JP3034616B2 - 電話線の線路終端形成方法および装置 - Google Patents
電話線の線路終端形成方法および装置Info
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- Telephonic Communication Services (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電話線の２つの線
路端子に線路終端を形成するための方法及びこの方法を
実施するための装置に関する。
路端子に線路終端を形成するための方法及びこの方法を
実施するための装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電話設備では各電話が２つの線路端子を
介して電話線と接続されており、また局の電話交換を介
して電話線を経て、直流および交流信号から構成される
線路信号を受信する。直流信号は設備の作動のために必
要な直流信号特性曲線を発生する役割をし、また交流信
号は受信信号を形成する。さらに直流信号は、電話によ
り発生され電話線を介して伝達される送信信号により変
調される。最適な伝達条件を保証するため、電話線は予
め定められたインピ−ダンスにより終端されなければな
らない。通常、６００Ωのオーダーの抵抗が標準的に用
いられている。
介して電話線と接続されており、また局の電話交換を介
して電話線を経て、直流および交流信号から構成される
線路信号を受信する。直流信号は設備の作動のために必
要な直流信号特性曲線を発生する役割をし、また交流信
号は受信信号を形成する。さらに直流信号は、電話によ
り発生され電話線を介して伝達される送信信号により変
調される。最適な伝達条件を保証するため、電話線は予
め定められたインピ−ダンスにより終端されなければな
らない。通常、６００Ωのオーダーの抵抗が標準的に用
いられている。
【０００３】ヨーロッパ特許出願公開第 A-0154366号明
細書から、直流信号の大きさが調節回路により安定化さ
れている装置は知られている。会話回路装置の交流信号
内部抵抗に等しい終端抵抗は装置の調節回路のなかに位
置していない。従って、それに電圧降下が発生され、そ
れにより会話回路の外部モジュールの通常必要とされる
電圧供給が悪化される。
細書から、直流信号の大きさが調節回路により安定化さ
れている装置は知られている。会話回路装置の交流信号
内部抵抗に等しい終端抵抗は装置の調節回路のなかに位
置していない。従って、それに電圧降下が発生され、そ
れにより会話回路の外部モジュールの通常必要とされる
電圧供給が悪化される。
【０００４】ヨーロッパ特許出願公開第 A-0263416号明
細書から、線路電流に対して１つの電流検出抵抗のみを
必要とし、同時に直流信号調節を可能にし、また必要と
される線路終端インピ−ダンスを能動的スイッチング要
素によりブリッジ回路を用いて実現する電子式会話回路
装置は知られている。電話線へのマッチングは集積され
たブリッジ回路の外部構成要素の交換により可能であ
る。
細書から、線路電流に対して１つの電流検出抵抗のみを
必要とし、同時に直流信号調節を可能にし、また必要と
される線路終端インピ−ダンスを能動的スイッチング要
素によりブリッジ回路を用いて実現する電子式会話回路
装置は知られている。電話線へのマッチングは集積され
たブリッジ回路の外部構成要素の交換により可能であ
る。
【０００５】集積密度の増大の結果として、信頼性の向
上および取扱の簡単化のために、可能なかぎり少数の外
部構成要素で済ますことができ、また高価な伝送器を節
減する方法および装置を使用することが望ましい。
上および取扱の簡単化のために、可能なかぎり少数の外
部構成要素で済ますことができ、また高価な伝送器を節
減する方法および装置を使用することが望ましい。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、電話
線の２つの線路端子における線路終端を形成するための
別の可能性を提供することである。
線の２つの線路端子における線路終端を形成するための
別の可能性を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、本発明の方法においては、電話線の２つの線路端子
に線路終端を形成するための方法において、線路端子に
与えられる交流信号がその線路端子に同じく与えられて
いる直流信号から分離され、送信端子に与えられる送信
信号と加算され、その結果生じた実際値信号が、電流検
出抵抗に接続された線路端子の交流信号から所与の終端
インピ−ダンスに一致するインピ−ダンス伝達関数によ
り形成される参照信号と調節増幅器により比較され、調
節増幅器が、電流検出抵抗と接続され線路端子間の電流
を決定する操作トランジスタを制御するものである。ま
た本発明の装置においては、線路端子の後にそれぞれ、
与えられている直流信号および交流信号の分離のための
手段が接続され、両交流信号が減算器により基準電位に
関係付けられ、加算器により送信端子の送信信号と加算
され、その結果としての実際値信号が次いで調節増幅器
の第１の入力端に導かれ、その第２の入力端に、電流検
出抵抗に接続されている線路端子のインピ−ダンス伝達
回路網により処理された交流信号から形成される参照信
号が与えられており、調節増幅器が、電話線の２つの線
路端子の間に接続されている電流検出抵抗を有する操作
トランジスタの制御入力端と接続されているものであ
る。
め、本発明の方法においては、電話線の２つの線路端子
に線路終端を形成するための方法において、線路端子に
与えられる交流信号がその線路端子に同じく与えられて
いる直流信号から分離され、送信端子に与えられる送信
信号と加算され、その結果生じた実際値信号が、電流検
出抵抗に接続された線路端子の交流信号から所与の終端
インピ−ダンスに一致するインピ−ダンス伝達関数によ
り形成される参照信号と調節増幅器により比較され、調
節増幅器が、電流検出抵抗と接続され線路端子間の電流
を決定する操作トランジスタを制御するものである。ま
た本発明の装置においては、線路端子の後にそれぞれ、
与えられている直流信号および交流信号の分離のための
手段が接続され、両交流信号が減算器により基準電位に
関係付けられ、加算器により送信端子の送信信号と加算
され、その結果としての実際値信号が次いで調節増幅器
の第１の入力端に導かれ、その第２の入力端に、電流検
出抵抗に接続されている線路端子のインピ−ダンス伝達
回路網により処理された交流信号から形成される参照信
号が与えられており、調節増幅器が、電話線の２つの線
路端子の間に接続されている電流検出抵抗を有する操作
トランジスタの制御入力端と接続されているものであ
る。
【０００８】本発明の構成は他の請求項に示されてい
る。
る。
【０００９】本発明においては、交流信号が調節のなか
に組み入れられており、それによって線路終端インピ−
ダンスが特に精密に実現され得るものである。さらに、
交流信号の調節から分離されている直流信号に対する別
の調節が行われ得る。本発明は電子式手段による二線‐
四線変換を可能にする。さらに、本発明は基本的に単一
のチップの上に構成することができる。最後に、電話線
へのマッチングが、使用される伝達回路網が設定可能な
いしプログラム可能であることにより可能である。
に組み入れられており、それによって線路終端インピ−
ダンスが特に精密に実現され得るものである。さらに、
交流信号の調節から分離されている直流信号に対する別
の調節が行われ得る。本発明は電子式手段による二線‐
四線変換を可能にする。さらに、本発明は基本的に単一
のチップの上に構成することができる。最後に、電話線
へのマッチングが、使用される伝達回路網が設定可能な
いしプログラム可能であることにより可能である。
【００１０】
【実施例】以下、図面に示されている実施例により本発
明を一層詳細に説明する。
明を一層詳細に説明する。
【００１１】図１によれば、本発明による装置は端子ａ
およびｂを介して電話線と接続可能であり、この電話線
は線路抵抗ＺＬを有し、また局側で遠隔加入者の信号ｕ
ｆから供給される。本発明による装置は、操作トランジ
スタＴに供給する調節増幅器ＲＶを含んでいる。出力側
で操作トランジスタＴは電流検出抵抗ＲＳにより線路端
子ａとｂとの間に接続されている。操作トランジスタＴ
と電流検出抵抗ＲＳとの接続点は基準電位に位置してい
る。操作トランジスタＴおよび電流検出抵抗ＲＳを通っ
て直流信号特性曲線に相応して流れる局側で決定される
直流電流Ｉａｂ、遠隔加入者の信号に相応する交流電流
ｉｆおよび送信者の信号に相応する電流ｉｓは、端子ａ
およびｂに直流電圧ＵａまたはＵｂおよび交流電圧ｕａ
およびｕｂを形成する。
およびｂを介して電話線と接続可能であり、この電話線
は線路抵抗ＺＬを有し、また局側で遠隔加入者の信号ｕ
ｆから供給される。本発明による装置は、操作トランジ
スタＴに供給する調節増幅器ＲＶを含んでいる。出力側
で操作トランジスタＴは電流検出抵抗ＲＳにより線路端
子ａとｂとの間に接続されている。操作トランジスタＴ
と電流検出抵抗ＲＳとの接続点は基準電位に位置してい
る。操作トランジスタＴおよび電流検出抵抗ＲＳを通っ
て直流信号特性曲線に相応して流れる局側で決定される
直流電流Ｉａｂ、遠隔加入者の信号に相応する交流電流
ｉｆおよび送信者の信号に相応する電流ｉｓは、端子ａ
およびｂに直流電圧ＵａまたはＵｂおよび交流電圧ｕａ
およびｕｂを形成する。
【００１２】両機能ブロックＡＤＴ１およびＡＤＴ２に
より、端子に与えられている直流および交流信号はそれ
ぞれ互いに分離される。交流信号を直流信号から分離す
るために脱結合コンデンサＣ１およびＣ２が使用され
る。
より、端子に与えられている直流および交流信号はそれ
ぞれ互いに分離される。交流信号を直流信号から分離す
るために脱結合コンデンサＣ１およびＣ２が使用され
る。
【００１３】脱結合のために、たとえば連続‐時間技術
により能動的な集積可能なフィルタとして構成されてい
てよい高域通過フィルタも使用され得る。その限界周波
数はたとえば１００Ｈｚで十分である。
により能動的な集積可能なフィルタとして構成されてい
てよい高域通過フィルタも使用され得る。その限界周波
数はたとえば１００Ｈｚで十分である。
【００１４】それぞれ後続の減算器または差増幅器Ｄ１
またはＤ２の入力端には一方では端子ａおよびｂにおけ
る信号が、また他方では交流信号ｕａおよびｕｂが、ま
た出力端にはその結果として直流電圧ＵａおよびＵｂが
与えられている。直流電圧Ｕａは増幅器Ｖ１で増幅さ
れ、加算器Ｓ１を介して調節増幅器ＲＶの正の入力端と
接続される。直流電圧Ｕｂは増幅器Ｖ２で増幅され、コ
ンパレータＫにおいて基 準直流電圧Ｕｋと比較される。
コンパレータＫの出力端には１つの信号Ｕｒが生じ、こ
の信号は加算器Ｓ２を介して調節増幅器ＲＶの反転入力
端に与えられており、またそれと調節増幅器ＲＶの非反
転入力端における直流信号が比較される。直流信号Ｕｒ
はこうして増幅器Ｖ２、基準直流電圧Ｕｋおよびコンパ
レータＫから形成された直流信号特性曲線‐伝達関数に
よる直流信号Ｕｂの処理により形成される。
またはＤ２の入力端には一方では端子ａおよびｂにおけ
る信号が、また他方では交流信号ｕａおよびｕｂが、ま
た出力端にはその結果として直流電圧ＵａおよびＵｂが
与えられている。直流電圧Ｕａは増幅器Ｖ１で増幅さ
れ、加算器Ｓ１を介して調節増幅器ＲＶの正の入力端と
接続される。直流電圧Ｕｂは増幅器Ｖ２で増幅され、コ
ンパレータＫにおいて基 準直流電圧Ｕｋと比較される。
コンパレータＫの出力端には１つの信号Ｕｒが生じ、こ
の信号は加算器Ｓ２を介して調節増幅器ＲＶの反転入力
端に与えられており、またそれと調節増幅器ＲＶの非反
転入力端における直流信号が比較される。直流信号Ｕｒ
はこうして増幅器Ｖ２、基準直流電圧Ｕｋおよびコンパ
レータＫから形成された直流信号特性曲線‐伝達関数に
よる直流信号Ｕｂの処理により形成される。
【００１５】端子ｂの交流信号ｕｂは一方ではインピ−
ダンス伝達関数を有するインピ−ダンス伝達回路網ＩＭ
Ｐにより処理され、それによって参照信号ｕｒが生じ、
この参照信号は同じく加算器Ｓ２を介して調節増幅器Ｒ
Ｖの反転入力端に与えられ、また比較信号としての役割
をする。交流信号ｕｂは他方では減算器Ｓ３で交流信号
ｕａから差し引かれる。こうして減算器Ｓ３の出力端に
おいてａ／ｂ線路端子の交流電圧は基準電位を基準とす
る関係が形成される。この減算は、装置においてすべて
の電圧が基準電位を基準にしているので必要である。減
算器Ｓ３の出力信号は一方では同じく加算器Ｓ１を介し
て調節増幅器ＲＶの非反転入力端と接続されており、ま
た他方では加算器Ｓ４と接続されている。送信端子Ｓｋ
にたとえばマイクロホンＭｉｃを介して供給可能な送信
信号ｕｓは同じく加算器Ｓ１を介して調節増幅器ＲＶの
非反転入力端と接続されており、また他方ではマッチン
グ伝達関数を有するマッチング回路網ＮＢを介して処理
される。回路網ＮＢの出力端は交流電圧ｕ′ｓを導き、
この交流電圧は減算器Ｓ４で減算器Ｓ３の出力信号から
減算される。減算器Ｓ４の出力端は受信信号ｕ′ｆを与
えられている受信端子Ｅｋと接続されている。減算器Ｓ
３の出力端に生じ、基準電位を基準とする信号はｕ′ｆ
＋ｕ′ｓである。
ダンス伝達関数を有するインピ−ダンス伝達回路網ＩＭ
Ｐにより処理され、それによって参照信号ｕｒが生じ、
この参照信号は同じく加算器Ｓ２を介して調節増幅器Ｒ
Ｖの反転入力端に与えられ、また比較信号としての役割
をする。交流信号ｕｂは他方では減算器Ｓ３で交流信号
ｕａから差し引かれる。こうして減算器Ｓ３の出力端に
おいてａ／ｂ線路端子の交流電圧は基準電位を基準とす
る関係が形成される。この減算は、装置においてすべて
の電圧が基準電位を基準にしているので必要である。減
算器Ｓ３の出力信号は一方では同じく加算器Ｓ１を介し
て調節増幅器ＲＶの非反転入力端と接続されており、ま
た他方では加算器Ｓ４と接続されている。送信端子Ｓｋ
にたとえばマイクロホンＭｉｃを介して供給可能な送信
信号ｕｓは同じく加算器Ｓ１を介して調節増幅器ＲＶの
非反転入力端と接続されており、また他方ではマッチン
グ伝達関数を有するマッチング回路網ＮＢを介して処理
される。回路網ＮＢの出力端は交流電圧ｕ′ｓを導き、
この交流電圧は減算器Ｓ４で減算器Ｓ３の出力信号から
減算される。減算器Ｓ４の出力端は受信信号ｕ′ｆを与
えられている受信端子Ｅｋと接続されている。減算器Ｓ
３の出力端に生じ、基準電位を基準とする信号はｕ′ｆ
＋ｕ′ｓである。
【００１６】基本的に、端子ａとｂとの間に位置する装
置の原理回路図を実現するすべての要素は１つのチップ
上に集積可能である。電流検出抵抗ＲＳはその際に、端
子ａおよびｂを通って流れる直流および交流電流を測定
する役割をし、また可能なかぎり正確でなければならな
い。調整が集積技術に基づいて不可能または困難であれ
ば、個別の電流検出抵抗が使用される。端子ａおよびｂ
に２００Ｖまでの電圧ピークおよび１００ｍＡよりも大
きい電流が生じ得るので、操作トランジスタＴ１は電力
用トランジスタでなければならない。電力用トランジス
タは特殊なテクノロジーで集積され得る。さもなければ
個別素子、たとえばＳＩＰＭＯＳが選ばれる。大きいキ
ャパシタンスを有する脱結合コンデンサは実際上集積さ
れ得ない。集積された脱結合に対しては、相応に低い限
界周波数を有する能動的高域通過フィルタが有利に使用
される。操作トランジスタＴ１は調節増幅器ＲＶによ
り、線路端子に予め定められた終端インピ−ダンスおよ
び直流信号特性曲線が生ずるように制御される。同時に
回路は二線‐四線変換を可能にする。
置の原理回路図を実現するすべての要素は１つのチップ
上に集積可能である。電流検出抵抗ＲＳはその際に、端
子ａおよびｂを通って流れる直流および交流電流を測定
する役割をし、また可能なかぎり正確でなければならな
い。調整が集積技術に基づいて不可能または困難であれ
ば、個別の電流検出抵抗が使用される。端子ａおよびｂ
に２００Ｖまでの電圧ピークおよび１００ｍＡよりも大
きい電流が生じ得るので、操作トランジスタＴ１は電力
用トランジスタでなければならない。電力用トランジス
タは特殊なテクノロジーで集積され得る。さもなければ
個別素子、たとえばＳＩＰＭＯＳが選ばれる。大きいキ
ャパシタンスを有する脱結合コンデンサは実際上集積さ
れ得ない。集積された脱結合に対しては、相応に低い限
界周波数を有する能動的高域通過フィルタが有利に使用
される。操作トランジスタＴ１は調節増幅器ＲＶによ
り、線路端子に予め定められた終端インピ−ダンスおよ
び直流信号特性曲線が生ずるように制御される。同時に
回路は二線‐四線変換を可能にする。
【００１７】図１に示されている線路終端装置の機能を
以下の詳細原理回路図により説明する。図２には交流信
号に対して設けられている調節回路における本発明によ
る方法の原理が示されている。調節増幅器ＲＶは、電流
検出抵抗ＲＳを有する操作トランジスタＴを制御し、こ
れらは端子ａとｂとの間に位置しており、交流電流ｉａ
ｂを導く。端子ａとｂとの間の電圧は直流電圧Ｕａｂお
よび交流電圧ｕａｂから成っている。線路端子ａおよび
ｂにおける交流電圧は結合コンデンサＣ１およびＣ２に
より線路端子に与えられている直流電圧から分離され、
加算器Ｓ３で基準電位を基準とする関係が形成され、ま
た送信端子Ｓｋに与えられる送信信号ｕｓと加算され
る。加算器Ｓ３の出力信号は調節増幅器ＲＶの非反転入
力端に与えられている。交流電流ｉａｂは電流検出抵抗
ＲＳにおいて電圧ｕｂに変換され、この電圧ｕｂはイン
ピ−ダンス伝達関数を有する回路網ＩＭＰで処理され、
参照電圧ｕｒとして調節増幅器ＲＶの反転入力端に与え
られる。
以下の詳細原理回路図により説明する。図２には交流信
号に対して設けられている調節回路における本発明によ
る方法の原理が示されている。調節増幅器ＲＶは、電流
検出抵抗ＲＳを有する操作トランジスタＴを制御し、こ
れらは端子ａとｂとの間に位置しており、交流電流ｉａ
ｂを導く。端子ａとｂとの間の電圧は直流電圧Ｕａｂお
よび交流電圧ｕａｂから成っている。線路端子ａおよび
ｂにおける交流電圧は結合コンデンサＣ１およびＣ２に
より線路端子に与えられている直流電圧から分離され、
加算器Ｓ３で基準電位を基準とする関係が形成され、ま
た送信端子Ｓｋに与えられる送信信号ｕｓと加算され
る。加算器Ｓ３の出力信号は調節増幅器ＲＶの非反転入
力端に与えられている。交流電流ｉａｂは電流検出抵抗
ＲＳにおいて電圧ｕｂに変換され、この電圧ｕｂはイン
ピ−ダンス伝達関数を有する回路網ＩＭＰで処理され、
参照電圧ｕｒとして調節増幅器ＲＶの反転入力端に与え
られる。
【００１８】増幅率Ｖを有する調節増幅器ＲＶは、相互
コンダクタンスｇｍＴを有する操作トランジスタＴによ
り、調節増幅器ＲＶの非反転入力端に与えられている加
算器Ｓ３の出力電圧を参照電圧ｕｒに調節し、それによ
って線路端子ａおよびｂは回路網ＩＭＰのインピ−ダン
ス伝達関数により決定された予め定められたインピ−ダ
ンスにより終端される。
コンダクタンスｇｍＴを有する操作トランジスタＴによ
り、調節増幅器ＲＶの非反転入力端に与えられている加
算器Ｓ３の出力電圧を参照電圧ｕｒに調節し、それによ
って線路端子ａおよびｂは回路網ＩＭＰのインピ−ダン
ス伝達関数により決定された予め定められたインピ−ダ
ンスにより終端される。
【００１９】図１および図２による本発明による装置の
交流信号調節挙動を図３ａおよび図３ｂにより説明す
る。図３ａには、遠隔加入者が信号ｕｆを供給するとき
の受信経路に対する調節‐ブロック回路図が示されてい
る。端子ａおよびｂには交流電圧信号ｕａｂが目標信号
として与えられている。交流信号ｕａｂは負荷により影
響されないと仮定されている。調節増幅器ＲＶの増幅率
Ｖに対しては１００００という典型的な値が、また操作
トランジスタＴの相互コンダクタンスｇｍＴに対しては
１０ｍＳという典型的な値が仮定されている。電流検出
抵抗ＲＳとインピ−ダンス伝達回路網ＩＭＰの無次元の
伝達係数Ｕとの積に対しては、１００と１０００との間
の典型的な値が生じ、この値は増幅率Ｖと相互コンダク
タンスｇｍＴとの積の逆数値よりも非常に大きい。図３
ａによれば電流ｉａｂはｕａｂと、ＲＳと伝達係数Ｕと
の積との比から決定される。この積に対して線路インピ
−ダンスの値を選べば、交流電流ｉａｂは交流電圧ｕａ
ｂと終端インピ−ダンスとの比として生ずる。
交流信号調節挙動を図３ａおよび図３ｂにより説明す
る。図３ａには、遠隔加入者が信号ｕｆを供給するとき
の受信経路に対する調節‐ブロック回路図が示されてい
る。端子ａおよびｂには交流電圧信号ｕａｂが目標信号
として与えられている。交流信号ｕａｂは負荷により影
響されないと仮定されている。調節増幅器ＲＶの増幅率
Ｖに対しては１００００という典型的な値が、また操作
トランジスタＴの相互コンダクタンスｇｍＴに対しては
１０ｍＳという典型的な値が仮定されている。電流検出
抵抗ＲＳとインピ−ダンス伝達回路網ＩＭＰの無次元の
伝達係数Ｕとの積に対しては、１００と１０００との間
の典型的な値が生じ、この値は増幅率Ｖと相互コンダク
タンスｇｍＴとの積の逆数値よりも非常に大きい。図３
ａによれば電流ｉａｂはｕａｂと、ＲＳと伝達係数Ｕと
の積との比から決定される。この積に対して線路インピ
−ダンスの値を選べば、交流電流ｉａｂは交流電圧ｕａ
ｂと終端インピ−ダンスとの比として生ずる。
【００２０】図３ｂには目標信号として１つの送信信号
の供給の際の図１または図２による装置の交流信号調節
挙動が示されている。操作トランジスタＴを通って流れ
る電流ｉａｂは一方では線路インピ−ダンスＺＬを介し
て、また他方では電流検出抵抗ＲＳおよびインピ−ダン
ス伝達回路網ＩＭＰの伝達係数Ｕを介して減算器に導か
れ、この減算器は信号を送信信号と比較し、また続いて
調節偏差を増幅率Ｖを有する調節増幅器ＲＶと操作トラ
ンジスタＴとを介して調節する。Ｖ、ｇｍＴ、ＲＳおよ
びＵの値に関して図３ａに対してなされた仮定のもとに
（その際にＲＳとＵとの積は終端インピ−ダンスに等し
くなければならない）、電流ｉａｂは送信電圧ｕｓと、
線路インピ−ダンスＺＬと終端インピ−ダンスＲＳ×Ｕ
との和との比に等しくなる。図２による端子ａとｂとの
間の装置に対する等価回路として、終端インピ−ダンス
と線路インピ−ダンスとの和により除算された電流ｕｓ
を有する電流源が生ずる。端子ａおよびｂにおける電圧
ｕａｂに対しては送信電圧ｕｓと、線路インピ−ダンス
ＺＬと線路インピ−ダンスＺＬと終端インピ−ダンスと
の和との比との負の積が生ずる。限界的な場合に対して
下記のことが生ずる。無負荷の際には線路インピ−ダン
スＺＬは無限大に等しく、また電流ｉａｂは零に等し
い。その場合、電圧ｕａｂは負の送信電圧ｕｓに一致す
る。その際に送信電圧ｕｓは線路上を逆方向に伝播す
る。なぜならば、存在する抵抗を通って電流が流れない
からである。別の限界的な場合として短絡の際には線路
インピ−ダンスＺＬは零に等しく、また電圧ｕａｂは同
じく零に等しい。電流ｉａｂは送信電圧ｕｓと装置の終
端インピ−ダンスとから生ずる。マッチングの場合には
端子ａ、ｂの間の終端インピ−ダンスは線路インピ−ダ
ンスＺＬに等しい。電圧ｕａｂはその場合に負の半電圧
ｕｓに等しい。
の供給の際の図１または図２による装置の交流信号調節
挙動が示されている。操作トランジスタＴを通って流れ
る電流ｉａｂは一方では線路インピ−ダンスＺＬを介し
て、また他方では電流検出抵抗ＲＳおよびインピ−ダン
ス伝達回路網ＩＭＰの伝達係数Ｕを介して減算器に導か
れ、この減算器は信号を送信信号と比較し、また続いて
調節偏差を増幅率Ｖを有する調節増幅器ＲＶと操作トラ
ンジスタＴとを介して調節する。Ｖ、ｇｍＴ、ＲＳおよ
びＵの値に関して図３ａに対してなされた仮定のもとに
（その際にＲＳとＵとの積は終端インピ−ダンスに等し
くなければならない）、電流ｉａｂは送信電圧ｕｓと、
線路インピ−ダンスＺＬと終端インピ−ダンスＲＳ×Ｕ
との和との比に等しくなる。図２による端子ａとｂとの
間の装置に対する等価回路として、終端インピ−ダンス
と線路インピ−ダンスとの和により除算された電流ｕｓ
を有する電流源が生ずる。端子ａおよびｂにおける電圧
ｕａｂに対しては送信電圧ｕｓと、線路インピ−ダンス
ＺＬと線路インピ−ダンスＺＬと終端インピ−ダンスと
の和との比との負の積が生ずる。限界的な場合に対して
下記のことが生ずる。無負荷の際には線路インピ−ダン
スＺＬは無限大に等しく、また電流ｉａｂは零に等し
い。その場合、電圧ｕａｂは負の送信電圧ｕｓに一致す
る。その際に送信電圧ｕｓは線路上を逆方向に伝播す
る。なぜならば、存在する抵抗を通って電流が流れない
からである。別の限界的な場合として短絡の際には線路
インピ−ダンスＺＬは零に等しく、また電圧ｕａｂは同
じく零に等しい。電流ｉａｂは送信電圧ｕｓと装置の終
端インピ−ダンスとから生ずる。マッチングの場合には
端子ａ、ｂの間の終端インピ−ダンスは線路インピ−ダ
ンスＺＬに等しい。電圧ｕａｂはその場合に負の半電圧
ｕｓに等しい。
【００２１】図１により、図２による交流信号調節回路
と二線‐四線変換がどのように組み合わされ得るかを説
明する。そのためにマッチング伝達回路網ＮＢおよび減
算器Ｓ４（その回路は既に説明されている）が用いられ
る。端子ａおよびｂに生ずる交流電圧信号ｕａｂは受信
信号ｕ′ｆと送信信号ｕ′ｓとの和であり、その際に
ｕ′ｓは送信電流ｉｓと線路インピ−ダンスとの積から
生じ、また送信電流ｉｓは送信信号ｕｓならびに線路お
よび終端インピ−ダンスの１つの関数である。受信信号
ｕ′ｆは端子ａおよびｂにおいて実際に受信される遠隔
加入者の信号ｕｆである。
と二線‐四線変換がどのように組み合わされ得るかを説
明する。そのためにマッチング伝達回路網ＮＢおよび減
算器Ｓ４（その回路は既に説明されている）が用いられ
る。端子ａおよびｂに生ずる交流電圧信号ｕａｂは受信
信号ｕ′ｆと送信信号ｕ′ｓとの和であり、その際に
ｕ′ｓは送信電流ｉｓと線路インピ−ダンスとの積から
生じ、また送信電流ｉｓは送信信号ｕｓならびに線路お
よび終端インピ−ダンスの１つの関数である。受信信号
ｕ′ｆは端子ａおよびｂにおいて実際に受信される遠隔
加入者の信号ｕｆである。
【００２２】減算器Ｓ３の出力端にはこうして受信信号
ｕ′ｆと送信電流ｉｓから形成された信号ｕ′ｓとの和
が生じている。マッチング伝達回路網ＮＢの出力端には
同じく送信信号ｕｓから信号ｕ′ｓが生じており、この
信号はマッチング伝達関数により評価されている。この
ことは、マッチング伝達回路網のなかで信号ｕ′ｓと信
号ｕｓとの関係がシミュレートされなければならないこ
とを意味する。減算器Ｓ３の出力信号からの差し引きは
理想的には受信信号ｕ′ｆを受信端子Ｅｋに供給する。
信号ｕ′ｓの誤ったシミュレーションの際には受信端子
において受信信号に送信信号の一部分が加わる（側音通
話当量）。
ｕ′ｆと送信電流ｉｓから形成された信号ｕ′ｓとの和
が生じている。マッチング伝達回路網ＮＢの出力端には
同じく送信信号ｕｓから信号ｕ′ｓが生じており、この
信号はマッチング伝達関数により評価されている。この
ことは、マッチング伝達回路網のなかで信号ｕ′ｓと信
号ｕｓとの関係がシミュレートされなければならないこ
とを意味する。減算器Ｓ３の出力信号からの差し引きは
理想的には受信信号ｕ′ｆを受信端子Ｅｋに供給する。
信号ｕ′ｓの誤ったシミュレーションの際には受信端子
において受信信号に送信信号の一部分が加わる（側音通
話当量）。
【００２３】先に説明した装置により、図２により説明
した調節の良度が検査され得る。送信信号ｕｓを供給す
ると、マッチングの際には、すなわち端子ａおよびｂに
おける終端インピ−ダンスが線路インピ−ダンスＺＬに
等しいときには、端子ａ、ｂにおける電圧は反転された
半電圧ｕｓに等しい。いま回路網ＮＢのマッチング伝達
関数を−１／２の乗算係数として選ぶと、受信端子Ｅｋ
に理想的には電圧が生じてはならない。実際には−３０
ｄＢまたはそれよりも良好な側音通話当量が達成され得
る。
した調節の良度が検査され得る。送信信号ｕｓを供給す
ると、マッチングの際には、すなわち端子ａおよびｂに
おける終端インピ−ダンスが線路インピ−ダンスＺＬに
等しいときには、端子ａ、ｂにおける電圧は反転された
半電圧ｕｓに等しい。いま回路網ＮＢのマッチング伝達
関数を−１／２の乗算係数として選ぶと、受信端子Ｅｋ
に理想的には電圧が生じてはならない。実際には−３０
ｄＢまたはそれよりも良好な側音通話当量が達成され得
る。
【００２４】図１または図２による線路終端装置の別の
有利な実施例では、図４により説明する直流電圧特性曲
線調節が組み入れられている。前出の図面と同じく、等
しい要素には等しい参照符号が付されている。
有利な実施例では、図４により説明する直流電圧特性曲
線調節が組み入れられている。前出の図面と同じく、等
しい要素には等しい参照符号が付されている。
【００２５】直流信号特性曲線調節は交流信号調節から
分離されており、従って調節回路は互いに影響しない。
従って、直流信号特性曲線調節は、交流信号調節を有し
ていない装置において使用され得る。
分離されており、従って調節回路は互いに影響しない。
従って、直流信号特性曲線調節は、交流信号調節を有し
ていない装置において使用され得る。
【００２６】図４の装置により図５による特性曲線が実
現され得る。その際に端子ａとｂとの間の直流電圧Ｕａ
ｂは基準直流電圧ＵｋまでトランジスタＴおよび電流検
出抵抗ＲＳを通る直流電流Ｉａｂと共に直線的に上昇す
る。基準直流電圧Ｕｋにより決定される限界電流Ｉｇの
上側では直流電圧は制限される。図４によれば、直流信
号特性曲線の直線部分および制限される部分はそれぞれ
固有の調節回路により実現される。直流電流Ｉａｂが限
界値Ｉｇに達すると、１つの調節回路から他方の調節回
路に不連続的にコンパレータＫにより切換えられる。直
流信号特性曲線のなかに生ずる折れ曲がりは交流信号調
節に作用しない。なぜならば、両調節回路は互いに無関
係であるからである。
現され得る。その際に端子ａとｂとの間の直流電圧Ｕａ
ｂは基準直流電圧ＵｋまでトランジスタＴおよび電流検
出抵抗ＲＳを通る直流電流Ｉａｂと共に直線的に上昇す
る。基準直流電圧Ｕｋにより決定される限界電流Ｉｇの
上側では直流電圧は制限される。図４によれば、直流信
号特性曲線の直線部分および制限される部分はそれぞれ
固有の調節回路により実現される。直流電流Ｉａｂが限
界値Ｉｇに達すると、１つの調節回路から他方の調節回
路に不連続的にコンパレータＫにより切換えられる。直
流信号特性曲線のなかに生ずる折れ曲がりは交流信号調
節に作用しない。なぜならば、両調節回路は互いに無関
係であるからである。
【００２７】特性曲線の直線部分での調節の際には操作
トランジスタＴのドレイン‐ソース間電圧が電流Ｉａｂ
の増大と共に直線的に高められる。直流電圧Ｕａｂはド
レイン‐ソース間電圧と直流電流Ｉａｂと電流検出抵抗
ＲＳとの積との和に等しい。他方において電流Ｉａｂは
トランジスタＴのドレイン‐ソース間電圧と増幅器Ｖ２
の出力端における参照電圧Ｕｒとの差を調節増幅器ＲＶ
の増幅率ＶおよびトランジスタＴの相互コンダクタンス
ｇｍＴにより乗算したものに等しい。その際に参照電圧
Ｕｒは電流Ｉａｂと電流検出抵抗ＲＳと増幅器Ｖ２の伝
達係数との積に関係する。増幅率Ｖおよび相互コンダク
タンスｇｍＴの逆数値が電流検出抵抗ＲＳと増幅器Ｖ２
の伝達係数との積にくらべて小さいという仮定のもと
に、電流ＩａｂはトランジスタＴのドレイン‐ソース間
電圧と抵抗ＲＳと増幅器Ｖ２の伝達係数との積との比に
等しい。増幅器Ｖ２に対して外部回路付き演算増幅器か
ら形成された非反転増幅器を選ぶと、増幅率は演算増幅
器の外部回路の２つの抵抗を介して設定され得る。増幅
器Ｖ２の増幅係数または伝達係数が１８であり、また電
流検出抵抗が２２Ωであれば、電圧Ｕａｂは電流Ｉａｂ
と４４０Ωの抵抗との積として生ずる。
トランジスタＴのドレイン‐ソース間電圧が電流Ｉａｂ
の増大と共に直線的に高められる。直流電圧Ｕａｂはド
レイン‐ソース間電圧と直流電流Ｉａｂと電流検出抵抗
ＲＳとの積との和に等しい。他方において電流Ｉａｂは
トランジスタＴのドレイン‐ソース間電圧と増幅器Ｖ２
の出力端における参照電圧Ｕｒとの差を調節増幅器ＲＶ
の増幅率ＶおよびトランジスタＴの相互コンダクタンス
ｇｍＴにより乗算したものに等しい。その際に参照電圧
Ｕｒは電流Ｉａｂと電流検出抵抗ＲＳと増幅器Ｖ２の伝
達係数との積に関係する。増幅率Ｖおよび相互コンダク
タンスｇｍＴの逆数値が電流検出抵抗ＲＳと増幅器Ｖ２
の伝達係数との積にくらべて小さいという仮定のもと
に、電流ＩａｂはトランジスタＴのドレイン‐ソース間
電圧と抵抗ＲＳと増幅器Ｖ２の伝達係数との積との比に
等しい。増幅器Ｖ２に対して外部回路付き演算増幅器か
ら形成された非反転増幅器を選ぶと、増幅率は演算増幅
器の外部回路の２つの抵抗を介して設定され得る。増幅
器Ｖ２の増幅係数または伝達係数が１８であり、また電
流検出抵抗が２２Ωであれば、電圧Ｕａｂは電流Ｉａｂ
と４４０Ωの抵抗との積として生ずる。
【００２８】調節の制限される部分ではトランジスタＴ
のドレイン‐ソース間電圧は一定に調節される。しかし
ながら、電流検出抵抗ＲＳにおける電圧降下に起因して
端子ａおよびｂにおける直流電圧は、図５中に示されて
いるように、小さい上昇率で上昇する。基準直流電圧Ｕ
ｋへの切換はコンパレータＫにより行われ、従ってその
後は参照電圧Ｕｒは基準直流電圧Ｕｋに等しい。調節増
幅器ＲＶの増幅率が十分に大きいという仮定のもとに調
節の際に擾乱量ＵａｂおよびトランジスタＴの電流源の
影響は消去される。同じく増幅率Ｖにより定常精度が設
定され得る。その後にトランジスタＴのドレイン‐ソー
ス間電圧は屈曲電圧Ｕｋに等しい。
のドレイン‐ソース間電圧は一定に調節される。しかし
ながら、電流検出抵抗ＲＳにおける電圧降下に起因して
端子ａおよびｂにおける直流電圧は、図５中に示されて
いるように、小さい上昇率で上昇する。基準直流電圧Ｕ
ｋへの切換はコンパレータＫにより行われ、従ってその
後は参照電圧Ｕｒは基準直流電圧Ｕｋに等しい。調節増
幅器ＲＶの増幅率が十分に大きいという仮定のもとに調
節の際に擾乱量ＵａｂおよびトランジスタＴの電流源の
影響は消去される。同じく増幅率Ｖにより定常精度が設
定され得る。その後にトランジスタＴのドレイン‐ソー
ス間電圧は屈曲電圧Ｕｋに等しい。
【００２９】図２による調節への図４による調節の組み
入れは加算器Ｓ１およびＳ２により行われる。実現のた
めに重要なことは、直流電圧Ｕａが増幅器Ｖ１のなかで
レベル補正を行う係数により乗算されることである。
入れは加算器Ｓ１およびＳ２により行われる。実現のた
めに重要なことは、直流電圧Ｕａが増幅器Ｖ１のなかで
レベル補正を行う係数により乗算されることである。
【００３０】図６にはインピ−ダンス伝達回路網ＩＭＰ
の１つの実施例が示されている。この回路網は要素ＯＴ
Ａ１、Ｖ３、Ｃ、Ｒ１およびＲ２から成る能動的ＲＣ回
路を含んでいる。要素ＯＴＡ２、Ｖ４およびＲ３は１つ
の比例要素を形成し、また要素Ｒ４ないしＲ６およびＡ
は１つの加算器を形成する。入力信号に関係付けられる
要素Ａにおける出力信号の計算の際に複素伝達係数Ｕが
生ずる。図６による装置のすべての要素は、すなわちキ
ャパシタンスＣも集積可能である。
の１つの実施例が示されている。この回路網は要素ＯＴ
Ａ１、Ｖ３、Ｃ、Ｒ１およびＲ２から成る能動的ＲＣ回
路を含んでいる。要素ＯＴＡ２、Ｖ４およびＲ３は１つ
の比例要素を形成し、また要素Ｒ４ないしＲ６およびＡ
は１つの加算器を形成する。入力信号に関係付けられる
要素Ａにおける出力信号の計算の際に複素伝達係数Ｕが
生ずる。図６による装置のすべての要素は、すなわちキ
ャパシタンスＣも集積可能である。
【００３１】図７には機能ブロックＡＤＴ１およびＡＤ
Ｔ２による直流および交流信号の分離のための１つの実
施例の原理回路図が示されている。端子ａまたはｂの後
に一方では直接に、また他方では脱結合コンデンサＣ１
またはＣ２を介して脱結合増幅器が接続されている。両
増幅器の出力信号は、詳細には示されていない抵抗およ
び演算増幅器から成る１つの減算器のなかで互いに差し
引かれる。その後、詳細には示されていない演算増幅器
の出力端に直流電圧信号ＵａまたはＵｂが得られる。
Ｔ２による直流および交流信号の分離のための１つの実
施例の原理回路図が示されている。端子ａまたはｂの後
に一方では直接に、また他方では脱結合コンデンサＣ１
またはＣ２を介して脱結合増幅器が接続されている。両
増幅器の出力信号は、詳細には示されていない抵抗およ
び演算増幅器から成る１つの減算器のなかで互いに差し
引かれる。その後、詳細には示されていない演算増幅器
の出力端に直流電圧信号ＵａまたはＵｂが得られる。
【００３２】図８には、差増幅器Ｄおよび出力側で駆動
されるｎまたはｐチャネルトランジスタから成るコンパ
レータＫの１つの実施例が示されている。ｎチャネルト
ランジスタの出力回路はコンパレータの出力端子と反転
入力端との間に接続されており、ｐチャネルトランジス
タの出力回路はコンパレータＫの出力端子と非反転入力
端との間に接続されており、この非反転入力端はさらに
増幅器Ｖ２と接続されている。差増幅器Ｄの反転入力端
はさらに基準直流電圧Ｕｋを有する電圧源と接続されて
いる。
されるｎまたはｐチャネルトランジスタから成るコンパ
レータＫの１つの実施例が示されている。ｎチャネルト
ランジスタの出力回路はコンパレータの出力端子と反転
入力端との間に接続されており、ｐチャネルトランジス
タの出力回路はコンパレータＫの出力端子と非反転入力
端との間に接続されており、この非反転入力端はさらに
増幅器Ｖ２と接続されている。差増幅器Ｄの反転入力端
はさらに基準直流電圧Ｕｋを有する電圧源と接続されて
いる。
【００３３】種々の電話線への本発明による装置のマッ
チングは終端インピ−ダンスに関係してインピ−ダンス
伝達回路網ＩＭＰにより、たとえば抵抗Ｒ１ないしＲ６
及びＣを介して行われ、またマッチング伝達回路網ＮＢ
の適応は相異なる線路インピ−ダンスまたは終端インピ
−ダンスに相応してたとえば図６で説明したように能動
的要素により行われる。線路のマッチングの際には、す
なわち線路インピ−ダンスおよび終端インピ−ダンスが
等しい際には、マッチング伝達回路網は実数の乗算係数
１／２を有する。相異なる電話線への直流電圧特性曲線
のマッチングは直流電圧Ｕｋまたは増幅器Ｖ２の増幅
率、すなわち直流信号特性曲線‐伝達回路網の設定要素
により行われ得る。本発明による装置の設定要素がプロ
グラム可能であることは目的にかなっている。
チングは終端インピ−ダンスに関係してインピ−ダンス
伝達回路網ＩＭＰにより、たとえば抵抗Ｒ１ないしＲ６
及びＣを介して行われ、またマッチング伝達回路網ＮＢ
の適応は相異なる線路インピ−ダンスまたは終端インピ
−ダンスに相応してたとえば図６で説明したように能動
的要素により行われる。線路のマッチングの際には、す
なわち線路インピ−ダンスおよび終端インピ−ダンスが
等しい際には、マッチング伝達回路網は実数の乗算係数
１／２を有する。相異なる電話線への直流電圧特性曲線
のマッチングは直流電圧Ｕｋまたは増幅器Ｖ２の増幅
率、すなわち直流信号特性曲線‐伝達回路網の設定要素
により行われ得る。本発明による装置の設定要素がプロ
グラム可能であることは目的にかなっている。
【図１】調節される終端インピ−ダンス、調節される直
流信号特性曲線および二線‐四線変換を有する本発明に
よる装置の原理回路図。
流信号特性曲線および二線‐四線変換を有する本発明に
よる装置の原理回路図。
【図２】本発明による調節される交流信号装置の原理回
路図。
路図。
【図３】ａは受信信号調節に対する原理回路図、ｂは送
信信号調節に対する原理回路図。
信信号調節に対する原理回路図。
【図４】予め定められた特性曲線を有する１つの直流信
号調節の原理回路図。
号調節の原理回路図。
【図５】直流信号特性曲線を説明するための図。
【図６】電子式インピ−ダンス伝達回路網の原理回路
図。
図。
【図７】電子式直流および交流信号隔離装置の原理回路
図。
図。
【図８】コンパレータの原理回路図。
【符号の説明】 ＡＤＴ１ 直流および交流信号隔離手段 ＡＤＴ２ 直流および交流信号隔離手段 ａ 線路端子 ｂ 線路端子 Ｅｋ 受信端子 Ｉａｂ 直流電流 ｉａｂ 交流電流 ＩＭＰ インピ−ダンス伝達回路網 ｉｓ 送信信号 Ｋ コンパレータ ＮＢ マッチング伝達回路網 ＲＳ 電流検出抵抗 ＲＶ 調節増幅器 Ｓ１ 加算器 Ｓ２ 加算器 Ｓ３ 減算器 Ｓｋ 送信端子 Ｔ 操作トランジスタ Ｕａ 直流信号 Ｕｂ 直流信号 ｕａ 交流信号 ｕｂ 交流信号 Ｕａｂ 直流電圧 ｕａｂ 交流電圧 Ｕｋ 基準直流電圧 ｕｒ 参照信号 ｕｓ 送信信号 Ｖ２ 増幅器 ＺＬ 電話線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 カール、フオルマネーク オーストリア国01110ウイーン、ジンメ リンガーハウプトシユトラーセ16／４ (56)参考文献 特開 昭63−1240（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−82749（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−272296（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04M 1/76 H04M 19/00 H04Q 3/42 104
Claims (10)
- 【請求項１】 電話線の２つの線路端子（ａ、ｂ）に線
路終端を形成するための方法において、線路端子（ａ、
ｂ）に与えられる交流信号（ｕａ、ｕｂ）がその線路端
子（ａ、ｂ）に同じく与えられている直流信号（Ｕａ、
Ｕｂ）から分離され、送信端子（Ｓｋ）に与えられる送
信信号（ｕｓ）と加算され、その結果生じた実際値信号
が、電流検出抵抗（ＲＳ）に接続された線路端子（ｂ）
の交流信号（ｕｂ）から所与の終端インピ−ダンスに一
致するインピ−ダンス伝達関数により形成される参照信
号（ｕｒ）と調節増幅器（ＲＶ）により比較され、調節
増幅器（ＲＶ）が、電流検出抵抗（ＲＳ）と接続され線
路端子（ａ、ｂ）間の電流（Ｉａｂ＋ｉｆ＋ｉｓ）を決
定する操作トランジスタ（Ｔ）を制御することを特徴と
する電話線の線路終端形成方法。 - 【請求項２】 基準電位を基準とする線路端子（ａ、
ｂ）における交流信号（ｕ′ｆ＋ｕ′ｓ）が、電話線
（ＺＬ）と線路終端とのインピ−ダンス比から生ずるマ
ッチング伝達関数により送信信号（ｕｓ）から形成され
る信号（ｕ′ｓ）と比較されることを特徴とする請求項
１記載の方法。 - 【請求項３】 それぞれ交流信号（ｕａ、ｕｂ）から分
離された線路端子（ａ、ｂ）の直流信号（Ｕａ、Ｕｂ）
が、一方では増幅されて実際値信号と加算され、他方で
は直流信号特性曲線‐伝達関数により形成された参照信
号（ｕｒ）と加算されることを特徴とする請求項１また
は２記載の方法。 - 【請求項４】 請求項１ないし３のいずれか１つに記載
の方法を実施するための装置において、線路端子（ａ、
ｂ）の後にそれぞれ、与えられている直流および交流信
号の分離のための手段（ＡＤＴ１、ＡＤＴ２）が接続さ
れ、両交流信号（ｕａ、ｕｂ）が減算器（Ｓ３）により
基準電位を基準とする関係が形成され、加算器（Ｓ１）
により送信端子（Ｓｋ）の送信信号（ｕｓ）と加算さ
れ、その結果としての実際値信号が次いで調節増幅器
（ＲＶ）の第１の入力端（＋）に導かれ、その第２の入
力端（−）に、電流検出抵抗（ＲＳ）に接続されている
線路端子（ｂ）のインピ−ダンス伝達回路網（ＩＭＰ）
により処理された交流信号（ｕｂ）から形成される参照
信号（ｕｒ）が与えられており、調節増幅器（ＲＶ）
が、電話線の２つの線路端子（ａ、ｂ）の間に接続され
ている電流検出抵抗（ＲＳ）を有する操作トランジスタ
（Ｔ）の制御入力端と接続されていることを特徴とする
電話線の線路終端形成装置。 - 【請求項５】 基準電位を基準とする交流信号（ｕ′ｆ
＋ｕ′ｓ）から減算器（Ｓ４）において、マッチング伝
達回路網（ＮＢ）により処理された送信信号（ｕｓ）か
ら形成される信号（ｕ′ｓ）が減算され、減算器出力端
が受信端子（ＥＫ）と接続されていることを特徴とする
請求項４記載の装置。 - 【請求項６】 電話線（ＺＬ）および装置のインピ−ダ
ンスの合致の際にマッチング伝達回路網（ＮＢ）が一定
の伝達関数１／２を構成することを特徴とする請求項５
記載の装置。 - 【請求項７】 交流信号（ｕａ、ｕｂ）から分離された
直流信号（Ｕａ、Ｕｂ）が一方では増幅（Ｖ１）されて
第１の加算器（Ｓ１）を介して実際値信号と加算され、
他方では直流信号特性曲線‐伝達回路網（Ｖ２、Ｕｋ、
Ｋ）により処理され、第２の加算器（Ｓ２）を介して参
照信号（ｕｒ）と加算されることを特徴とする請求項４
ないし６のいずれか１つに記載の装置。 - 【請求項８】 直流信号特性曲線‐伝達回路網（Ｖ２、
Ｕｋ、Ｋ）が、入力側で一方では直流信号源（Ｕｋ）
と、他方では増幅器（Ｖ２）を介して相応する線路端子
（ｂ）と接続されている直流および交流信号の分離のた
めの手段（ＡＤＴ２）と接続されているコンパレータ
（Ｋ）を含んでいることを特徴とする請求項７記載の装
置。 - 【請求項９】 インピ−ダンス伝達回路網、マッチング
伝達回路網および直流信号特性曲線‐伝達回路網（ＩＭ
Ｐ、ＮＢ、Ｖ２、Ｕｋ、Ｋ）の伝達関数を決定する要素
が設定可能であることを特徴とする請求項７または８記
載の装置。 - 【請求項１０】 少なくとも部分的に、能動的要素を有
する集積回路として構成されていることを特徴とする請
求項４ないし９のいずれか１つに記載の装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP90101719A EP0439641B1 (de) | 1990-01-29 | 1990-01-29 | Verfahren und Anordnung zur Bildung des Leitungsabschlusses einer Telefonleitung |
| EP90101719.4 | 1990-01-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04213261A JPH04213261A (ja) | 1992-08-04 |
| JP3034616B2 true JP3034616B2 (ja) | 2000-04-17 |
Family
ID=8203551
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3027955A Expired - Fee Related JP3034616B2 (ja) | 1990-01-29 | 1991-01-28 | 電話線の線路終端形成方法および装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5271059A (ja) |
| EP (1) | EP0439641B1 (ja) |
| JP (1) | JP3034616B2 (ja) |
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| CA (1) | CA2035099C (ja) |
| DE (1) | DE59005114D1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US5396028A (en) * | 1993-05-05 | 1995-03-07 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for transmission line termination |
| US5515434A (en) * | 1994-06-29 | 1996-05-07 | Harris Corp | Impedance setting circuit for a SLIC |
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| SE507739C2 (sv) | 1996-11-08 | 1998-07-06 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning vid en linjekrets för mätning av linjespänning |
| DE19848606C2 (de) * | 1998-10-21 | 2002-01-03 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung zur elektronischen Erzeugung einer Rufimpedanz |
| US7023985B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-04-04 | Infineon Technologies Ag | Circuit for electronically generating a call impedance |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4004102A (en) * | 1975-08-08 | 1977-01-18 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Automatic impedance modification of transmission lines |
| US4503289A (en) * | 1983-01-17 | 1985-03-05 | At&T Bell Laboratories | Line circuit with flux compensation and active impedance termination |
| NL8400508A (nl) * | 1984-02-17 | 1985-09-16 | Philips Nv | Audiotransmissiecircuit met als lijnspanningsstabilisator uitgevoerde zendversterker. |
| JPS6243944A (ja) * | 1985-08-21 | 1987-02-25 | Toshiba Corp | 電話機回路 |
| JP2815355B2 (ja) * | 1986-09-30 | 1998-10-27 | シーメンス、アクチエンゲゼルシヤフト | 電子式通話回路装置 |
| BE905921A (nl) * | 1986-12-16 | 1987-06-16 | Bell Telephone Mfg | Telecommunicatie-inrichting en daarin gebruikte ketens. |
| US5020102A (en) * | 1989-08-01 | 1991-05-28 | Rockwell International Corporation | Semi-floating AC/DC active termination circuit with current sink |
| US4961219A (en) * | 1989-12-04 | 1990-10-02 | Ag Communication Systems Corporation | Circuit for synthesizing an impedance across the tip and ring leads of a telephone line circuit |
-
1990
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