JP3011436B2 - ディジタル信号変調方式 - Google Patents
ディジタル信号変調方式Info
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- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/12—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers
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- H04N5/926—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback by pulse code modulation
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
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- H03M5/02—Conversion to or from representation by pulses
- H03M5/04—Conversion to or from representation by pulses the pulses having two levels
- H03M5/14—Code representation, e.g. transition, for a given bit cell depending on the information in one or more adjacent bit cells, e.g. delay modulation code, double density code
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、デジタル信号の高密度記録変調方式に係
り、詳細には、VTRのような回転トランスを介して記録
される系に適し、変調後の信号の持つ低域成分を抑圧す
るようにしたディジタル信号変調方式に関する。
り、詳細には、VTRのような回転トランスを介して記録
される系に適し、変調後の信号の持つ低域成分を抑圧す
るようにしたディジタル信号変調方式に関する。
（従来の技術） 一般に、ヘリカルスキャンを行うVTRのように、回転
トランスを介して記録を行うシステムは、低域成分を伝
送するのが困難なため、低周波の電力スペクトルを持た
ない、いわゆるDCフリーの変調方式が望まれる。
トランスを介して記録を行うシステムは、低域成分を伝
送するのが困難なため、低周波の電力スペクトルを持た
ない、いわゆるDCフリーの変調方式が望まれる。
DCフリーで高記録密度を実現する変調方式は種々提唱
されている。文献（National Technical Report Vol.32
No.4 Aug.1986）には、データを８ビット単位で14ビッ
トのコードに変換する８−14変調方式て呼ぶコード変換
方式が記載されている。この方式は、デンシティレシオ
が1.14と従来一般的なMFM変調方式の1.0より高密度で、
かつDCフリーであるとしている。
されている。文献（National Technical Report Vol.32
No.4 Aug.1986）には、データを８ビット単位で14ビッ
トのコードに変換する８−14変調方式て呼ぶコード変換
方式が記載されている。この方式は、デンシティレシオ
が1.14と従来一般的なMFM変調方式の1.0より高密度で、
かつDCフリーであるとしている。
８−14変調方式のコード割当ては、CDS値が［０］の
変調コードに対してはデータと１対１に対応させ、CDS
値が［０］以外の変調コードについては、CDS値が正の
グループと負のグループに分け、データが２つの変調コ
ードに対応（１対２対応）するようにしている。第１表
は上記の対応テーブルを示す。
変調コードに対してはデータと１対１に対応させ、CDS
値が［０］以外の変調コードについては、CDS値が正の
グループと負のグループに分け、データが２つの変調コ
ードに対応（１対２対応）するようにしている。第１表
は上記の対応テーブルを示す。
ここで、DSV（Digital Sum Value）値は、変調コード
列をNRZI変換した後の波形がハイレベルのとき［１］
（正極性）、ローレベルのとき［−１］（負極性）と定
めた場合の積分値である。但し、NRZI変換の波形はロー
レベルより開始するものとする。CDS（Codeword Digita
l Sum）値は、１つの変調コード内のDSVである。変調コ
ードがDCフリーであることは、DSVの絶対値が常に小さ
いことであるので、コード変換にあたっては、直前のDS
Vと波形極性を監視し、DSVの変動範囲が有限になるよう
に適当なグループからコードを選択している。
列をNRZI変換した後の波形がハイレベルのとき［１］
（正極性）、ローレベルのとき［−１］（負極性）と定
めた場合の積分値である。但し、NRZI変換の波形はロー
レベルより開始するものとする。CDS（Codeword Digita
l Sum）値は、１つの変調コード内のDSVである。変調コ
ードがDCフリーであることは、DSVの絶対値が常に小さ
いことであるので、コード変換にあたっては、直前のDS
Vと波形極性を監視し、DSVの変動範囲が有限になるよう
に適当なグループからコードを選択している。
ところで第１表によれば、例えば１チャンネルコード
変換終了後のDSV値が［＋４］となった後、CDS値が
［０］のコードが連続して出現した場合、DSV値は長く
［＋４］に留まることになる。
変換終了後のDSV値が［＋４］となった後、CDS値が
［０］のコードが連続して出現した場合、DSV値は長く
［＋４］に留まることになる。
第３図は上記の現象を説明するDSV特性を示す。第３
図の縦軸はDSV値を表し、横軸は時間ｔを表す。チャン
ネルコードNo.7でDSV値［＋４］となった後、チャンネ
ルコードNo.8〜15はCDS値が［０］のため、この間DSV値
は［＋４］に留まっている。このようにDSV値が長い期
間で一定値に留まると、これが変調信号の低域成分とな
る。冒頭で述べたように、磁気記録、殊にVTRなど回転
トランスを用いた伝送系では、低域成分の記録、再生は
困難であり、変調信号に低域成分を含むことは好ましく
ない。
図の縦軸はDSV値を表し、横軸は時間ｔを表す。チャン
ネルコードNo.7でDSV値［＋４］となった後、チャンネ
ルコードNo.8〜15はCDS値が［０］のため、この間DSV値
は［＋４］に留まっている。このようにDSV値が長い期
間で一定値に留まると、これが変調信号の低域成分とな
る。冒頭で述べたように、磁気記録、殊にVTRなど回転
トランスを用いた伝送系では、低域成分の記録、再生は
困難であり、変調信号に低域成分を含むことは好ましく
ない。
上記のようなDSV値偏りの連続現象に対する従来の対
策は、同期信号の直前にDSV調整部を設け、各同期ブロ
ックごとにDSV値を［０］にしていた。
策は、同期信号の直前にDSV調整部を設け、各同期ブロ
ックごとにDSV値を［０］にしていた。
しかしながら、同期ブロックは一般に1000ビット程度
と大きく、この周期でDSV値の偏りを正しくしてもかな
り低い信号成分を持つことになる。また、頻繁にDSV調
整部を設けるのも冗長度を増し、データの伝送効率を下
げるので好ましくない。
と大きく、この周期でDSV値の偏りを正しくしてもかな
り低い信号成分を持つことになる。また、頻繁にDSV調
整部を設けるのも冗長度を増し、データの伝送効率を下
げるので好ましくない。
（発明が解決しようとする課題） 以上説明したように、従来の８−14変調方式は、CDS
値が［０］のチャンネルコードが連続する入力があった
場合、DSVの偏りが長期間となり、変調信号に低域成分
を形成して、記録，再生特性が悪化するという欠点があ
った。
値が［０］のチャンネルコードが連続する入力があった
場合、DSVの偏りが長期間となり、変調信号に低域成分
を形成して、記録，再生特性が悪化するという欠点があ
った。
そこで、本発明は、DSV値が絶対値の高い値で停滞す
ることがなく、変調信号に低域成分を形成することのな
いようにしたディジタル信号変調方式の提供を目的とす
る。
ることがなく、変調信号に低域成分を形成することのな
いようにしたディジタル信号変調方式の提供を目的とす
る。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は、例えば８−14変調方式のように、第１のビ
ット数を有する入力データコードを、前記第１のビット
数より大きい第２のビット数のチャンネルコードに変換
するディジタル信号変調方式において、全ての各々の入
力データコードに対してそれぞれ２つのチャンネルコー
ドを割り当てるようにし、この際、１つのデータコード
に対応する２つのチャンネルコードはそれぞれNRZI変換
後のCDS値（１つの変調コード内のDSV値）の極性（零及
び正，負）が異なるように１対２の対応関係とし、ここ
でNRZI変換後のCDS値が零のチャンネルコードについて
は、そのチャンネルコード内の“1"の数が奇数となるよ
うにチャンネルコードを定める。次に、１つのデータコ
ードに対して前記２つのチャンネルコードの内１つを選
択するには、DSV値を零方向に収束させるために、次の
ルールによって行なう。即ち、NRZI変換後のチャンネル
コードについて、該コードの直前までのDSV値が零の時
はCDSの絶対値の小さい方のチャンネルコードを選択
し、直前までのDSV値が零でない時はDSV値がその直前の
ものと比べて極性が異る方のチャンネルコードを選択
し、それが不可能な場合は、DSV値の絶対値が小さくな
る方を選択するようにする。
ット数を有する入力データコードを、前記第１のビット
数より大きい第２のビット数のチャンネルコードに変換
するディジタル信号変調方式において、全ての各々の入
力データコードに対してそれぞれ２つのチャンネルコー
ドを割り当てるようにし、この際、１つのデータコード
に対応する２つのチャンネルコードはそれぞれNRZI変換
後のCDS値（１つの変調コード内のDSV値）の極性（零及
び正，負）が異なるように１対２の対応関係とし、ここ
でNRZI変換後のCDS値が零のチャンネルコードについて
は、そのチャンネルコード内の“1"の数が奇数となるよ
うにチャンネルコードを定める。次に、１つのデータコ
ードに対して前記２つのチャンネルコードの内１つを選
択するには、DSV値を零方向に収束させるために、次の
ルールによって行なう。即ち、NRZI変換後のチャンネル
コードについて、該コードの直前までのDSV値が零の時
はCDSの絶対値の小さい方のチャンネルコードを選択
し、直前までのDSV値が零でない時はDSV値がその直前の
ものと比べて極性が異る方のチャンネルコードを選択
し、それが不可能な場合は、DSV値の絶対値が小さくな
る方を選択するようにする。
（作用） 本発明では、低域成分の発生を防ぐため、NRZI変換後
のCDS値が零のチャンネルコードについては、そのチャ
ンネルコード内の“1"の数が奇数となるようにチャンネ
ルコードを定めることにより、CDS値が零のチャンネル
コードが連続して選択されないようにし、かつDSV値を
変化させる時は、現在以外の極性か或いはその値が零に
近くなるように操作できるようチャンネルコードの対の
決定及びコード選択を行う。このように出力チャンネル
コードが操作される場合、DSVはチャンネルコードのCDS
値で決まる最大周期以内で変動する。このため、この最
大周期を短くするよう設定すれば、変調信号中の低域成
分も抑圧される。
のCDS値が零のチャンネルコードについては、そのチャ
ンネルコード内の“1"の数が奇数となるようにチャンネ
ルコードを定めることにより、CDS値が零のチャンネル
コードが連続して選択されないようにし、かつDSV値を
変化させる時は、現在以外の極性か或いはその値が零に
近くなるように操作できるようチャンネルコードの対の
決定及びコード選択を行う。このように出力チャンネル
コードが操作される場合、DSVはチャンネルコードのCDS
値で決まる最大周期以内で変動する。このため、この最
大周期を短くするよう設定すれば、変調信号中の低域成
分も抑圧される。
（実施例） 実施例について図面を参照して説明する。
実施例の変調方式は、８ビットの入力データを14ビッ
トの変調コードに変換する８−14変調方式とする。変調
コードは、１）〜３）の条件を満たすビットパターンに
ついてCDS値別に分ける。
トの変調コードに変換する８−14変調方式とする。変調
コードは、１）〜３）の条件を満たすビットパターンに
ついてCDS値別に分ける。
１）論理“1"が２つ以上連続するパターンが存在しない
もの、 ２）パターンのうち、そのコードの先頭ビットが“0"の
もの、 ３）CDS値が［０］の場合はビットパターンの論理“1"
の数が奇数のもの、 第２表は上記条件で、CDS値ごとに変調コードの数を
示した表である。
もの、 ２）パターンのうち、そのコードの先頭ビットが“0"の
もの、 ３）CDS値が［０］の場合はビットパターンの論理“1"
の数が奇数のもの、 第２表は上記条件で、CDS値ごとに変調コードの数を
示した表である。
上表より、CDS値の極性が［０］と正のコードは257コ
ード、負のコードは258コードある。これらのコード
を、第２表に示した関係で256個ある入力の８ビットデ
ータに１対２対応させる。即ち、256個のデータコード
の各々に対して、Ａ群,B群から１つずつコードを選んで
１対２の対応関係を作る。
ード、負のコードは258コードある。これらのコード
を、第２表に示した関係で256個ある入力の８ビットデ
ータに１対２対応させる。即ち、256個のデータコード
の各々に対して、Ａ群,B群から１つずつコードを選んで
１対２の対応関係を作る。
ここで、注意すべきは、63個あるCDSが［０］のコー
ドとして、論理“1"の数が奇数個である変調コードを選
んでいることである。なお、本実施例の場合も、NRZI変
換の波形はローレベルより開始するものとする。
ドとして、論理“1"の数が奇数個である変調コードを選
んでいることである。なお、本実施例の場合も、NRZI変
換の波形はローレベルより開始するものとする。
以上述べてきた方法で、データコードに対するチャン
ネルコードの関係を決定した後、第３表のルールで２つ
のチャンネルコードの内から１つのコードを選択するこ
とにより、変調コードのDSV値を零に収束するようコン
トロールする。
ネルコードの関係を決定した後、第３表のルールで２つ
のチャンネルコードの内から１つのコードを選択するこ
とにより、変調コードのDSV値を零に収束するようコン
トロールする。
第３表のルールに従えば、従来通り、基本的には、DS
Vが“0"に近づくようにコード選択される。ここで、CDS
＝０のコードを選択した場合、このコードは１の数が奇
数であるから、DSVは変化せず、NRZI変換後の波形極性
は反転する。従って、次のコード選択時は、必ずＢ群
（CDS≠０）のコードを選択することになり、CDS＝０の
コードは連続して選択されない。
Vが“0"に近づくようにコード選択される。ここで、CDS
＝０のコードを選択した場合、このコードは１の数が奇
数であるから、DSVは変化せず、NRZI変換後の波形極性
は反転する。従って、次のコード選択時は、必ずＢ群
（CDS≠０）のコードを選択することになり、CDS＝０の
コードは連続して選択されない。
これを更に詳しく説明すると、チャンネルコードは出
力後、NRZI変換されるので、波形を負極性スタートを前
提としたCDSで定義した場合、波形が正極の場合、NRZI
変換後のCDS値は絶対値は変らず正負の極性が反転す
る。例えば、第３表のルールに従った場合、直前までの
DSV値が正で、波形の極性が正の場合、CDS０のＡ群の
チャンネルコードを選択する。この場合、波形極性は正
なので、このチャンネルコードがNRZI変換された後はCD
S０となり、DSV値は減少又は滞留する。
力後、NRZI変換されるので、波形を負極性スタートを前
提としたCDSで定義した場合、波形が正極の場合、NRZI
変換後のCDS値は絶対値は変らず正負の極性が反転す
る。例えば、第３表のルールに従った場合、直前までの
DSV値が正で、波形の極性が正の場合、CDS０のＡ群の
チャンネルコードを選択する。この場合、波形極性は正
なので、このチャンネルコードがNRZI変換された後はCD
S０となり、DSV値は減少又は滞留する。
ここで、CDS＝０のコードが選択された場合について
考える。
考える。
DSVが正、波形極性が正でＡ群のCDS＝０のコードが選
択された場合、このチャンネルコードがNRZI変換される
と、その後の波形極性は負となる。これは、CDS＝０の
コードは、“1"の数が奇数個であるので、NRZI変換の
“1"で極性反転のルール（National Technical Report
Vol.32 No.4 Aug.1986の第８図参照）に従えば、極性反
転回数が奇数回となり、このコード変換終了時には波形
極性が反転するためである。この時、CDS＝０であるか
らDSVの値は変化せず、次のコード選択では必ずCDS≠０
であるＢ群のコードを選択する。DSVが負の時も、上記
と同様のフローでCDS＝０のコードは連続して選択しな
い。また、DSVが零の時は、CDS＝０のコードが選択され
ても、DSVに偏りは無いので、問題とならない。
択された場合、このチャンネルコードがNRZI変換される
と、その後の波形極性は負となる。これは、CDS＝０の
コードは、“1"の数が奇数個であるので、NRZI変換の
“1"で極性反転のルール（National Technical Report
Vol.32 No.4 Aug.1986の第８図参照）に従えば、極性反
転回数が奇数回となり、このコード変換終了時には波形
極性が反転するためである。この時、CDS＝０であるか
らDSVの値は変化せず、次のコード選択では必ずCDS≠０
であるＢ群のコードを選択する。DSVが負の時も、上記
と同様のフローでCDS＝０のコードは連続して選択しな
い。また、DSVが零の時は、CDS＝０のコードが選択され
ても、DSVに偏りは無いので、問題とならない。
次に、本実施例でのDSV値の最大周期について考えて
みる。
みる。
DSV値の周期を小さくするためには、先ずその振幅値
を小さく抑えてなるべく“0"に近いところに持ってきて
おく必要がある。第３表のルールによれば、先ずDSV値
が零の時にCDSの絶対値が小さい方を選択するので、１
つのデータコードに対する２つのチャンネルコードの対
のうち少なくとも何れか１つはなるべく小さな値にして
おくことが重要である。そこで、第２表のCDS別のコー
ド総数から、例えば次表のようなA,B群コードの組み合
わせを考える。
を小さく抑えてなるべく“0"に近いところに持ってきて
おく必要がある。第３表のルールによれば、先ずDSV値
が零の時にCDSの絶対値が小さい方を選択するので、１
つのデータコードに対する２つのチャンネルコードの対
のうち少なくとも何れか１つはなるべく小さな値にして
おくことが重要である。そこで、第２表のCDS別のコー
ド総数から、例えば次表のようなA,B群コードの組み合
わせを考える。
ここで、上記の（ ， ）内の数値は何れもCDS
値である。コード選択時に最大になるのはDSVが±２の
時にCDS＝８のコードが選択されてDSVが±６になる時で
ある。これが１コード変換終了時のDSVの振幅の最大値
である。
値である。コード選択時に最大になるのはDSVが±２の
時にCDS＝８のコードが選択されてDSVが±６になる時で
ある。これが１コード変換終了時のDSVの振幅の最大値
である。
第２図（ａ），（ｂ）に最も低い周波数成分を発生す
る遷移パターンの例を２つ示している。（ａ），（ｂ）
何れにおいても、DSV値の最大値＋６になってから、CDS
値０を選択し、CDS＝０のコードは１の数が奇数である
から、DSVは変化せず、NZRI変換後の波形極性が反転
し、次のコード選択時にＢ群（CDS＝−２）を選択し、
更に次のコード選択ではＡ群（CDS＝０）を選択した場
合を示している。但し、（ａ）はDSV＝０からCDS＝−４
が選択されだ場合であり、（ｂ）はDSV＝２からCDS＝−
８が選択された場合である。なお、第２図（ａ），
（ｂ）のDSVの極性が反転したものがそれぞれ存在す
る。この場合のDSVの周期は13コードであり、ビット数
に換算すれば182ビット（13ワード×14ビット）であ
る。即ち、上記DSVの変化周期で発生する変調信号内の
低域成分の周波数は最悪の場合（最大周期即ち最も低い
周波数の場合）でビット周波数の1/182となる。
る遷移パターンの例を２つ示している。（ａ），（ｂ）
何れにおいても、DSV値の最大値＋６になってから、CDS
値０を選択し、CDS＝０のコードは１の数が奇数である
から、DSVは変化せず、NZRI変換後の波形極性が反転
し、次のコード選択時にＢ群（CDS＝−２）を選択し、
更に次のコード選択ではＡ群（CDS＝０）を選択した場
合を示している。但し、（ａ）はDSV＝０からCDS＝−４
が選択されだ場合であり、（ｂ）はDSV＝２からCDS＝−
８が選択された場合である。なお、第２図（ａ），
（ｂ）のDSVの極性が反転したものがそれぞれ存在す
る。この場合のDSVの周期は13コードであり、ビット数
に換算すれば182ビット（13ワード×14ビット）であ
る。即ち、上記DSVの変化周期で発生する変調信号内の
低域成分の周波数は最悪の場合（最大周期即ち最も低い
周波数の場合）でビット周波数の1/182となる。
次に、本発明の方式を用いた８−14変調回路の一実施
例を第１図を参照しながら説明する。
例を第１図を参照しながら説明する。
第１図において、入力端子11には８ビットのデータコ
ードが入力され、８−14変換回路を構成するROM18及びC
DS算出回路を構成するROM12に供給される。ROM18では、
コンパレータ17からのDSV極性（正，零，負）とデータ
保持回路22からのNRZI変換後の波形極性を用い、第３表
に示すルールで８ビットパラレルのデータコードを14ビ
ットパラレルのチャンネルコードに変換する。ROM18か
らのパラレルの14ビットチャンネルデータはパラレルシ
リアル変換回路を構成するシフトレジスタ19でシリアル
データに変換される。シフトレジスタ19では入力データ
の14倍のスピードで出力データ（シリアルデータ）を１
ビットずつ読み出し、EXORゲート20とフリップフロップ
（FF）21で構成されるNRZI変換回路でNRZI変換され、記
録波形信号として出力端子23から出力される。
ードが入力され、８−14変換回路を構成するROM18及びC
DS算出回路を構成するROM12に供給される。ROM18では、
コンパレータ17からのDSV極性（正，零，負）とデータ
保持回路22からのNRZI変換後の波形極性を用い、第３表
に示すルールで８ビットパラレルのデータコードを14ビ
ットパラレルのチャンネルコードに変換する。ROM18か
らのパラレルの14ビットチャンネルデータはパラレルシ
リアル変換回路を構成するシフトレジスタ19でシリアル
データに変換される。シフトレジスタ19では入力データ
の14倍のスピードで出力データ（シリアルデータ）を１
ビットずつ読み出し、EXORゲート20とフリップフロップ
（FF）21で構成されるNRZI変換回路でNRZI変換され、記
録波形信号として出力端子23から出力される。
NRZI変換回路の出力データはデータ保持回路22へも供
給されており、このデータ保持回路22では14ビットの変
換間隔と同等の時間、データ（ハイ，ローレベルのデー
タ）を保持することにより、直前の波形極性を保持し、
その極性データ（１ビット）を用いてスイッチ14の切換
え及びROM18のコード変換等を行う。
給されており、このデータ保持回路22では14ビットの変
換間隔と同等の時間、データ（ハイ，ローレベルのデー
タ）を保持することにより、直前の波形極性を保持し、
その極性データ（１ビット）を用いてスイッチ14の切換
え及びROM18のコード変換等を行う。
ROM12ではチャンネルコードの各CDS値（ここではNRZI
変換の開始点の波形極性は負とする）を記憶しており、
ROM18と同じ入力データを得て、ROM18から出力されるチ
ャンネルコードのCDS値を出力する。この際、直前の波
形極性が正の場合は、DSV値に加算される実効的なCDS値
は正負が反転するので、正負反転器13とスイッチ14を用
いてDSV算出回路（加算器15とフリップフロップ16から
成る）には実効的なCDS値が供給されるようにする。DSV
算出回路を構成する加算器15では、フリップフロップ16
の出力とスイッチ14の出力から常に新しいDSVを算出
し、その算出値はコンパレータ17に供給されて“0"と比
較され、正か，零か，負かを示すデータ（２ビット）が
出力される。
変換の開始点の波形極性は負とする）を記憶しており、
ROM18と同じ入力データを得て、ROM18から出力されるチ
ャンネルコードのCDS値を出力する。この際、直前の波
形極性が正の場合は、DSV値に加算される実効的なCDS値
は正負が反転するので、正負反転器13とスイッチ14を用
いてDSV算出回路（加算器15とフリップフロップ16から
成る）には実効的なCDS値が供給されるようにする。DSV
算出回路を構成する加算器15では、フリップフロップ16
の出力とスイッチ14の出力から常に新しいDSVを算出
し、その算出値はコンパレータ17に供給されて“0"と比
較され、正か，零か，負かを示すデータ（２ビット）が
出力される。
［発明の効果］ 以上述べたように本発明によれば、信号中に何ら冗長
的な情報を加えることなく、DSV値の偏りの周期に上限
を与えることができ、変調信号内のDSV値が絶対値の高
い値で停滞することによって生じる低域成分を抑圧する
ことができる。
的な情報を加えることなく、DSV値の偏りの周期に上限
を与えることができ、変調信号内のDSV値が絶対値の高
い値で停滞することによって生じる低域成分を抑圧する
ことができる。
第１図は本発明に係るディジタル信号変調方式を用いた
変調回路の一実施例を示すブロック図、第２図は本発明
の実施例においてDSVの周期が最悪値となる時のDSV値の
遷移を示す説明図、第３図は従来技術の問題点であるDS
V値の偏りを説明する説明図である。 11……入力端子、12,18……ROM、 13……正負反転器、14……スイッチ、 15……加算器、16,22……フリップフロップ、 17……コンパレータ、19……シフトレジスタ、 20……EXORゲート、22……データ保持回路、 23……出力端子。
変調回路の一実施例を示すブロック図、第２図は本発明
の実施例においてDSVの周期が最悪値となる時のDSV値の
遷移を示す説明図、第３図は従来技術の問題点であるDS
V値の偏りを説明する説明図である。 11……入力端子、12,18……ROM、 13……正負反転器、14……スイッチ、 15……加算器、16,22……フリップフロップ、 17……コンパレータ、19……シフトレジスタ、 20……EXORゲート、22……データ保持回路、 23……出力端子。
Claims (2)
- 【請求項１】所定ビット数の入力データコードを、これ
より多いビット数を有するチャンネルコードに変換する
ディジタル信号変調方式において、 全ての入力データコードの各々に対してそれぞれ２つの
チャンネルコードを割り当てるようにし、この際、１つ
のデータコードに対して２つのチャンネルコードはそれ
ぞれNRZI変換後のCDS値（１つの変調コード内のDSV値）
の極性（零及び正，負）が異なるように１対２の対応関
係とし、ここでNRZI変換後のCDS値が零のチャンネルコ
ードについては、そのチャンネルコード内の“1"の数が
奇数となるようにチャンネルードを定め、次に、データ
コードをチャンネルコードに一対一に対応させるべくチ
ャンネルコードを選択する際には、DSV値を零方向に収
束させるために、NRZI変換後のチャンネルコードにおい
て、該コードの直前までのDSV値が零の時はCDSの絶対値
の小さい方のチャンネルコードを選択し、直前までのDS
V値が零でない時は変調後のDSV値がその直前のものと比
べて極性が異る結果となる方のチャンネルコードを、そ
れが不可能な場合は、変調後のDSV値の絶対値が小さく
なる結果となる方のチャンネルコードを選択することを
特徴とするディジタル信号変調方式。 - 【請求項２】CDS値が零のチャンネルコードを割り当て
た全データコードに割り当てる第２のチャンネルコード
は、全て正，負どちらか一方のCDS値の極性に統一する
ことを特徴とする請求項１記載のディジタル信号変調方
式。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2179319A JP3011436B2 (ja) | 1990-07-06 | 1990-07-06 | ディジタル信号変調方式 |
| EP91306135A EP0468656A1 (en) | 1990-07-06 | 1991-07-05 | Digital signal modulator |
| KR1019910011441A KR920003292A (ko) | 1990-07-06 | 1991-07-06 | 디지탈 신호 변조기 및 그 변조방법 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2179319A JP3011436B2 (ja) | 1990-07-06 | 1990-07-06 | ディジタル信号変調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0468822A JPH0468822A (ja) | 1992-03-04 |
| JP3011436B2 true JP3011436B2 (ja) | 2000-02-21 |
Family
ID=16063757
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2179319A Expired - Fee Related JP3011436B2 (ja) | 1990-07-06 | 1990-07-06 | ディジタル信号変調方式 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0468656A1 (ja) |
| JP (1) | JP3011436B2 (ja) |
| KR (1) | KR920003292A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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Family Cites Families (3)
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| EP0178813B1 (en) * | 1984-10-01 | 1993-08-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method and apparatus for encoding binary data |
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-
1990
- 1990-07-06 JP JP2179319A patent/JP3011436B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-07-05 EP EP91306135A patent/EP0468656A1/en not_active Withdrawn
- 1991-07-06 KR KR1019910011441A patent/KR920003292A/ko not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0468656A1 (en) | 1992-01-29 |
| KR920003292A (ko) | 1992-02-29 |
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