JP2937316B2 - Ｆｍ変調器 - Google Patents
Ｆｍ変調器Info
- Publication number
- JP2937316B2 JP2937316B2 JP62214327A JP21432787A JP2937316B2 JP 2937316 B2 JP2937316 B2 JP 2937316B2 JP 62214327 A JP62214327 A JP 62214327A JP 21432787 A JP21432787 A JP 21432787A JP 2937316 B2 JP2937316 B2 JP 2937316B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- transistor
- control current
- modulator
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
この発明は電子回路に於けるFM変調器に関し、特に半
導体集積回路内に組込まれるFM変調器に関する。 （従来の技術） 現在、民生用ビデオテープレコーダ（以下VTRと記
す）の映像輝度信号やハイファイ音声信号の処理とし
て、FM変復調による記録再生方式が一般的に使用されて
いる。 第２図は、一般的に使用されているFM変調器の一例を
示す回路図である。このFM変調器は電圧制御発振器（以
下VCOと記す）を基本として構成されたもので、変調信
号を制御電流に変換する電圧電流変換回路10と、制御電
流でコンデンサ端を充放電するエミッタ結合型マルチバ
イブレータ20から成っている。 変調信号が入力される電圧電流変換回路10の端子11に
は、コンデンサC1と可変抵抗VR1が直列に接続されてお
り、この可変抵抗VR1は、更に端子12に接続されてい
る。端子12には、トランジスタQ1のエミッタと共に可変
抵抗VR2の一端が接続される。トランジスタQ1のコレク
タには、トランジスタQ2のコレクタ及びベースが接続さ
れ、トランジスタQ2のエミッタは抵抗R1を介して端子13
に接続されている。また、上記可変抵抗VR2の他端は端
子14に接続されている。端子14と上記端子13間には、抵
抗R2、ダイオード接続のトランジスタQ3、Q4及び抵抗R3
から成る直列回路が接続されている。トランジスタQ1と
Q4のベース間も、結合されている。 一方、マルチバイブレータ20は以下のように構成され
ている。電源電圧（Vcc）を印加する端子15は、端子14
と結合している。端子15と接地端子16との間には、抵抗
R4、R5及びR6が挿入接続されている。抵抗R4の両端に
は、トランジスタQ5のコレクタとベースが接続されてい
る。このトランジスタQ5のエミッタは抵抗R7及びR8の一
端に接続されており、抵抗R7、R8の他端は、各々コレク
タが端子15に、ベースが抵抗R5及びR6間に接続されるト
ランジスタQ6及びQ7のエミッタに接続される。 ベースが抵抗R7及びR8の他端に接続されているトラン
ジスタQ8及びQ9は、コレクタを端子15に、トランジスタ
Q8のエミッタはトランジスタQ10のベースに、トランジ
スタQ9のエミッタはトランジスタQ11のベースに接続し
ている。これらトランジスタQ10及びQ11の両エミッタ間
にはコンデンサC2が構成されると共に、トランジスタQ
12及びQ13のコレクタに接続し、トランジスタQ12、Q13
のベースはトランジスタQ2のベースに結合されている。
更に、トランジスタQ10及びQ11のベースと端子16間には
抵抗R9及びR10が、トランジスタQ12及びQ13のエミッタ
と端子16間には抵抗R11及びR12が接続されている。トラ
ンジスタQ10及びQ11のエミッタからは、端子17及び18に
よって出力が得られるようになっている。 このような構成のFM変調器に於いて、コンデンサC2の
両端のトランジスタQ12と抵抗R11、及びトランジスタQ
13と抵抗R12で構成する１対の電流源により、交互に充
放電させることによって、発振動作を行なう。ここで、
発振周波数をfFMとし、これらの電流源の電流をIMとす
ると、上記発振周波数fFMは次式で与えられるように上
記電流IMに比例する。 但し、CM:C2の容量値 VA:発振振幅 （R5の両端電圧に等しい） したがって、電流IMを制御すれば、発振周波数を変化
させることができる。 いま、第２図の電圧電流変換回路10の端子12は、トラ
ンジスタQ1、Q3、Q4と抵抗R2、R3によって、トランジス
タQ4のエミッタと同電位に固定されている。故に、可変
抵抗VR2の両端は、常に定電圧が印加されることにな
り、端子11に与えられる入力信号は、可変抵抗VR1で電
流に変換されてトランジスタQ2から抵抗R1に流れる。つ
まり、トランジスタQ2と抵抗１とを流れる電流は、可変
抵抗VR2で調整された固定電流分と、可変抵抗VR1で調整
された変調信号依存の電流分との和となる。したがっ
て、この電流をIM′とすると、次式で与えられる。 但し、Rf0 :VR2の抵抗値 Rdev:VR1の抵抗値 Vref:端子15〜12間電圧 vM :変調信号 ここで、抵抗R1、R11及びR12の値が全て等しいとする
と、トランジスタQ12と抵抗R11及びトランジスタQ13と
抵抗R12は、トランジスタQ2と抵抗R1と1:1のカレントミ
ラーをなしていることになる。このため、この電流IM′
は、前述したマルチバイブレータの制御電流IMと等しく
なる。故に、IM′＝IMとして（１）式に（２）式を代入
すると、 となる。したがって、この変調器の中心周波数f0は、となり、この変調器の変調感度βは、 で与えられる。 （４）式及び（５）式から明らかなように、FM変調器
の重要な性能である中心周波数f0と変調感度βは、CM、
VA、Vref等のばらつきによって左右されることがわか
る。特に、集積回路（以下ICと記す）に組込まれるFM変
調器に於いて、部品点数の削減と、ICのピン数の削減を
考慮すべく、コンデンサC2を内蔵する場合に、上記IC内
でのCM（C2の容量値）のばらつきが大きく（最大で約±
20％〜±30％）、調整は不可欠となる。（４）式及び
（５）式からも明らかなように、中心周波数f0は可変抵
抗VR2（Rf0）で、デビエーションの調整は可変抵抗VR1
（Rdev）で、個々に調整することができる。 （発明が解決しようとする問題点） 最近の民生用機器は、その性能の改善に伴って小型軽
量化や低価格化が行なわれている。このため、部品点数
の削減及び調整工程短縮のための調整箇所の削減が必須
となってきている。前述した従来のFM変調器は、精度の
高い可変抵抗を２個使用し、これらの調整が必要であ
る。特に、民生用のハイファイ方式のVTRに於いては、
左右のチャンネル用のFM変調器に対し、各々独立してい
るため計４個の可変抵抗を有しており、４箇所の調整が
必要であった。このため、部品点数の削減に障害となる
ばかりか、調整が繁雑となっていた。 この発明は上記の問題を除去したもので、部品点数の
削減を行なうと共に、その調整時間も短縮することので
きるFM変調器を提供することを目的とする。 ［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） この発明は、半導体集積回路内にあって、変調出力は
１つの調整端子の電圧または電流の調整によって、その
中心周波数と変調感度が同時に変わり、かつ前記中心周
波数の変化量と前記変調感動の変化量とは一定比の関係
を保ちつつ変化する回路手段を有する。これにより部品
数の削減が得られ調整時間の短縮も可能となる。 （作用） この発明は、従来のマルチバイブレータが使用される
FM変調器の電圧電流変換回路として、ギルバート方式の
ゲインセル構成の可変トランスコンダクタンス回路を使
用し、変調信号を入力して得られる電流と、そのトラン
スコンダクタンスに比例した固定電流との和を、上記マ
ルチバイブレータの充放電電流とする。トランスコンダ
クタンスを調整することによって、中心周波数とデビエ
ーションとを一本化して調整を行なう。ICに於いて、中
心周波数を表す（４）式及び変調感度を表す（５）式
で、VA及びVrefは抵抗比と電源電圧Vccによって精度良
く決められるので、ばらつき要因としては、CMの値が支
配的となる。したがって、中心周波数及びデビエーショ
ン調整の制御対象は共にCMでとなるため、このCMのばら
つきを補正するようにして中心周波数の調整を行ない、
同時にデビエーションの調整も行なうことができるよう
にする。 （実施例） 以下、図面を参照してこの発明の一実施例を説明す
る。 第１図は、この発明に係るFM変調器の一例を示す回路
図で、VCOを基本として構成されたものである。このFM
変調器は、変調信号を制御電流に変換する電圧電流変換
回路30と、制御電流でコンデンサ端を充放電するエミッ
タ結合型マルチバイブレータ20から成っているもので、
このマルチバイブレータ20は第２図に示される従来のも
のと同じであるので、その構成及び動作の説明は省略す
る。 変調信号が入力される端子21及び22は、それぞれトラ
ンジスタQ14及びQ15のベースと接続している。このトラ
ンジスタQ14及びQ15のエミッタは、両者の間が抵抗R13
で結合されると共に、他端が端子16に接続された電流源
IB1及びIB2の一端に接続される。一方、コレクタ側は、
ギルバート方式のゲインセル構成によって図示の如くト
ランジスタQ16、Q17、Q18及びQ19が接続されている。す
なわち、上記トランジスタQ14のコレクタにはQ16のエミ
ッタとQ18のベースが、Q15のコレクタにはQ17のエミッ
タとQ19のベースが、各々接続される。トランジスタQ16
及びQ17のベースは、抵抗R14およびR15から成る直列回
路の中点と結合している。抵抗R14の他端は端子23及び1
5と、そして抵抗R15の他端は端子16と接続する。また、
上記トランジスタQ18及びQ19のエミッタは、図示の如く
トランジスタQ20及び抵抗R16を介して端子16と接続して
いる。 更に、端子23と端子16間は、可変抵抗VR3、端子24、
トランジスタQ21及び抵抗R17が順次接続されている。ト
ランジスタQ21のベースは、自身のコレクタと、上記ト
ランジスタQ20及びQ22のベースと接続するものである。
上記端子23からは、上記トランジスタQ16及びQ17のコレ
クタと直接に、トランジスタQ23、Q24、Q25及びQ26のエ
ミッタには、それぞれ抵抗R18、R19、R20及びR21を介し
て接続される。 上記トランジスタQ23及びQ24は、それぞれコレクタが
上記トランジスタQ18及びQ19のコレクタと、自身のベー
スとに接続しており、ベースは各々トランジスタQ25及
びQ26のベースと接続している。また、トランジスタQ25
及びQ26は、そのコレクタが図示の如く結線されたトラ
ンジスタQ27及びQ28、更に抵抗R22及びR23を介して端子
16に接続されている。そして、上記端子23には、抵抗R
24及びR25を介して図示の如く結線されたトランジスタQ
29及びQ30が接続されている。これらのトランジスタQ29
及びQ30のコレクタには、それぞれ前述のトランジスタQ
22と抵抗R26、及びトランジスタQ31と抵抗27を介して端
子16と接続している。ここで、トランジスタQ26とQ28の
中点は、Q29とQ22の中点と接続しており、また自身のコ
レクタと接続しているトランジスタQ31のベースは、マ
ルチバイブレータ20のトランジスタQ12及びQ13と接続し
ているものである。 このように構成されたFM変調器に於いて、図示の如く
第１及び第２の制御電流をそれぞれIc1及びIc2として定
めると、これら２つの制御電流IC1とIC2の和が、この電
圧電流変換回路30の出力電流となる。ここで、第１の制
御電流IC1は固定電流で、例えばICの外付けの可変抵抗V
R3により、調整される。一方、端子21と22間に入力され
る変調信号は、抵抗R13によって電流変換されてトラン
ジスタQ14及びQ15で差動増幅される。そして、増幅され
た電流は、トランジスタQ16〜Q19から成るギルバート方
式のゲインセル構成により、その絶対値が上記第１の制
御電流IC1に比例するように変換される。そして、この
ように変換された第２の制御電流IC2が、前述した第１
の制御電流IC1に加算されてマルチバイブレータ20の充
放電電流となる。 トランジスタQ21、Q20及びQ22のエミッタの面積を、
それぞれ1:n2:n1とし、抵抗R17、R16及びR26の抵抗値を
それぞれ1:n2:n1とする。そして、可変抵抗VR3を流れる
電流をICとすると、この電流ICは、ミラー比が1:n2:n1
の関係に設定されたカレントミラーによって、トランジ
スタQ20のコレクタ電流はn1IC、同Q22のコレクタ電流は
n2Icとなる（但し、ベース電流は小さいものとしてここ
では無視した）。 また、変調信号を電流IC2に変換するトランスコンダ
クタンスGmは、電流源IB1、IB2の電流値を基にIB/2とし
て次式で与えられる。 但し、VT:熱電圧 （＝kT/q≒0.03V） RE:R13の抵抗値 また、通常は4VT≪REIBなので、これを用いて近似す
ると次式が得られる。 以上のことからマルチバイブレータ20の充放電電流IM
は、次式のようになる。 これを（１）式に代入して、となる。したがって、このFM変調器の中心周波数f0と、
変調感度βは、それぞれ となる。そして、（10）式を（11）式に代入すると、 が得られる。電流IBは、IC内では規準電圧と抵抗とで作
り出す。REIBの精度は、規準電圧と一対の抵抗の精度で
決定される。n2/n1の精度も、一対のエミッタ面積比
と、一対の抵抗比で決定される。ICでは、規準電圧がバ
ンドギャップ電圧源や電源電圧を利用した電圧源を構成
して精度を高く作り出すことは可能であり、抵抗比やエ
ミッタ面積比の精度も高く作り出せる。 中心周波数f0と変調感度βの設計値の比より、n2/
n1、REIBの値を決定すれば、調整のいかんにかかわら
ず、（12）式の比例関係は、精度を高く維持することが
でき、上記中心周波数f0と変調感度βの何れか一方を目
標値に合うように可変抵抗VR3を調整すれば、他方は（1
2）式の精度によって調整されたことになり実際に外部
から調整する必要がなくなる。 このように、中心周波数と変調感度の調整を一体化し
て同時に調整することを可能としたので、例えばICタイ
プのFM変調器では調整用の外付け可変抵抗の個数を削減
でき、これに伴い調整の工程も短縮することができる。
特に、民生用VTRのハイファイ方式に於いて、この発明
を適用すれば、調整用の可変抵抗が４から２個に部品点
数を削減でき、調整箇所の減少及び低価格化の効果が大
となる。 ［発明の効果］ 以上のように、この発明によれば、部品点数の削減を
行なうと共に、その調整時間も短縮することができ、且
つ機器の低価格化を図ることのできるFM変調器を提供す
ることができる。
導体集積回路内に組込まれるFM変調器に関する。 （従来の技術） 現在、民生用ビデオテープレコーダ（以下VTRと記
す）の映像輝度信号やハイファイ音声信号の処理とし
て、FM変復調による記録再生方式が一般的に使用されて
いる。 第２図は、一般的に使用されているFM変調器の一例を
示す回路図である。このFM変調器は電圧制御発振器（以
下VCOと記す）を基本として構成されたもので、変調信
号を制御電流に変換する電圧電流変換回路10と、制御電
流でコンデンサ端を充放電するエミッタ結合型マルチバ
イブレータ20から成っている。 変調信号が入力される電圧電流変換回路10の端子11に
は、コンデンサC1と可変抵抗VR1が直列に接続されてお
り、この可変抵抗VR1は、更に端子12に接続されてい
る。端子12には、トランジスタQ1のエミッタと共に可変
抵抗VR2の一端が接続される。トランジスタQ1のコレク
タには、トランジスタQ2のコレクタ及びベースが接続さ
れ、トランジスタQ2のエミッタは抵抗R1を介して端子13
に接続されている。また、上記可変抵抗VR2の他端は端
子14に接続されている。端子14と上記端子13間には、抵
抗R2、ダイオード接続のトランジスタQ3、Q4及び抵抗R3
から成る直列回路が接続されている。トランジスタQ1と
Q4のベース間も、結合されている。 一方、マルチバイブレータ20は以下のように構成され
ている。電源電圧（Vcc）を印加する端子15は、端子14
と結合している。端子15と接地端子16との間には、抵抗
R4、R5及びR6が挿入接続されている。抵抗R4の両端に
は、トランジスタQ5のコレクタとベースが接続されてい
る。このトランジスタQ5のエミッタは抵抗R7及びR8の一
端に接続されており、抵抗R7、R8の他端は、各々コレク
タが端子15に、ベースが抵抗R5及びR6間に接続されるト
ランジスタQ6及びQ7のエミッタに接続される。 ベースが抵抗R7及びR8の他端に接続されているトラン
ジスタQ8及びQ9は、コレクタを端子15に、トランジスタ
Q8のエミッタはトランジスタQ10のベースに、トランジ
スタQ9のエミッタはトランジスタQ11のベースに接続し
ている。これらトランジスタQ10及びQ11の両エミッタ間
にはコンデンサC2が構成されると共に、トランジスタQ
12及びQ13のコレクタに接続し、トランジスタQ12、Q13
のベースはトランジスタQ2のベースに結合されている。
更に、トランジスタQ10及びQ11のベースと端子16間には
抵抗R9及びR10が、トランジスタQ12及びQ13のエミッタ
と端子16間には抵抗R11及びR12が接続されている。トラ
ンジスタQ10及びQ11のエミッタからは、端子17及び18に
よって出力が得られるようになっている。 このような構成のFM変調器に於いて、コンデンサC2の
両端のトランジスタQ12と抵抗R11、及びトランジスタQ
13と抵抗R12で構成する１対の電流源により、交互に充
放電させることによって、発振動作を行なう。ここで、
発振周波数をfFMとし、これらの電流源の電流をIMとす
ると、上記発振周波数fFMは次式で与えられるように上
記電流IMに比例する。 但し、CM:C2の容量値 VA:発振振幅 （R5の両端電圧に等しい） したがって、電流IMを制御すれば、発振周波数を変化
させることができる。 いま、第２図の電圧電流変換回路10の端子12は、トラ
ンジスタQ1、Q3、Q4と抵抗R2、R3によって、トランジス
タQ4のエミッタと同電位に固定されている。故に、可変
抵抗VR2の両端は、常に定電圧が印加されることにな
り、端子11に与えられる入力信号は、可変抵抗VR1で電
流に変換されてトランジスタQ2から抵抗R1に流れる。つ
まり、トランジスタQ2と抵抗１とを流れる電流は、可変
抵抗VR2で調整された固定電流分と、可変抵抗VR1で調整
された変調信号依存の電流分との和となる。したがっ
て、この電流をIM′とすると、次式で与えられる。 但し、Rf0 :VR2の抵抗値 Rdev:VR1の抵抗値 Vref:端子15〜12間電圧 vM :変調信号 ここで、抵抗R1、R11及びR12の値が全て等しいとする
と、トランジスタQ12と抵抗R11及びトランジスタQ13と
抵抗R12は、トランジスタQ2と抵抗R1と1:1のカレントミ
ラーをなしていることになる。このため、この電流IM′
は、前述したマルチバイブレータの制御電流IMと等しく
なる。故に、IM′＝IMとして（１）式に（２）式を代入
すると、 となる。したがって、この変調器の中心周波数f0は、となり、この変調器の変調感度βは、 で与えられる。 （４）式及び（５）式から明らかなように、FM変調器
の重要な性能である中心周波数f0と変調感度βは、CM、
VA、Vref等のばらつきによって左右されることがわか
る。特に、集積回路（以下ICと記す）に組込まれるFM変
調器に於いて、部品点数の削減と、ICのピン数の削減を
考慮すべく、コンデンサC2を内蔵する場合に、上記IC内
でのCM（C2の容量値）のばらつきが大きく（最大で約±
20％〜±30％）、調整は不可欠となる。（４）式及び
（５）式からも明らかなように、中心周波数f0は可変抵
抗VR2（Rf0）で、デビエーションの調整は可変抵抗VR1
（Rdev）で、個々に調整することができる。 （発明が解決しようとする問題点） 最近の民生用機器は、その性能の改善に伴って小型軽
量化や低価格化が行なわれている。このため、部品点数
の削減及び調整工程短縮のための調整箇所の削減が必須
となってきている。前述した従来のFM変調器は、精度の
高い可変抵抗を２個使用し、これらの調整が必要であ
る。特に、民生用のハイファイ方式のVTRに於いては、
左右のチャンネル用のFM変調器に対し、各々独立してい
るため計４個の可変抵抗を有しており、４箇所の調整が
必要であった。このため、部品点数の削減に障害となる
ばかりか、調整が繁雑となっていた。 この発明は上記の問題を除去したもので、部品点数の
削減を行なうと共に、その調整時間も短縮することので
きるFM変調器を提供することを目的とする。 ［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） この発明は、半導体集積回路内にあって、変調出力は
１つの調整端子の電圧または電流の調整によって、その
中心周波数と変調感度が同時に変わり、かつ前記中心周
波数の変化量と前記変調感動の変化量とは一定比の関係
を保ちつつ変化する回路手段を有する。これにより部品
数の削減が得られ調整時間の短縮も可能となる。 （作用） この発明は、従来のマルチバイブレータが使用される
FM変調器の電圧電流変換回路として、ギルバート方式の
ゲインセル構成の可変トランスコンダクタンス回路を使
用し、変調信号を入力して得られる電流と、そのトラン
スコンダクタンスに比例した固定電流との和を、上記マ
ルチバイブレータの充放電電流とする。トランスコンダ
クタンスを調整することによって、中心周波数とデビエ
ーションとを一本化して調整を行なう。ICに於いて、中
心周波数を表す（４）式及び変調感度を表す（５）式
で、VA及びVrefは抵抗比と電源電圧Vccによって精度良
く決められるので、ばらつき要因としては、CMの値が支
配的となる。したがって、中心周波数及びデビエーショ
ン調整の制御対象は共にCMでとなるため、このCMのばら
つきを補正するようにして中心周波数の調整を行ない、
同時にデビエーションの調整も行なうことができるよう
にする。 （実施例） 以下、図面を参照してこの発明の一実施例を説明す
る。 第１図は、この発明に係るFM変調器の一例を示す回路
図で、VCOを基本として構成されたものである。このFM
変調器は、変調信号を制御電流に変換する電圧電流変換
回路30と、制御電流でコンデンサ端を充放電するエミッ
タ結合型マルチバイブレータ20から成っているもので、
このマルチバイブレータ20は第２図に示される従来のも
のと同じであるので、その構成及び動作の説明は省略す
る。 変調信号が入力される端子21及び22は、それぞれトラ
ンジスタQ14及びQ15のベースと接続している。このトラ
ンジスタQ14及びQ15のエミッタは、両者の間が抵抗R13
で結合されると共に、他端が端子16に接続された電流源
IB1及びIB2の一端に接続される。一方、コレクタ側は、
ギルバート方式のゲインセル構成によって図示の如くト
ランジスタQ16、Q17、Q18及びQ19が接続されている。す
なわち、上記トランジスタQ14のコレクタにはQ16のエミ
ッタとQ18のベースが、Q15のコレクタにはQ17のエミッ
タとQ19のベースが、各々接続される。トランジスタQ16
及びQ17のベースは、抵抗R14およびR15から成る直列回
路の中点と結合している。抵抗R14の他端は端子23及び1
5と、そして抵抗R15の他端は端子16と接続する。また、
上記トランジスタQ18及びQ19のエミッタは、図示の如く
トランジスタQ20及び抵抗R16を介して端子16と接続して
いる。 更に、端子23と端子16間は、可変抵抗VR3、端子24、
トランジスタQ21及び抵抗R17が順次接続されている。ト
ランジスタQ21のベースは、自身のコレクタと、上記ト
ランジスタQ20及びQ22のベースと接続するものである。
上記端子23からは、上記トランジスタQ16及びQ17のコレ
クタと直接に、トランジスタQ23、Q24、Q25及びQ26のエ
ミッタには、それぞれ抵抗R18、R19、R20及びR21を介し
て接続される。 上記トランジスタQ23及びQ24は、それぞれコレクタが
上記トランジスタQ18及びQ19のコレクタと、自身のベー
スとに接続しており、ベースは各々トランジスタQ25及
びQ26のベースと接続している。また、トランジスタQ25
及びQ26は、そのコレクタが図示の如く結線されたトラ
ンジスタQ27及びQ28、更に抵抗R22及びR23を介して端子
16に接続されている。そして、上記端子23には、抵抗R
24及びR25を介して図示の如く結線されたトランジスタQ
29及びQ30が接続されている。これらのトランジスタQ29
及びQ30のコレクタには、それぞれ前述のトランジスタQ
22と抵抗R26、及びトランジスタQ31と抵抗27を介して端
子16と接続している。ここで、トランジスタQ26とQ28の
中点は、Q29とQ22の中点と接続しており、また自身のコ
レクタと接続しているトランジスタQ31のベースは、マ
ルチバイブレータ20のトランジスタQ12及びQ13と接続し
ているものである。 このように構成されたFM変調器に於いて、図示の如く
第１及び第２の制御電流をそれぞれIc1及びIc2として定
めると、これら２つの制御電流IC1とIC2の和が、この電
圧電流変換回路30の出力電流となる。ここで、第１の制
御電流IC1は固定電流で、例えばICの外付けの可変抵抗V
R3により、調整される。一方、端子21と22間に入力され
る変調信号は、抵抗R13によって電流変換されてトラン
ジスタQ14及びQ15で差動増幅される。そして、増幅され
た電流は、トランジスタQ16〜Q19から成るギルバート方
式のゲインセル構成により、その絶対値が上記第１の制
御電流IC1に比例するように変換される。そして、この
ように変換された第２の制御電流IC2が、前述した第１
の制御電流IC1に加算されてマルチバイブレータ20の充
放電電流となる。 トランジスタQ21、Q20及びQ22のエミッタの面積を、
それぞれ1:n2:n1とし、抵抗R17、R16及びR26の抵抗値を
それぞれ1:n2:n1とする。そして、可変抵抗VR3を流れる
電流をICとすると、この電流ICは、ミラー比が1:n2:n1
の関係に設定されたカレントミラーによって、トランジ
スタQ20のコレクタ電流はn1IC、同Q22のコレクタ電流は
n2Icとなる（但し、ベース電流は小さいものとしてここ
では無視した）。 また、変調信号を電流IC2に変換するトランスコンダ
クタンスGmは、電流源IB1、IB2の電流値を基にIB/2とし
て次式で与えられる。 但し、VT:熱電圧 （＝kT/q≒0.03V） RE:R13の抵抗値 また、通常は4VT≪REIBなので、これを用いて近似す
ると次式が得られる。 以上のことからマルチバイブレータ20の充放電電流IM
は、次式のようになる。 これを（１）式に代入して、となる。したがって、このFM変調器の中心周波数f0と、
変調感度βは、それぞれ となる。そして、（10）式を（11）式に代入すると、 が得られる。電流IBは、IC内では規準電圧と抵抗とで作
り出す。REIBの精度は、規準電圧と一対の抵抗の精度で
決定される。n2/n1の精度も、一対のエミッタ面積比
と、一対の抵抗比で決定される。ICでは、規準電圧がバ
ンドギャップ電圧源や電源電圧を利用した電圧源を構成
して精度を高く作り出すことは可能であり、抵抗比やエ
ミッタ面積比の精度も高く作り出せる。 中心周波数f0と変調感度βの設計値の比より、n2/
n1、REIBの値を決定すれば、調整のいかんにかかわら
ず、（12）式の比例関係は、精度を高く維持することが
でき、上記中心周波数f0と変調感度βの何れか一方を目
標値に合うように可変抵抗VR3を調整すれば、他方は（1
2）式の精度によって調整されたことになり実際に外部
から調整する必要がなくなる。 このように、中心周波数と変調感度の調整を一体化し
て同時に調整することを可能としたので、例えばICタイ
プのFM変調器では調整用の外付け可変抵抗の個数を削減
でき、これに伴い調整の工程も短縮することができる。
特に、民生用VTRのハイファイ方式に於いて、この発明
を適用すれば、調整用の可変抵抗が４から２個に部品点
数を削減でき、調整箇所の減少及び低価格化の効果が大
となる。 ［発明の効果］ 以上のように、この発明によれば、部品点数の削減を
行なうと共に、その調整時間も短縮することができ、且
つ機器の低価格化を図ることのできるFM変調器を提供す
ることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明に係るFM変調器の一実施例を示す回路
図、第２図は従来のFM変調器を示す回路図である。 10、30……電圧電流変換回路、20……マルチバイブレー
タ、15……電源電圧端子、16……接地端子、21、22……
変調信号入力端子、C1、C2……コンデンサ、IB1、IB2…
…電流源、Q1〜Q31……トランジスタ、R1〜R27……抵
抗、VR1〜VR3……可変抵抗。
図、第２図は従来のFM変調器を示す回路図である。 10、30……電圧電流変換回路、20……マルチバイブレー
タ、15……電源電圧端子、16……接地端子、21、22……
変調信号入力端子、C1、C2……コンデンサ、IB1、IB2…
…電流源、Q1〜Q31……トランジスタ、R1〜R27……抵
抗、VR1〜VR3……可変抵抗。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．半導体集積回路内にあって、変調出力は信号成分が
現れない１つの調整端子の電圧または電流の調整によっ
て、所望の調整範囲内でその中心周波数と変調感度が同
時に変わり、かつ前記中心周波数の変化量と前記変調感
度の変化量とは一定比の関係に保つ回路手段とを有した
ことを特徴とするFM変調器。 ２．前記回路手段は、 第１の制御電流に依存した周波数で発振する発振回路
と、 入力信号に依存しない第２の制御電流と、前記第２の制
御電流に比例するトランスコンダクタンスを有する電圧
電流変換手段と、 前記入力信号を前記電圧電流変換手段に入力して得る第
３の制御電流と前記第２の制御電流との和を前記発振回
路の前記第１の制御電流として導出する手段とを具備し
ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のFM
変調器。 ３．前記発振回路は、 前記第１の制御電流で容量端を充放電するマルチバイブ
レータであり、前記第１の制御電流に比例した周波数で
発振することを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の
FM変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62214327A JP2937316B2 (ja) | 1987-08-28 | 1987-08-28 | Ｆｍ変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62214327A JP2937316B2 (ja) | 1987-08-28 | 1987-08-28 | Ｆｍ変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6458104A JPS6458104A (en) | 1989-03-06 |
| JP2937316B2 true JP2937316B2 (ja) | 1999-08-23 |
Family
ID=16653916
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62214327A Expired - Lifetime JP2937316B2 (ja) | 1987-08-28 | 1987-08-28 | Ｆｍ変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2937316B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5880631A (en) * | 1996-02-28 | 1999-03-09 | Qualcomm Incorporated | High dynamic range variable gain amplifier |
| CN1124680C (zh) * | 1997-01-27 | 2003-10-15 | 夸尔柯姆股份有限公司 | 高动态范围可变增益放大器 |
| US6882185B1 (en) | 1998-07-02 | 2005-04-19 | Qualcomm, Incorporated | Exponential current generator and method |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58158515U (ja) * | 1982-04-16 | 1983-10-22 | 株式会社日立製作所 | 周波数変調器 |
| JPS6240806A (ja) * | 1985-08-19 | 1987-02-21 | Fujitsu Ltd | 周波数変調回路 |
| JPS6253005A (ja) * | 1985-09-02 | 1987-03-07 | Hitachi Micro Comput Eng Ltd | 電圧制御発振器 |
-
1987
- 1987-08-28 JP JP62214327A patent/JP2937316B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6458104A (en) | 1989-03-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0561099B1 (en) | Circuit device for suppressing the dependence from temperature and production process variables of the transconductance of a differential transconductor stage | |
| JP2584321B2 (ja) | 高精度モノマルチバイブレータ | |
| US4498053A (en) | Current amplifier | |
| JP2937316B2 (ja) | Ｆｍ変調器 | |
| JP2707461B2 (ja) | 波形整形回路 | |
| JP2542928B2 (ja) | Ｆｍ変調器 | |
| US6002291A (en) | Cubic type temperature function generator with adjustable parameters | |
| EP0388890B1 (en) | Reactance control circuit with a DC amplifier for minimizing a variation of a reference reactance value | |
| US4494088A (en) | Oscillator with capacitor charged and discharged by current proportional to a reference current | |
| JPH06104666A (ja) | 可変電圧電流変換回路 | |
| JPS62171210A (ja) | 可変水晶発振回路 | |
| KR960008284B1 (ko) | 발진회로 | |
| JPS61247067A (ja) | 変復調回路 | |
| JP2793194B2 (ja) | 定電流回路 | |
| JPS5924469B2 (ja) | 電圧−電流変換回路 | |
| JPS6022845B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JPH1155109A (ja) | 電流源回路 | |
| JPH0691374B2 (ja) | Ｆｍ変調回路の調整回路 | |
| JPH0548643B2 (ja) | ||
| JP2000013145A (ja) | Ｆｍ変調回路 | |
| JPH04117019A (ja) | 発振回路 | |
| JPS61226882A (ja) | 電圧合成回路 | |
| JPS6020610A (ja) | 電圧利得可変増幅器 | |
| JPS58208821A (ja) | 定電圧発生回路 | |
| JPH01192206A (ja) | 周波数変調回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080611 Year of fee payment: 9 |