JP2760671B2 - 水平発振回路 - Google Patents
水平発振回路Info
- Publication number
- JP2760671B2 JP2760671B2 JP3128130A JP12813091A JP2760671B2 JP 2760671 B2 JP2760671 B2 JP 2760671B2 JP 3128130 A JP3128130 A JP 3128130A JP 12813091 A JP12813091 A JP 12813091A JP 2760671 B2 JP2760671 B2 JP 2760671B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- oscillation
- comparator
- voltage
- power supply
- capacitor
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- Expired - Lifetime
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- Details Of Television Scanning (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＣＲＴディスプレイに
おける水平発振回路に関するものである。
おける水平発振回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年のパーソナルコンピュータには各種
のＣＲＴディスプレイ用タイミングを発生するものが市
販されている。特にその水平周波数は15ｋＨｚから60ｋ
Ｈｚに亘る各種のものが市販されており、これを１台の
ＣＲＴディスプレイで表示する所謂マルチスキャンディ
スプレイが開発されている。このようにマルチスキャン
ディスプレイには上記のごとく非常に幅広い周波数範囲
で発振する水平発振回路が必要になる。
のＣＲＴディスプレイ用タイミングを発生するものが市
販されている。特にその水平周波数は15ｋＨｚから60ｋ
Ｈｚに亘る各種のものが市販されており、これを１台の
ＣＲＴディスプレイで表示する所謂マルチスキャンディ
スプレイが開発されている。このようにマルチスキャン
ディスプレイには上記のごとく非常に幅広い周波数範囲
で発振する水平発振回路が必要になる。
【０００３】以下図面を参照しながら、従来のマルチス
キャンディスプレイ用水平発振回路の一例について説明
する。図４は従来のマルチスキャンディスプレイ用水平
発振回路の一例として可変定電圧源型水平発振回路の構
成図を示す。図４において、Ｃはコンデンサ、Ｖｂは電
源電圧、Ｖａは可変定電圧源、Ｒａは可変定電圧源Ｖａ
よりコンデンサＣを充電する充電抵抗、１および２はコ
ンデンサＣの充放電電圧Ｖｃの電圧範囲を規定する比較
器、３は比較器１，２の出力がセット端子とリセット端
子に接続されるＲＳフリップフロップ（以下ＲＳＦＦと
略す）、４はコンデンサＣの充放電電圧Ｖｃと電源電圧
Ｖｂの比較から発振パルス出力を生成する出力用比較
器、Ｒ１〜Ｒ５は比較器１，２および出力用比較器４の
バイアス抵抗、５はＲＳＦＦ３の出力が接続されたスイ
ッチングトランジスタ（以下ＴＲと略す）、ＲｄはＴＲ
５のＯＮ期間にコンデンサＣを放電する放電抵抗であ
る。
キャンディスプレイ用水平発振回路の一例について説明
する。図４は従来のマルチスキャンディスプレイ用水平
発振回路の一例として可変定電圧源型水平発振回路の構
成図を示す。図４において、Ｃはコンデンサ、Ｖｂは電
源電圧、Ｖａは可変定電圧源、Ｒａは可変定電圧源Ｖａ
よりコンデンサＣを充電する充電抵抗、１および２はコ
ンデンサＣの充放電電圧Ｖｃの電圧範囲を規定する比較
器、３は比較器１，２の出力がセット端子とリセット端
子に接続されるＲＳフリップフロップ（以下ＲＳＦＦと
略す）、４はコンデンサＣの充放電電圧Ｖｃと電源電圧
Ｖｂの比較から発振パルス出力を生成する出力用比較
器、Ｒ１〜Ｒ５は比較器１，２および出力用比較器４の
バイアス抵抗、５はＲＳＦＦ３の出力が接続されたスイ
ッチングトランジスタ（以下ＴＲと略す）、ＲｄはＴＲ
５のＯＮ期間にコンデンサＣを放電する放電抵抗であ
る。
【０００４】次に図５および図６を参照しながら動作説
明を行う。図５および図６において、(a) はコンデンサ
Ｃの端子に発生する充放電電圧Ｖｃの波形図、(b) は発
振出力パルスＶｏの波形図を示している。
明を行う。図５および図６において、(a) はコンデンサ
Ｃの端子に発生する充放電電圧Ｖｃの波形図、(b) は発
振出力パルスＶｏの波形図を示している。
【０００５】いま、Ｖｃが充電期間にあると、可変定電
圧源Ｖａにより充電抵抗Ｒａを通して充電上昇し、比較
器１の非反転端子バイアスｍＶｂ（ｍ＝（Ｒ２＋Ｒ３）
／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３））に達すると比較器１の出力が
立下がり、ＲＳＦＦ３をセットしその出力Ｑをハイレベ
ルにする。このため、ＴＲ５がＯＮし放電抵抗Ｒｄを通
してＶｃを放電下降させる。Ｖｃが下降して比較器２の
反転端子バイアスｎＶｂ（ｎ＝Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ
３））に達すると、比較器２の出力が立下がり、ＲＳＦ
Ｆ３をリセットしその出力Ｑをローレベルにする。この
ためＴＲ５がＯＦＦし放電が中断され、Ｖｃは再び上昇
する。このようにＶｃはｍＶｂとｎＶｂの間で充放電を
繰り返して弛張発振波形を示す。
圧源Ｖａにより充電抵抗Ｒａを通して充電上昇し、比較
器１の非反転端子バイアスｍＶｂ（ｍ＝（Ｒ２＋Ｒ３）
／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３））に達すると比較器１の出力が
立下がり、ＲＳＦＦ３をセットしその出力Ｑをハイレベ
ルにする。このため、ＴＲ５がＯＮし放電抵抗Ｒｄを通
してＶｃを放電下降させる。Ｖｃが下降して比較器２の
反転端子バイアスｎＶｂ（ｎ＝Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ
３））に達すると、比較器２の出力が立下がり、ＲＳＦ
Ｆ３をリセットしその出力Ｑをローレベルにする。この
ためＴＲ５がＯＦＦし放電が中断され、Ｖｃは再び上昇
する。このようにＶｃはｍＶｂとｎＶｂの間で充放電を
繰り返して弛張発振波形を示す。
【０００６】このＶｃを出力用比較器４の反転端子に入
力される比較バイアスｋＶｂ（ｋ＝Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ
５））で比較し発振出力パルスＶｏを生成する。図５は
発振周波数が高い場合の波形を、また図６は発振周波数
が低い場合の波形を示す。図５においては可変定電圧源
Ｖａが高く、Ｖｃの充電波形はほぼ直線的に上昇するの
で、発振出力パルスＶｏのデューティ比Ｔｈ／Ｔは小さ
い。一方、図６においては可変定電圧源Ｖａが低く、Ｖ
ｃの充電波形は指数関数的に上昇するので、発振出力パ
ルスＶｏのデューティ比Ｔｈ／Ｔは大きい。
力される比較バイアスｋＶｂ（ｋ＝Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ
５））で比較し発振出力パルスＶｏを生成する。図５は
発振周波数が高い場合の波形を、また図６は発振周波数
が低い場合の波形を示す。図５においては可変定電圧源
Ｖａが高く、Ｖｃの充電波形はほぼ直線的に上昇するの
で、発振出力パルスＶｏのデューティ比Ｔｈ／Ｔは小さ
い。一方、図６においては可変定電圧源Ｖａが低く、Ｖ
ｃの充電波形は指数関数的に上昇するので、発振出力パ
ルスＶｏのデューティ比Ｔｈ／Ｔは大きい。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】一般に、後段の水平出
力回路の駆動原理から考えて、水平発振回路の発振出力
パルスのデューティ比は広い周波数範囲に亘ってできる
限り一定であることが望ましい。しかしながら、上記の
構成では、発振出力パルスのデューティ比が発振周波数
によって大幅に変化するという問題があった。
力回路の駆動原理から考えて、水平発振回路の発振出力
パルスのデューティ比は広い周波数範囲に亘ってできる
限り一定であることが望ましい。しかしながら、上記の
構成では、発振出力パルスのデューティ比が発振周波数
によって大幅に変化するという問題があった。
【０００８】本発明は上記問題に鑑み、発振出力パルス
のデューティ比が広い周波数範囲に亘ってほぼ一定であ
る水平発振回路を提供することを目的とするものであ
る。
のデューティ比が広い周波数範囲に亘ってほぼ一定であ
る水平発振回路を提供することを目的とするものであ
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の水平発振回路は、可変定電圧源Ｖａにより
充電されるコンデンサＣの端子電圧の充放電電圧範囲を
規定し、この充放電電圧Ｖｏと比較バイアスとの比較か
ら発振出力パルスＶｏを得る水平発振回路において、コ
ンデンサ充電用の可変定電圧源Ｖａを反転増幅して得た
制御電圧Ｖｋで比較器の比較バイアスを制御するように
構成したものである。
に、本発明の水平発振回路は、可変定電圧源Ｖａにより
充電されるコンデンサＣの端子電圧の充放電電圧範囲を
規定し、この充放電電圧Ｖｏと比較バイアスとの比較か
ら発振出力パルスＶｏを得る水平発振回路において、コ
ンデンサ充電用の可変定電圧源Ｖａを反転増幅して得た
制御電圧Ｖｋで比較器の比較バイアスを制御するように
構成したものである。
【００１０】
【作用】上記構成により、発振周波数が高い場合は制御
電圧Ｖｋで比較器の比較バイアスは下げられ、発振周波
数が低い場合は制御電圧Ｖｋで比較器の比較バイアスは
上げられ、これにより比較器の発振出力パルスＶｏのデ
ューティ比が幅広い周波数範囲に亘ってほぼ一定とな
る。
電圧Ｖｋで比較器の比較バイアスは下げられ、発振周波
数が低い場合は制御電圧Ｖｋで比較器の比較バイアスは
上げられ、これにより比較器の発振出力パルスＶｏのデ
ューティ比が幅広い周波数範囲に亘ってほぼ一定とな
る。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１は本発明の一実施例の水平発振回路の構成
図を示す。図１において、６は演算増幅器、Ｒ６〜Ｒ10
は演算増幅器の周辺抵抗である。７は可変定電圧源Ｖａ
を反転増幅するために、演算増幅器６とその周辺抵抗Ｒ
６〜Ｒ10で構成される直流反転増幅器で、その出力は出
力用比較器４の比較バイアス用の反転端子に接続されて
いる。それ以外の素子は図４に示す従来例のものと同じ
である。
明する。図１は本発明の一実施例の水平発振回路の構成
図を示す。図１において、６は演算増幅器、Ｒ６〜Ｒ10
は演算増幅器の周辺抵抗である。７は可変定電圧源Ｖａ
を反転増幅するために、演算増幅器６とその周辺抵抗Ｒ
６〜Ｒ10で構成される直流反転増幅器で、その出力は出
力用比較器４の比較バイアス用の反転端子に接続されて
いる。それ以外の素子は図４に示す従来例のものと同じ
である。
【００１２】次に図２および図３を参照しながら動作説
明を行う。図２および図３において(a) はコンデンサＣ
の端子に発生する充放電電圧Ｖｃの波形図、(b) は発振
出力パルスＶｏの波形図を示している。
明を行う。図２および図３において(a) はコンデンサＣ
の端子に発生する充放電電圧Ｖｃの波形図、(b) は発振
出力パルスＶｏの波形図を示している。
【００１３】図１の動作は図４とほぼ同じ動作を行う。
異なる点は可変定電圧源Ｖａを直流反転増幅器７で反転
増幅された制御電圧Ｖｋを出力用比較器４の反転端子に
加え、出力用比較器４の比較バイアスを制御する点であ
る。図２は発振周波数が高い場合で、制御電圧Ｖｋで比
較器４の比較バイアスを下げ、また図３は発振周波数が
低い場合で制御電圧Ｖｋで比較器４の比較バイアスを上
げている。
異なる点は可変定電圧源Ｖａを直流反転増幅器７で反転
増幅された制御電圧Ｖｋを出力用比較器４の反転端子に
加え、出力用比較器４の比較バイアスを制御する点であ
る。図２は発振周波数が高い場合で、制御電圧Ｖｋで比
較器４の比較バイアスを下げ、また図３は発振周波数が
低い場合で制御電圧Ｖｋで比較器４の比較バイアスを上
げている。
【００１４】実験によれば、発振周波数は可変定電圧源
Ｖａの増大に対してほぼ直線的に上昇する。一方、発振
出力パルスＶｏのデューティ比Ｔｈ／Ｔをほぼ一定にす
る比較器４の比較バイアスは発振周波数の上昇に対して
ほぼ直線的に下降する。したがって、直流反転増幅器７
のオフセットと利得を適切に選べば、発振出力パルスＶ
ｏのデューティ比Ｔｈ／Ｔは発振周波数の高低に拘らず
ほぼ一定となる。
Ｖａの増大に対してほぼ直線的に上昇する。一方、発振
出力パルスＶｏのデューティ比Ｔｈ／Ｔをほぼ一定にす
る比較器４の比較バイアスは発振周波数の上昇に対して
ほぼ直線的に下降する。したがって、直流反転増幅器７
のオフセットと利得を適切に選べば、発振出力パルスＶ
ｏのデューティ比Ｔｈ／Ｔは発振周波数の高低に拘らず
ほぼ一定となる。
【００１５】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、可変定電
圧源を直流反転増幅器で反転増幅した制御電圧により出
力用比較器の比較バイアスを制御するので、幅広い発振
周波数範囲に亘って発振出力パルスのデューティ比がほ
ぼ一定の水平発振回路を実現できる。
圧源を直流反転増幅器で反転増幅した制御電圧により出
力用比較器の比較バイアスを制御するので、幅広い発振
周波数範囲に亘って発振出力パルスのデューティ比がほ
ぼ一定の水平発振回路を実現できる。
【図１】本発明の一実施例における水平発振回路の回路
構成図である。
構成図である。
【図２】本発明の動作を説明する波形図（発振周波数の
高い場合）である。
高い場合）である。
【図３】本発明の動作を説明する波形図（発振周波数の
低い場合）である。
低い場合）である。
【図４】従来例の水平発振回路の回路構成図である。
【図５】従来例の動作を説明する波形図（発振周波数の
高い場合）である。
高い場合）である。
【図６】従来例の動作を説明する波形図（発振周波数の
低い場合）である。
低い場合）である。
１，２ 比較器 ３ ＲＳフリップフロップ ４ 出力用比較器 ５ スイッチングトランジスタ ７ 直流反転増幅器 Ｃ コンデンサ Ｖａ 可変定電圧源 Ｖｂ 電源電圧 Ｒａ 充電抵抗 Ｒｂ 放電抵抗
フロントページの続き (72)発明者 城所 伸一 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 宇賀神 昌史 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 山際 啓司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平２−266610（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−224514（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−60778（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−157613（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04N 3/16 H03K 3/0231 H04N 3/27
Claims (1)
- 【請求項１】 コンデンサＣの端子電圧が電源電圧Ｖｂ
のｎ倍になると充電抵抗Ｒａを経て可変定電圧源Ｖａで
充電され、電源電圧Ｖｂのｍ倍になると抵抗Ｒｄを経て
放電されて、発生するコンデンサＣの充放電電圧Ｖｃの
電圧範囲を規定する手段と、上記可変定電圧源Ｖａを反
転増幅する直流反転増幅器と、上記コンデンサＣの充放
電電圧Ｖｃが入力され、かつ上記直流反転増幅器で反転
増幅された制御電圧Ｖｋにより比較バイアスが制御され
て、デューティ比が発振周波数の幅広い範囲に亘ってほ
ぼ一定となる発振出力パルスＶｏを出力する比較器とを
備えた水平発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3128130A JP2760671B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | 水平発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3128130A JP2760671B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | 水平発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04354265A JPH04354265A (ja) | 1992-12-08 |
| JP2760671B2 true JP2760671B2 (ja) | 1998-06-04 |
Family
ID=14977140
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3128130A Expired - Lifetime JP2760671B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | 水平発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2760671B2 (ja) |
-
1991
- 1991-05-31 JP JP3128130A patent/JP2760671B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04354265A (ja) | 1992-12-08 |
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