤが立下がる（図２（ｃ）参照）。この出力信号Ｘ
Ｄの反転信号がサンプリングクロックＤとされる。その
結果、ｉ番目の測定周期においては、基準のタイミング
から（ｉ−１）×０．４ｎｓずれたタイミングでＡ／Ｄ
変換が開始される。

【００３９】信号ＸＤが立下がると、これを受けてフリ
ップフロップ５０３の出力Ｑが“１”となり（図２
（ｂ）参照）、遅延回路４００における遅延時間は遅延
時間選択データＣａに従って２５ｎｓの時間である（図
２（ｄ）参照）。そこで、出力信号ＸＤの立下がりから
２５ｎｓ後に出力信号ＸＤが立上がる（図２（ｃ）参
照）。この立下がりと立上がりがゲート４０１を介する
ループと遅延によって繰り替えされて、５０ｎｓ周期の
出力信号ＸＤが生成される（図２（ｃ）参照）。この出
力信号ＸＤの反転信号がサンプリングクロックＤとさ
れ、変換周期５０ｎｓでＡ／Ｄ変換が繰り替し行われ
る。

【００４０】測定周期の終了に対応してサンプリングウ
インドウパルスＷが終了すると、ゲート４０１の出力が
“Ｈ”に固定されて出力信号ＸＤの値が遅延時間経過後
に初期状態の値“Ｈ”に戻る。また、フリップフロップ
５０３の出力Ｑは“０”となり、遅延回路４００におけ
る遅延時間も遅延時間選択データＣ’に従う状態に戻
る。そして、遅延時間選択データＣ’の値が“＋１”さ
れて進められた後、次の信号Ｐ．ＳＹＮＣのパルスが発
生し、次の測定周期におけるサンプリングクロックの発
生が行われる。

【００４１】このようにして発生されたサンプリングク
ロックＤに従って２０ＭＨｚの変換周波数のＡ／Ｄ変換
回路を用いて１２５回測定を繰り返すという一連の測定
が行われる。この測定により、その後で画像処理装置６
が測定結果を画面等に表示するときには、あたかも２．
５ＧＨｚの測定を行った場合と等価なデータが得られて
いる。しかも、この２．５ＧＨｚ相当の測定を行う各回
路の動作周波数が、Ａ／Ｄ変換回路に限らず他の回路で
も２０ＭＨｚ以下でよいことは、各構成要素についての
既述の説明から明白である。なお、図２における波形例
の周期やパルス数は図化の都合上簡略化されており、２
０ＭＨｚや１ＫＨｚという周波数とは必ずしも対応して
はいない。

【００４２】以上、説明の簡明化のため、具体的に２０
ＭＨｚのＡ／Ｄ変換回路による等価サンプリング方式で
２．５ＧＨｚのサンプリング周波数相当のサンプリング
が可能であることを詳述してきたが、これに対し、測定
回数の１２５回をｎ回に、変換周期の５０ｎｓをＴに、
サンプリング周波数の逆数である単位遅延時間０．４ｎ
ｓをＴ／ｎに置き換えれば、以上の説明はそのまま一般
化できる。なお、サンプリングクロック等の信号の波形
は、必ずしも矩形波に限定されるものではなく、波形が
安定したものであればよく、例えば正弦波状のものであ
ってもよい。

【００４３】

【発明の効果】以上の説明から理解できるように、この
発明の構成の超音波測定装置では、シーケンシャルデジ
タル化Ａ／Ｄ変換処理方式におけるサンプリングクロッ
クを発生する回路が、遅延時間の切換えが可能であり且
つ自己の出力信号の反転信号を入力して発振する遅延回
路と、測定周期の開始タイミングとその後とで遅延回路
における遅延時間を切換える制御を行う遅延時間制御回
路と、を備えてサンプリングクロックを発生する。これ
により、１つの遅延素子によって最初の遅延時間とその
後の変換周期とが共に定められ、温度変化に対してこれ
らの時間が同一比率で変動するので、温度変化があって
もサンプリングデータの連続性が維持される。したがっ
て、保守性にも優れたシーケンシャルな等価サンプリン
グ方式でのＡ／Ｄ変換処理を継続的に高い精度で行うこ
とができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、この発明の超音波測定装置の一実施例
について、その主要部のブロック図である。

【図２】図２は、その装置の回路動作を説明するための
信号波形の例である。

【図３】図３は、従来の超音波測定装置のブロック図で
ある。

【図４】図４は、その遅延時間選択遅延回路と発振回路
の詳細なブロック図である。

【図５】図５は、従来の装置の回路動作を説明するため
の信号波形の例である。

【図６】図６は、シーケンシャルな等価サンプリングの
原理の説明図である。

【符号の説明】

３遅延時間切換制御回路，遅延時間選択データ出力回
路５Ａ／Ｄ変換回路６画像処理回路１０Ｐ．ＳＹＮＣ発生回路２０ウインドウパルス発生回路４０遅延時間選択遅延回路４０ａ遅延線４０ｂスイッチ回路４１発振回路４１ａディレイ素子４１ｂＮＡＮＤゲート４００遅延回路４０１ＮＡＮＤゲート５００遅延時間制御回路５０１スイッチ回路５０２セレクタ５０３フリップフロップ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の測定周期で得られる超音波のエコー
受信信号をデジタル値に変換して測定値表示処理等の所
定の処理をする超音波測定装置において、所定の変換周期を有するサンプリングタイミング信号を
前記測定周期ごとに受けて前記エコー受信信号をＡ／Ｄ
変換器で前記デジタル値にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回
路と、前記Ａ／Ｄ変換回路によってＡ／Ｄ変換された前
記デジタル値を受けて前記エコー受信信号の時系列に対
応させたデータとしてデータ処理をするデータ処理回路
と、サンプリングの基準となるタイミング及び幅を有す
るサンプリングウインドウ信号を前記測定周期に同期し
て発生するウインドウ信号発生回路と、前記測定周期を
重ねた回数に応じたカウント値等のデータ値を出力する
出力回路と、Ｔ／ｎの時間（ただし、Ｔは前記変換周
期，ｎは２以上の整数）を単位として遅延時間の切換え
が可能であり前記サンプリングウインドウ信号を入力し
この信号を受けているときに自己の出力信号の反転信号
の値を入力することにより発振回路として動作する遅延
回路と、前記測定周期の開始タイミングでは（ｉ−１）
×Ｔ／ｎだけ（ただし、ｉは、測定周期を重ねた回数）
前記サンプリングウインドウ信号の開始タイミングを遅
延させたタイミングで前記遅延回路がその出力信号の発
生を開始するように前記出力回路の出力信号に従って前
記遅延回路に対する遅延時間の切換え制御を行い前記遅
延回路がその出力信号の発生を開始した後は前記遅延回
路における発振周期がＴになるように前記遅延回路に対
する遅延時間の切換え制御を行う遅延時間制御回路と、
を備え、前記遅延回路の出力信号又はその反転信号が前
記サンプリングタイミング信号とされることを特徴とす
る超音波測定装置。