JP2776019B2 - 定電圧回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は定電圧回路に関し、特に所望の定電圧を任意
の回路基準点から反転して出力することのできる定電圧
回路に関する。

〔従来の技術〕 第３図は従来の定電圧回路の回路構成を示す接続回路
図である。第３図を参照すると、この定電圧回路は、一
つの演算増幅器Ａと、この演算増幅器Ａの出力でベース
駆動され、エミッタ出力を再び演算増幅器Ａの負入力端
子に帰還する一つのベース接地接続のNPNトランジス
タQ₁と、演算増幅器Ａの正入力端子およびベース接地
NPNトランジスタQ₁のエミッタ抵抗R₁の接地電位（GND）
端子間に正電位および負電位をそれぞれ接続する基準電
圧源E₀と、ベース接地NPNトランジスタQ₁のコレクタ抵
抗R₂の出力側端子ｂと接地電位（GND）との間に接続さ
れる回路電源V_CCとから成り、コレクタ端子ａとコレク
タ抵抗R₂の出力側端子ｂとから基準電圧V_REFに比例した
定電圧V_Oを得るよう構成される。ここで、演算増幅器Ａ
は基準電圧V_REFを電流変換するよう機能するものであ
る。従って、この回路はある定電圧に比例した反転出力
を回路電源側の一つの回路節点から取出し得るようにし
た回路である。すなわち、この回路は、NPNトランジス
タQ₁のエミッタ接地電流増幅率h_FEを∞と仮定した場
合、そのコレクタ電流I_C(QI)は となり、コレクタ抵抗R₂の両端電圧V_Oが の式で記述されるよう動作するので、基準電圧V_REFに比
例した電圧が回路電源電圧V_CCを基準として反転され、
出力端子V_OUTから出力される。従って、この回路は、コ
レクタ抵抗R₂の一方の端子ｂの接続点を変えるだけで、
所望の基準点からの出力電圧を得ることができる。この
とき得られる電圧利得は式（２）から明らかなようにR₂
/R₁である。すなわち、R₂/R₁＝１の場合であれば、基準
電圧V_REFと同じ定電圧の反転出力を得ることができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、この従来の定電圧回路は、回路要素に
演算増幅器を必要とするので、全体として回路構成が複
雑で消費電力も大きいばかりでなく、製造コスト高を招
くという問題点がある。

本発明の目的は、上記の情況に鑑み、演算増幅器を回
路要素とする従来回路の欠点を解決した定電圧回路を提
供することである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明によれば、定電圧回路は、基準電圧を発生する
基準電圧源と、前記基準電圧を電流変換する電圧−電流
変換トランジスタと、前記電圧−電流変換トランジスタ
の出力コレクタ端子とコレクタ抵抗との間に挿入される
前記電圧−電流変換トランジスタと同一エミッタ−ベー
ス間電圧特性の等価ダイオード回路とを備え、前記電圧
−電流変換トランジスタのコレクタ端子から前記基準電
圧の反転比例電圧を得ることを含んで構成される。

〔作 用〕

本発明によれば、基準電圧の電流変換には従来用いら
れた演算増幅器に代えて通常のトランジスタ回路が使用
される。この際、電圧−電流変換トランジスタのエミッ
タ−ベース間電圧は、出力側に挿入された等価ダイオー
ド回路のエミッタ−ベース間電圧で完全にキャンセルさ
れるので、基準電圧に正確に比例する反転電圧を電圧−
電流変換トランジスタのコレクタ端子に移して取出すこ
とができる。

〔実 施 例〕

次に本発明について図面を参照して詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す定電圧回路の接続回
路図である。本実施例によれば、本発明の定電圧回路
は、一つの基準電圧源E_Oと、この基準電圧源E_Oの基準電
圧V_REFを電流変換するベース接地のNPNトランジスタQ₁
と、この電圧−電流変換NPNトランジスタQ₁のコレクタ
抵抗R₂に直列挿入されるダイオード接続の負荷トランジ
スタQ₂と、電圧−電流変換NPNトランジスタQ₁のコレク
タ抵抗R₂の出力側端子ｂとエミッタ抵抗R₁の接地電位
（GND）端子間に正電位および負電位をそれぞれ接続す
る回路電源V_CCから成り、コレクタ端子ａとコレクタ抵
抗R₂の電源側端子ｂとから基準電圧V_REFの比例反転出力
電圧V_Oを得るよう構成される。すなわち、この回路は基
準電圧V_REFの電流変換動作に支障を与えるNPNトランジ
スタQ₁のエミッターベース間電圧をこれと等しい負荷ト
ランジスタQ₂のエミッターベース間電圧で補償せしめる
よう構成されたものであり、以下の通りの回路動作を行
う。

第１図の接続回路において、NPNトランジスタQ₁のエ
ミッタ接地電流増幅率h_FEが十分大きいと仮定すると、
そのコレクタ電流I_C(QI)は、 と記述され、また、出力電圧V_Oは、 と表わされる。

（但し、I_S(Q2):Q₂の逆方向飽和電流） 従って、２つのトランジスタ、Q₁,Q₂の特性が揃えら
れ、I_S(Q1)＝I_S(Q2)と置くことが出来れば、トランジス
タQ₁のエミッターベース間電圧をトランジスタQ₂のそれ
で温度の項と共に完全にキャンセルすることができる。
従って、R₁＝R₂とすれば、 V_O＝V_REF ……（５） の関係が抵抗R₁,R₂の値にかかわりなく常に成立するこ
ととなる。すなわち、基準電圧V_REFと等しい値の反転電
位を高価な演算増幅器を用いることなく、従来回路と同
じく回路電源側の一つの回路節点から出力せしめ得る。
この場合、コレクタ抵抗R₂の一端子ｂは、トランジスタ
Q₁が飽和しない範囲ならばどこに設定するのも自由であ
り、それに伴って基準電圧V_REFに比例した反転電圧を任
意に出力せしめ得る。

第２図は本発明の他の実施例を示す定電圧回路の接続
回路図である。本実施例によれば、前実施例におけるNP
NトランジスタQ₁はダーリントン接続された２つのNPNト
ランジスタQ_1aおよびQ_1bに置き換えられ、また、これに
伴ってダイオード接続されたトランジスタQ₂も、電圧−
電流変換回路と同型のコレクタとベースを共通接続した
NPNトランジスタQ_2bと、コレクタおよびベースをトラン
ジスタQ_2bのコレクタおよびベースにそれぞれ接続するN
PNトランジスタQ_2aとに置き換えられる。本実施例にお
いても、Q_1a,Q_2aおよび,Q_1b,Q_2bの特性がそれぞれ揃っ
ていれば、トランジスタQ_1b,Q_2bのベース−エミッタ間
電圧およびトランジスタQ_1b,Q_2bのベース−エミッタ間
電圧はほぼ等しくなる。従って前実施例の場合と同じく
R₁＝R₂のときは、V_O＝V_REFの関係を得ることができる。
この際トランジスタQ_1a,Q_2aをそれぞれのベース−エミ
ッタ間に、特性の揃ったブリーダー抵抗をそれぞれ接続
すれば、トランジスタQ_1b,Q_2b間の整合性は更にとりや
すくなる。

本実施例では、トランジスタQ_1a,Q_1bがダーリントン
接続されているので、基準電圧源E_Oの端子に流れるバイ
アス電流が小さい。従って基準電圧源E_Oの内部抵抗が大
きい場合には、バイアス電流による誤差を少なくするこ
とができる利点がある。

〔発明の効果〕

以上詳細に説明したように、本発明によれば、従来の
演算増幅器に代え、非常に少ない回路素子で、所望の定
電圧を回路節点の一つに移して取出すことができる。ま
た、本発明の接続回路によれば、トランジスタ素子の温
度による特性変化の影響は完全にキャンセルされるの
で、きわめてすぐれた温度特性を示す。更に、エミッタ
抵抗R₁の値をある程度大きく設定して電圧−電流変換ト
ランジスタQ₁をベース接地動作させた場合には、コレク
タの出力インピーダンスをより高めることができるの
で、高精度な定電圧回路をきわめて容易に実現すること
が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す定電圧回路の接続回路
図、第２図は本発明の他の実施例を示す定電圧回路の接
続回路図、第３図は従来の定電圧回路の回路構成を示す
接続回路図である。 Q₁,Q_1a,Q_1b……電圧−電流変換NPNトランジスタ、 Q₂,Q_2a,Q_2b……負荷トランジスタ、 R₁……エミッタ抵抗、 R₂……コレクタ抵抗、 E_O……基準電圧源、 V_REF……基準電圧、 V_CC……回路電圧源、 V_O……出力定電圧、 V_OUT……出力端子。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】基準電圧を発生する基準電圧源と、前記基
   準電圧を電流変換する電圧−電流変換トランジスタと、
   前記電圧−電流変換トランジスタの出力コレクタ端子と
   コレクタ抵抗との間に挿入される前記電圧−電流変換ト
   ランジスタと同一エミッタ−ベース間電圧特性の等価ダ
   イオード回路とを備え、前記電圧−電流変換トランジス
   タのコレクタ端子から前記基準電圧の反転比例電圧を得
   ることを特徴とする定電圧回路。