JP2901441B2 - 緩衝増幅器 - Google Patents
緩衝増幅器Info
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- JP2901441B2 JP2901441B2 JP4313027A JP31302792A JP2901441B2 JP 2901441 B2 JP2901441 B2 JP 2901441B2 JP 4313027 A JP4313027 A JP 4313027A JP 31302792 A JP31302792 A JP 31302792A JP 2901441 B2 JP2901441 B2 JP 2901441B2
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- Japan
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- current
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- emitter
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は緩衝増幅器に関し、特に
大電流出力を必要とする緩衝増幅器に関する。
大電流出力を必要とする緩衝増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に増幅回路では出力インピーダンス
が高いため、低インピーダンス回路が負荷となる場合に
は、電圧利得がほぼ１で、入力インピーダンスが高く、
出力インピーダンスが低い緩衝増幅器を増幅回路の後段
に使用してインピーダンス整合をとる方式がとられてい
る。従来の緩衝増幅器の一例を図３に示す。図３におい
て、Ｑ1，Ｑ2は特性の等しいトランジスタ、Ｒ1は抵
抗、ＶBはバイアス電源、Ｉ0は電流源であり、１は信号
入力端子、２は信号出力端子、３は電源端子、Ａは電流
ミラー回路である。通常、電流ミラー回路Ａでは入力電
流ＩINと出力電流ＩOUTとの比（以下、入出力電流比と
記す）が ＩIN＝ＩOUT・・・・・・・（式１） となるように構成されている。
が高いため、低インピーダンス回路が負荷となる場合に
は、電圧利得がほぼ１で、入力インピーダンスが高く、
出力インピーダンスが低い緩衝増幅器を増幅回路の後段
に使用してインピーダンス整合をとる方式がとられてい
る。従来の緩衝増幅器の一例を図３に示す。図３におい
て、Ｑ1，Ｑ2は特性の等しいトランジスタ、Ｒ1は抵
抗、ＶBはバイアス電源、Ｉ0は電流源であり、１は信号
入力端子、２は信号出力端子、３は電源端子、Ａは電流
ミラー回路である。通常、電流ミラー回路Ａでは入力電
流ＩINと出力電流ＩOUTとの比（以下、入出力電流比と
記す）が ＩIN＝ＩOUT・・・・・・・（式１） となるように構成されている。
【０００３】図３において電流ミラー回路Ａの入力電流
ＩINはトランジスタＱ1のコレクタ電流そのものであ
り、電流ミラー回路の出力電流ＩOUTはトランジスタＱ2
のコレクタにそのまま流れ込む。式１よりトランジスタ
Ｑ1のコレクタ電流Ｉ1及びトランジスタＱ2のコレクタ
電流Ｉ2について常に Ｉ1＝Ｉ2・・・・・・・・・・（式２） が成立する。ここでトランジスタＱ1，Ｑ2は互いに特性
の等しいトランジスタであるため、式２よりトランジス
タＱ１のベース・エミッタ間電圧と、トランジスタＱ2
のベース・エミッタ間電圧も等しくなるが、トランジス
タＱ1及びＱ2のエミッタは共通接続されているため、ト
ランジスタＱ1のベース電圧ＶINとトランジスタＱ2のベ
ース電圧ＶOUTとの間には ＶIN＝ＶOUT・・・・・・・・・・（式３） が成立する。したがって、式３より信号入力端子１に信
号を入力したときのトランジスタＱ1のベース電圧の変
動分がそのままトランジスタＱ2のベース電圧の変動分
として表れ、信号出力端子２より出力されるため、図３
の緩衝増幅器の利得は１となる。トランジスタＱ1のコ
レクタ電流Ｉ1及びトランジスタＱ2のコレクタ電流Ｉ2
については Ｉ1＋Ｉ2＝Ｉ0・・・・・・・・・・・（式４） が成立するが（式２）を（式４）に代入することによ
り、 Ｉ1＝Ｉ2＝Ｉ0／２・・・・・・・・・（式５） となり、トランジスタＱ1のコレクタ電流Ｉ1 は電流源
Ｉ0の電流値の半分になる。
ＩINはトランジスタＱ1のコレクタ電流そのものであ
り、電流ミラー回路の出力電流ＩOUTはトランジスタＱ2
のコレクタにそのまま流れ込む。式１よりトランジスタ
Ｑ1のコレクタ電流Ｉ1及びトランジスタＱ2のコレクタ
電流Ｉ2について常に Ｉ1＝Ｉ2・・・・・・・・・・（式２） が成立する。ここでトランジスタＱ1，Ｑ2は互いに特性
の等しいトランジスタであるため、式２よりトランジス
タＱ１のベース・エミッタ間電圧と、トランジスタＱ2
のベース・エミッタ間電圧も等しくなるが、トランジス
タＱ1及びＱ2のエミッタは共通接続されているため、ト
ランジスタＱ1のベース電圧ＶINとトランジスタＱ2のベ
ース電圧ＶOUTとの間には ＶIN＝ＶOUT・・・・・・・・・・（式３） が成立する。したがって、式３より信号入力端子１に信
号を入力したときのトランジスタＱ1のベース電圧の変
動分がそのままトランジスタＱ2のベース電圧の変動分
として表れ、信号出力端子２より出力されるため、図３
の緩衝増幅器の利得は１となる。トランジスタＱ1のコ
レクタ電流Ｉ1及びトランジスタＱ2のコレクタ電流Ｉ2
については Ｉ1＋Ｉ2＝Ｉ0・・・・・・・・・・・（式４） が成立するが（式２）を（式４）に代入することによ
り、 Ｉ1＝Ｉ2＝Ｉ0／２・・・・・・・・・（式５） となり、トランジスタＱ1のコレクタ電流Ｉ1 は電流源
Ｉ0の電流値の半分になる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】前述した緩衝増幅器で
は、信号出力端子２には一般に低インピーダンス負荷が
接続されるため、信号出力端子２から流出する電流が大
きくなる。このため、負荷のドライブ能力を向上するた
めに電流源Ｉ0の電流値を大きくする必要があるが、ト
ランジスタＱ1のｈFEは有限であるため、電流源Ｉ0及び
電流増幅率ｈFEに応じたベース電流が信号入力端子１よ
りトランジスタＱ1に流れ込む。ここでトランジスタＱ1
の電流増幅率ｈFEをβとおくと、トランジスタＱ1のベ
ース電流Ｉ Bは式５より ＩB＝Ｉ1／１＋β＝Ｉ0／２（１＋β）・・・・・・・（式６） となるため、Ｉ0＝２００（μＡ），β＝１００とする
と、（式６）より ＩB＝２００／２（１＋１００）（μＡ）＝１００／１０１（μＡ）＝０．９０ ９（μＡ）・・・・・（式７） となり、Ｉ0＝２（ｍＡ）、β＝１００の時は ＩＢ＝２／２（１＋１００）（ｍＡ）＝１０００／１０１（μＡ）＝９．０９（ μＡ）・・・・・・・・・・（式８） となる。ここで（式７）と（式８）を比較すると、電流
源Ｉ0の電流値を大きくすると、トランジスタＱ1のベー
ス電流も大きくなることがわかる。しかも信号入力端子
は高インピーダンスダンス入力であるため、前段へ及ぼ
す影響も大きくなってしまう。以上のように従来の緩衝
増幅器では負荷のドライブ能力を向上しようとすると前
段への影響が大きくなってしまうという欠点があった。
は、信号出力端子２には一般に低インピーダンス負荷が
接続されるため、信号出力端子２から流出する電流が大
きくなる。このため、負荷のドライブ能力を向上するた
めに電流源Ｉ0の電流値を大きくする必要があるが、ト
ランジスタＱ1のｈFEは有限であるため、電流源Ｉ0及び
電流増幅率ｈFEに応じたベース電流が信号入力端子１よ
りトランジスタＱ1に流れ込む。ここでトランジスタＱ1
の電流増幅率ｈFEをβとおくと、トランジスタＱ1のベ
ース電流Ｉ Bは式５より ＩB＝Ｉ1／１＋β＝Ｉ0／２（１＋β）・・・・・・・（式６） となるため、Ｉ0＝２００（μＡ），β＝１００とする
と、（式６）より ＩB＝２００／２（１＋１００）（μＡ）＝１００／１０１（μＡ）＝０．９０ ９（μＡ）・・・・・（式７） となり、Ｉ0＝２（ｍＡ）、β＝１００の時は ＩＢ＝２／２（１＋１００）（ｍＡ）＝１０００／１０１（μＡ）＝９．０９（ μＡ）・・・・・・・・・・（式８） となる。ここで（式７）と（式８）を比較すると、電流
源Ｉ0の電流値を大きくすると、トランジスタＱ1のベー
ス電流も大きくなることがわかる。しかも信号入力端子
は高インピーダンスダンス入力であるため、前段へ及ぼ
す影響も大きくなってしまう。以上のように従来の緩衝
増幅器では負荷のドライブ能力を向上しようとすると前
段への影響が大きくなってしまうという欠点があった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の要旨は、ベース
に入力端子が接続されている第１のトランジスタと、該
第１のトランジスタと特性が等しく、ベースに出力端子
が接続されている第２のトランジスタと、上記第１のト
ランジスタのエミッタ電流と上記第２のトランジスタの
エミッタ電流とが流入する電流源と、電流入力端子が第
１のトランジスタのコレクタに接続され電流出力端子が
第２のトランジスタのコレクタ及びベースに接続され、
入力電流が出力電流より小さい電流ミラー回路を備えた
緩衝増幅器において、上記第１のトランジスタのエミッ
タと上記第２のトランジスタのエミッタとの間に抵抗体
を接続したことである。
に入力端子が接続されている第１のトランジスタと、該
第１のトランジスタと特性が等しく、ベースに出力端子
が接続されている第２のトランジスタと、上記第１のト
ランジスタのエミッタ電流と上記第２のトランジスタの
エミッタ電流とが流入する電流源と、電流入力端子が第
１のトランジスタのコレクタに接続され電流出力端子が
第２のトランジスタのコレクタ及びベースに接続され、
入力電流が出力電流より小さい電流ミラー回路を備えた
緩衝増幅器において、上記第１のトランジスタのエミッ
タと上記第２のトランジスタのエミッタとの間に抵抗体
を接続したことである。
【０００６】
【発明の作用】抵抗体は第１のトランジスタと第２のト
ランジスタのベース電位の差に影響を与え、その値を適
宜選択することにより、ベース電位の差を略０とするこ
とができる。
ランジスタのベース電位の差に影響を与え、その値を適
宜選択することにより、ベース電位の差を略０とするこ
とができる。
【０００７】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の一実施例を示す回路図であり、本実
施例と従来例との相違点は、トランジスタＱ1のエミッ
タとトランジスタＱ2のエミッタとの間に抵抗Ｒ2が挿入
され、電流源Ｉ0がトランジスタＱ2のエミッタに接続さ
れている点と、電流ミラー回路Ａの入出力電流比が ＩIN：ＩOUT＝１：ｎ0（ｎO＞１）・・・・・・・（式９） である点である。
る。図１は本発明の一実施例を示す回路図であり、本実
施例と従来例との相違点は、トランジスタＱ1のエミッ
タとトランジスタＱ2のエミッタとの間に抵抗Ｒ2が挿入
され、電流源Ｉ0がトランジスタＱ2のエミッタに接続さ
れている点と、電流ミラー回路Ａの入出力電流比が ＩIN：ＩOUT＝１：ｎ0（ｎO＞１）・・・・・・・（式９） である点である。
【０００８】図１においてトランジスタＱ1のコレクタ
電流Ｉ1とトランジスタＱ2のコレクタ電流Ｉ2との間に
は（式９）より、 Ｉ1：Ｉ2＝１：ｎ0・・・・・・・・・・・・・・（式１０） の関係がある。ここでトランジスタＱ1のベース電圧
は、トランジスタＱ1のベースエミッタ間電圧ＶBE1はト
ランジスタＱ1の電流増幅率ｈFEをβとすると、 ＶBE1＝（ｋT／ｑ）ｌｎ｛（１＋β／β）（Ｉ１／ＩＳ）｝・・・（式１１） となる。（式１１）においてｋ＝１．３８×１０
-23（Ｊ・Ｋ-1）：ボルツマン定数、Ｔ（Ｋ）：絶対温
度、ｑ＝１．６０２×１０-19（Ｃ）：電子１個あたり
の電荷量、ＩＳ：トランジスタの逆方向飽和電流であ
る。またトランジスタＱ1及びＱ2は特性の等しいトラン
ジスタであるため、トランジスタＱ2のベース・エミッ
タ間電圧ＶBE2は ＶBE2＝ｋT／ｑ×ｌｎ×（１＋β）／β×Ｉ2／ＩS・・
・・・・（式１２） となる。よってＱ1，Ｑ2のベース電位の差は △ＶBE＝ＶBE1＋Ｒ2Ｉ1−ＶBE2＝ｋT／ｑ×ｌｎ×（１＋β）／β×Ｉ1／ＩS＋ Ｒ2Ｉ1−ｋT／ｑ×ｌｎ×（１＋β）／β×Ｉ2／ＩS＝ｋT／ｑ×ｌｎ×Ｉ1／Ｉ2 ＋Ｒ2Ｉ1・・・・・・・（式１３） （式１０）より △ＶBE＝Ｒ2×Ｉ1−ｋT／ｑ×ｌｎ×ｎ0 ＝Ｒ2×Ｉ0／ｎ0＋１−ｋT／ｑ×ｌｎ×ｎ0・・・・・（式１４） したがって、Ｒ2の値を適当に選ぶことにより、△ＶBE
を０とすることができる。ここでＩ0＝２（ｍＡ），ｎ0
＝１０、Ｔ＝３００（Ｋ）とおいてＲ2を求めると、Ｒ2
＝（１＋ｎ0）×ｋT／ｑＩ0×ｌｎ×ｎ0＝１１×１２．
９２×２．３０＝３２．６９（Ω）となる。一方、β＝
１００とすると、トランジスタＱ1のベース電流は ＩB＝Ｉ1／Ｈβ＝Ｉ0／（１＋ｎ0）×（１＋β）＝２／１１×１０１（ｍＡ） ＝１．８０（μＡ） となり、図３の従来例に対して小さくなるので、前段へ
及ぼす影響も小さくすることが可能になる。
電流Ｉ1とトランジスタＱ2のコレクタ電流Ｉ2との間に
は（式９）より、 Ｉ1：Ｉ2＝１：ｎ0・・・・・・・・・・・・・・（式１０） の関係がある。ここでトランジスタＱ1のベース電圧
は、トランジスタＱ1のベースエミッタ間電圧ＶBE1はト
ランジスタＱ1の電流増幅率ｈFEをβとすると、 ＶBE1＝（ｋT／ｑ）ｌｎ｛（１＋β／β）（Ｉ１／ＩＳ）｝・・・（式１１） となる。（式１１）においてｋ＝１．３８×１０
-23（Ｊ・Ｋ-1）：ボルツマン定数、Ｔ（Ｋ）：絶対温
度、ｑ＝１．６０２×１０-19（Ｃ）：電子１個あたり
の電荷量、ＩＳ：トランジスタの逆方向飽和電流であ
る。またトランジスタＱ1及びＱ2は特性の等しいトラン
ジスタであるため、トランジスタＱ2のベース・エミッ
タ間電圧ＶBE2は ＶBE2＝ｋT／ｑ×ｌｎ×（１＋β）／β×Ｉ2／ＩS・・
・・・・（式１２） となる。よってＱ1，Ｑ2のベース電位の差は △ＶBE＝ＶBE1＋Ｒ2Ｉ1−ＶBE2＝ｋT／ｑ×ｌｎ×（１＋β）／β×Ｉ1／ＩS＋ Ｒ2Ｉ1−ｋT／ｑ×ｌｎ×（１＋β）／β×Ｉ2／ＩS＝ｋT／ｑ×ｌｎ×Ｉ1／Ｉ2 ＋Ｒ2Ｉ1・・・・・・・（式１３） （式１０）より △ＶBE＝Ｒ2×Ｉ1−ｋT／ｑ×ｌｎ×ｎ0 ＝Ｒ2×Ｉ0／ｎ0＋１−ｋT／ｑ×ｌｎ×ｎ0・・・・・（式１４） したがって、Ｒ2の値を適当に選ぶことにより、△ＶBE
を０とすることができる。ここでＩ0＝２（ｍＡ），ｎ0
＝１０、Ｔ＝３００（Ｋ）とおいてＲ2を求めると、Ｒ2
＝（１＋ｎ0）×ｋT／ｑＩ0×ｌｎ×ｎ0＝１１×１２．
９２×２．３０＝３２．６９（Ω）となる。一方、β＝
１００とすると、トランジスタＱ1のベース電流は ＩB＝Ｉ1／Ｈβ＝Ｉ0／（１＋ｎ0）×（１＋β）＝２／１１×１０１（ｍＡ） ＝１．８０（μＡ） となり、図３の従来例に対して小さくなるので、前段へ
及ぼす影響も小さくすることが可能になる。
【０００９】次に図２は図１に対して電流ミラー回路Ａ
を具体化した一実施例であり、図１と同一の番号及び記
号は同一の機能を示す。また、Ｑ3，Ｑ4はトランジス
タ、Ｒ3は抵抗である。
を具体化した一実施例であり、図１と同一の番号及び記
号は同一の機能を示す。また、Ｑ3，Ｑ4はトランジス
タ、Ｒ3は抵抗である。
【００１０】図２において、トランジスタＱ3，Ｑ4、及
び抵抗Ｒ3からなる電流ミラー回路Ａを入力電流と出力
電流との比が（式９）を満足するように構成すれば、図
１と同じように動作する。以上の説明においてトランジ
スタＱ1，Ｑ2をＮＰＮトランジスタとして説明してきた
が、ＰＮＰトランジスタとしても同様の効果を得ること
ができる。また図２において電流ミラー回路ＡをＰＮＰ
トランジスタで構成するものとしたが、ＮＰＮトランジ
スタで構成しても同様の効果を得ることができる。
び抵抗Ｒ3からなる電流ミラー回路Ａを入力電流と出力
電流との比が（式９）を満足するように構成すれば、図
１と同じように動作する。以上の説明においてトランジ
スタＱ1，Ｑ2をＮＰＮトランジスタとして説明してきた
が、ＰＮＰトランジスタとしても同様の効果を得ること
ができる。また図２において電流ミラー回路ＡをＰＮＰ
トランジスタで構成するものとしたが、ＮＰＮトランジ
スタで構成しても同様の効果を得ることができる。
【００１１】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、ベース
に入力端子が接続されている第１のトランジスタのエミ
ッタと、ベースに出力端子が接続されている第２のトラ
ンジスタのエミッタとの間に抵抗を挿入し、電流源を第
２のトランジスタのエミッタに接続することにより、電
流源の電流値を大きくしても第１のトランジスタを流れ
る電流を少なくすることができるので、負荷のドライブ
能力を向上させても前段へ及ぼす影響を小さくすること
ができる。又、第２のトランジスタに大部分の電流を流
すことができるため、より少ないドライブ電流で負荷の
ドライブ電流を向上させることができる。
に入力端子が接続されている第１のトランジスタのエミ
ッタと、ベースに出力端子が接続されている第２のトラ
ンジスタのエミッタとの間に抵抗を挿入し、電流源を第
２のトランジスタのエミッタに接続することにより、電
流源の電流値を大きくしても第１のトランジスタを流れ
る電流を少なくすることができるので、負荷のドライブ
能力を向上させても前段へ及ぼす影響を小さくすること
ができる。又、第２のトランジスタに大部分の電流を流
すことができるため、より少ないドライブ電流で負荷の
ドライブ電流を向上させることができる。
【図１】本発明の一実施例である。
【図２】図１の一部を具体化した一実施例である。
【図３】従来の一実施例である。
１ 信号入力端子 ２ 信号出力端子 ３ 電源端子 Ａ 電流ミラー回路 Ｑ1〜Ｑ4 トランジスタ Ｒ1〜Ｒ3 抵抗 ＶB バイアス電源 Ｉ0 電流源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−7506（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−188116（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−208621（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−181809（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03F 3/34 - 3/50
Claims (1)
- 【請求項１】 ベースに入力端子が接続されている第１
のトランジスタと、該第１のトランジスタと特性が等し
く、ベースに出力端子が接続されている第２のトランジ
スタと、上記第１のトランジスタのエミッタ電流と上記
第２のトランジスタのエミッタ電流とが流入する電流源
と、電流入力端子が第１のトランジスタのコレクタに接
続され電流出力端子が第２のトランジスタのコレクタ及
びベースに接続され、入力電流が出力電流より小さい電
流ミラー回路を備えた緩衝増幅器において、上記第１の
トランジスタのエミッタと上記第２のトランジスタのエ
ミッタとの間に抵抗体を接続したことを特徴とする緩衝
増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4313027A JP2901441B2 (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 緩衝増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4313027A JP2901441B2 (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 緩衝増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06140845A JPH06140845A (ja) | 1994-05-20 |
| JP2901441B2 true JP2901441B2 (ja) | 1999-06-07 |
Family
ID=18036339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4313027A Expired - Lifetime JP2901441B2 (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 緩衝増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2901441B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5482768A (en) * | 1993-05-14 | 1996-01-09 | Asahi Glass Company Ltd. | Surface-treated substrate and process for its production |
-
1992
- 1992-10-28 JP JP4313027A patent/JP2901441B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06140845A (ja) | 1994-05-20 |
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