JP2752121B2 - ブラシレスモータ駆動装置 - Google Patents
ブラシレスモータ駆動装置Info
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- JP2752121B2 JP2752121B2 JP1014091A JP1409189A JP2752121B2 JP 2752121 B2 JP2752121 B2 JP 2752121B2 JP 1014091 A JP1014091 A JP 1014091A JP 1409189 A JP1409189 A JP 1409189A JP 2752121 B2 JP2752121 B2 JP 2752121B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、回転子の磁極位置の検出をモータの端子電
圧で行なうセンサ省略形のブラシレスモータ駆動装置に
関する。
圧で行なうセンサ省略形のブラシレスモータ駆動装置に
関する。
（ロ）従来の技術 この種のブラシレスモータ駆動装置の従来例を第４図
〜第９図を参照して説明する。
〜第９図を参照して説明する。
第４図において、１は６個のトランジスタT1〜T6を３
相ブリッジ接続して成るインバータ、２は電機子巻線が
中性点非接地スター結線されて成るブラシレスモータ、
３は回転子の磁極位置を検出する位置検出回路で、詳し
くは後述するが、電機子巻線の各相の相励磁切換が、ブ
ラシレスモータ２を最大トルクで駆動することのできる
制御角零が行なわれるようにその相励磁切換位置の検出
信号P1,P2,P3を得るものである。４はインバータ制御回
路、５は速度制御回路で、デューティ可変のチョッパ信
号発生回路51を含み、このチョッパ信号発生回路51の出
力で、インバータ制御回路４より出力されるインバータ
制御信号のうちインバータ１の上段のトランジスタT1〜
T3に加わる信号のみをチョッピングして、ブラシレスモ
ータ２を速度制御するようになっている。
相ブリッジ接続して成るインバータ、２は電機子巻線が
中性点非接地スター結線されて成るブラシレスモータ、
３は回転子の磁極位置を検出する位置検出回路で、詳し
くは後述するが、電機子巻線の各相の相励磁切換が、ブ
ラシレスモータ２を最大トルクで駆動することのできる
制御角零が行なわれるようにその相励磁切換位置の検出
信号P1,P2,P3を得るものである。４はインバータ制御回
路、５は速度制御回路で、デューティ可変のチョッパ信
号発生回路51を含み、このチョッパ信号発生回路51の出
力で、インバータ制御回路４より出力されるインバータ
制御信号のうちインバータ１の上段のトランジスタT1〜
T3に加わる信号のみをチョッピングして、ブラシレスモ
ータ２を速度制御するようになっている。
このチョッパ信号発生回路51の回路構成は第５図に示
す如きで、のこぎり波発生回路511からののこぎり波5A
と、高速設定器512からの設定電圧5Bを比較器513で比較
することにより、設定電圧5Bに比較したデューティのチ
ョッピングパルス5Cを簡単に得られるようになってい
る。６はサンプルホールド回路で、前記チョッパ信号発
生回路51のチョッピング周波数に同期して、電機子巻線
の各相（U,V,W）の端子電圧Va,Vb,VcをトランジスタT1,
T2,T3がオンしているときサンプピングし、オフしてい
るときホールドすることにより端子電圧波形を復元して
端子電圧Sva,Svb,Svcを取出す。そして、このサンプル
ホールド回路６から出力される端子電圧Sva,Svb,Svcは
前記位置検出回路３に入力し、位置検出信号P1,P2,P3が
発生する。なお上記サンプルホールド回路６、及び位置
検出回路３の作用については後述する。
す如きで、のこぎり波発生回路511からののこぎり波5A
と、高速設定器512からの設定電圧5Bを比較器513で比較
することにより、設定電圧5Bに比較したデューティのチ
ョッピングパルス5Cを簡単に得られるようになってい
る。６はサンプルホールド回路で、前記チョッパ信号発
生回路51のチョッピング周波数に同期して、電機子巻線
の各相（U,V,W）の端子電圧Va,Vb,VcをトランジスタT1,
T2,T3がオンしているときサンプピングし、オフしてい
るときホールドすることにより端子電圧波形を復元して
端子電圧Sva,Svb,Svcを取出す。そして、このサンプル
ホールド回路６から出力される端子電圧Sva,Svb,Svcは
前記位置検出回路３に入力し、位置検出信号P1,P2,P3が
発生する。なお上記サンプルホールド回路６、及び位置
検出回路３の作用については後述する。
ところで、スター結線された電機子巻線の各相に発生
する誘起電圧を対称３相交流電圧と仮定するとブラシレ
スモータ２が正常駆動されているとき、各相の電圧波形
は第６図の（ａ）に示す如くなる。ブラシレスモータ２
の出力を最大にする相励磁切換位置は該当する２つの相
電圧が等しくなる位相（制御進み角γ＝０）であり、こ
のときの各相励磁の切換タイミングは第６図の（ｂ）に
示すようになる。即ち、インバータ１を構成する各トラ
ンジスタT1〜T6を第６図の（ｂ）に示すタイミングでオ
ン・オフし、ブラシレスモータ２の各相を励磁すること
によりブラシレスモータ２を最大出力トルクで効率良く
駆動することができるようなる。
する誘起電圧を対称３相交流電圧と仮定するとブラシレ
スモータ２が正常駆動されているとき、各相の電圧波形
は第６図の（ａ）に示す如くなる。ブラシレスモータ２
の出力を最大にする相励磁切換位置は該当する２つの相
電圧が等しくなる位相（制御進み角γ＝０）であり、こ
のときの各相励磁の切換タイミングは第６図の（ｂ）に
示すようになる。即ち、インバータ１を構成する各トラ
ンジスタT1〜T6を第６図の（ｂ）に示すタイミングでオ
ン・オフし、ブラシレスモータ２の各相を励磁すること
によりブラシレスモータ２を最大出力トルクで効率良く
駆動することができるようなる。
そこで、トランジスタT1〜T6をオン・オフする相励磁
切換位置を検出するために設けられているのが前記位置
検出回路３で、第７図に示す如き回路構成となってお
り、前記サンプリングホールド回路６から出力される端
子電圧Sva,Svb,Svcをスター結線された３つの抵抗Rnを
介して中性点電圧Vnを取り出し、これらをコンパレータ
32で比較し、その出力をカウンタ33に加えて90゜位相シ
フトすることにより相励磁切換位置検出信号P1,P2,P3を
得るように構成されている。
切換位置を検出するために設けられているのが前記位置
検出回路３で、第７図に示す如き回路構成となってお
り、前記サンプリングホールド回路６から出力される端
子電圧Sva,Svb,Svcをスター結線された３つの抵抗Rnを
介して中性点電圧Vnを取り出し、これらをコンパレータ
32で比較し、その出力をカウンタ33に加えて90゜位相シ
フトすることにより相励磁切換位置検出信号P1,P2,P3を
得るように構成されている。
従って、この位置検出信号P1,P2,P3を基にインバータ
制御回路４で、インバータ１の各トランジスタT1〜T6を
オン，オフする信号を作り、これをそのまま、速度制御
回路５を介することなくインバータ１に出力すれば、前
述したように第６図の（ｂ）に示すタイミングで各トラ
ンジスタT1〜T6をオン，オフしてブラシレスモータ２を
最大出力トルクで駆動できることになる。
制御回路４で、インバータ１の各トランジスタT1〜T6を
オン，オフする信号を作り、これをそのまま、速度制御
回路５を介することなくインバータ１に出力すれば、前
述したように第６図の（ｂ）に示すタイミングで各トラ
ンジスタT1〜T6をオン，オフしてブラシレスモータ２を
最大出力トルクで駆動できることになる。
このブラシレスモータ２を速度制御するため、第４図
に示す従来例では、インバータ制御回路４の出力のう
ち、インバータ１の上段のトランジスタT1〜T3に加わる
出力のみを速度制御回路５のデューティ可変のチョッパ
信号発生回路１の出力でチョッピングしてインバータ１
に加えている。即ち、インバータ制御回路４が位置検出
回路３からの位置検出信号P1,P2,P3に基づき出力する第
６図（ｂ）に示したような制御進み角零（γ＝０）で切
換わる相励磁制御信号をチョッピングしているのであ
る。第８図はこのときの様子を示す波形で、チョッピン
グはトランジスタT1〜T3のオンしている全期間120゜に
亘ってチョッピングしている。
に示す従来例では、インバータ制御回路４の出力のう
ち、インバータ１の上段のトランジスタT1〜T3に加わる
出力のみを速度制御回路５のデューティ可変のチョッパ
信号発生回路１の出力でチョッピングしてインバータ１
に加えている。即ち、インバータ制御回路４が位置検出
回路３からの位置検出信号P1,P2,P3に基づき出力する第
６図（ｂ）に示したような制御進み角零（γ＝０）で切
換わる相励磁制御信号をチョッピングしているのであ
る。第８図はこのときの様子を示す波形で、チョッピン
グはトランジスタT1〜T3のオンしている全期間120゜に
亘ってチョッピングしている。
次にこの第８図並びに以上に説明した構成に基づき相
励磁切換位置検出信号P1,P2,P3の取出され方を説明す
る。
励磁切換位置検出信号P1,P2,P3の取出され方を説明す
る。
先ず速度制御回路５は、このインバータ制御回路４か
ら出力される制御信号のうち、インバータ１の上側のト
ランジスタT1,T2,T3に加える信号のみを全期間チョッピ
ングするため、チョッパ信号発生回路51からのチョッピ
ング信号とのアンドをとってインバータ１に出力する。
一方、インバータ制御回路４から出力される制御信号の
うち、インバータ１の下側のトランジスタT4,T5,T6に加
える信号はそのまま出力する。
ら出力される制御信号のうち、インバータ１の上側のト
ランジスタT1,T2,T3に加える信号のみを全期間チョッピ
ングするため、チョッパ信号発生回路51からのチョッピ
ング信号とのアンドをとってインバータ１に出力する。
一方、インバータ制御回路４から出力される制御信号の
うち、インバータ１の下側のトランジスタT4,T5,T6に加
える信号はそのまま出力する。
これにより、インバータ１の各トランジスタT1〜T6に
は第８図の（ａ）に示す如き信号が加わり、３相電機子
巻線に流す電流をチョッピングする。このインバータ１
のチョッピング動作により、各端子電圧Va,Vb,Vcも例え
ば第８図（ｂ）に示す如くチョッピングされるが、この
チョッピング電圧をサンプリングホールド回路６に入力
し、そのチョッピング周波数に同期してサンプリングホ
ールドすることにより、第８図（ｃ）に示すようにチョ
ッピングしない場合とほぼ同等の端子電圧Svaが得られ
る。
は第８図の（ａ）に示す如き信号が加わり、３相電機子
巻線に流す電流をチョッピングする。このインバータ１
のチョッピング動作により、各端子電圧Va,Vb,Vcも例え
ば第８図（ｂ）に示す如くチョッピングされるが、この
チョッピング電圧をサンプリングホールド回路６に入力
し、そのチョッピング周波数に同期してサンプリングホ
ールドすることにより、第８図（ｃ）に示すようにチョ
ッピングしない場合とほぼ同等の端子電圧Svaが得られ
る。
従って、これらの端子電圧Sva,Svb,Svcを、第７図に
示した位置検出回路３のコンパレータ32で、中性点電圧
Vnと比較し、一致する事に反転する信号C1〜C3を作り出
しカウンタ33に出力する。
示した位置検出回路３のコンパレータ32で、中性点電圧
Vnと比較し、一致する事に反転する信号C1〜C3を作り出
しカウンタ33に出力する。
一方、カウンタ33（例えば33−１）は、該当する相
（例えばＵ相）の相励磁切換位置検出信号P1を１つの前
の相（Ｗ相）の端子電圧（Svc）を処理するカウンタ（3
3−３）よりもらってクロックのカウントを開始し、コ
ンパレータ（32−１）からの一致信号C1の入力までの３
倍の値をカウントしたとき、次の相（Ｖ相）の相励磁切
換位置検出信号P2を出力する。
（例えばＵ相）の相励磁切換位置検出信号P1を１つの前
の相（Ｗ相）の端子電圧（Svc）を処理するカウンタ（3
3−３）よりもらってクロックのカウントを開始し、コ
ンパレータ（32−１）からの一致信号C1の入力までの３
倍の値をカウントしたとき、次の相（Ｖ相）の相励磁切
換位置検出信号P2を出力する。
即ち、第８図の（ｄ）に示す如く、コンパレータ32−
１からは一致信号C1が出力する。Ｕ相からＶ相への切換
時点をＡ（この時点はカウンタ33−３からの出力P1によ
って判る）とすると、この時点Ａから端子電圧Svaが中
性点電圧Vnと一致する時点Ｂ（この時点は一致信号C1に
より判る）までの位相は電気角で丁度30゜になる。そこ
で、この時点ＡからＢまでの間、一定周期で入力するク
ロックをカウンタ33でカウントして値を求め、更に続け
てこのカウント値の３倍をカウントした時点Ｃで次の相
への切換位置検出信号（P2）を出力すれば、時点Ａから
Ｃまで丁度電気角で120゜期間となる１つの相（Ｖ相）
の励磁期間が算出できる。
１からは一致信号C1が出力する。Ｕ相からＶ相への切換
時点をＡ（この時点はカウンタ33−３からの出力P1によ
って判る）とすると、この時点Ａから端子電圧Svaが中
性点電圧Vnと一致する時点Ｂ（この時点は一致信号C1に
より判る）までの位相は電気角で丁度30゜になる。そこ
で、この時点ＡからＢまでの間、一定周期で入力するク
ロックをカウンタ33でカウントして値を求め、更に続け
てこのカウント値の３倍をカウントした時点Ｃで次の相
への切換位置検出信号（P2）を出力すれば、時点Ａから
Ｃまで丁度電気角で120゜期間となる１つの相（Ｖ相）
の励磁期間が算出できる。
従って、位置検出回路３からの相励磁切換位置検出信
号P1,P3をインバータ制御回路４に入力することによ
り、制御進み角γ＝０で相励磁切換を行なうインバータ
制御信号が得られ、ブラシレスモータ２を最大出力トル
クで駆動することができる。
号P1,P3をインバータ制御回路４に入力することによ
り、制御進み角γ＝０で相励磁切換を行なうインバータ
制御信号が得られ、ブラシレスモータ２を最大出力トル
クで駆動することができる。
このように、速度制御回路５で第８図（ａ）に示すよ
うにトランジスタT1〜T3の各ベース入力信号をチョッピ
ング処理し、また、サンプルホールド回路６によって回
転子の磁極位置の検出タイミングの信号源を取出すよう
にしている。
うにトランジスタT1〜T3の各ベース入力信号をチョッピ
ング処理し、また、サンプルホールド回路６によって回
転子の磁極位置の検出タイミングの信号源を取出すよう
にしている。
（ハ）発明が解決しようとする課題 しかしながら、上記従来装置にあっては、サンプルホ
ールドされた端子電圧Sva,Svb,Svcが位置検出回路３内
のコンパレータ32で、中性点電圧Vnと比較され、それと
一致する時点が次の位置検出信号をカウンタ33が正しく
算出する基となっている。即ち、この一致する時点、例
えば第８図（ｃ）に示す端子電圧Svaと中性点電圧Vnと
の一致時点Ｂが同図のように、端子電圧波形SvaのONの
期間に中性点電圧Vnとの一致が取れれば次の相の切換位
置検出信号（P2）が正しく出力する時点Ｃとなるが、必
ずしもこの端子電圧がONの期間に一致せず、OFFの期間
で検出されるような場合が起こる。そのような場合に次
のような不都合が生ずる。今、それに付いて第９図に従
い説明する。説明の便宜上負から正に移行するサンプル
ホールドされた端子電圧Svと電源電圧VDCの1/2で中性点
電圧Vnを代用した1/2VDCとで図示しているが、同図に示
す如く、1/2VDCとクロスする本来の検出点Ａ（時刻T1）
が、端子電圧波形SvがOFFの期間（図中点Ｂ−Ｃ間）に
あることによって、点Ａにすべき位置検出を、サンプル
ホールド後の検出点Ｂ、即ち時刻T2において代用演算す
るため、本来検出すべき時刻T1よりΔＴだけ遅れてしま
い、位置検出の精度が落ち、正しく相励磁切換タイミン
グの信号P1,P2,P3が発せられないという問題点があっ
た。
ールドされた端子電圧Sva,Svb,Svcが位置検出回路３内
のコンパレータ32で、中性点電圧Vnと比較され、それと
一致する時点が次の位置検出信号をカウンタ33が正しく
算出する基となっている。即ち、この一致する時点、例
えば第８図（ｃ）に示す端子電圧Svaと中性点電圧Vnと
の一致時点Ｂが同図のように、端子電圧波形SvaのONの
期間に中性点電圧Vnとの一致が取れれば次の相の切換位
置検出信号（P2）が正しく出力する時点Ｃとなるが、必
ずしもこの端子電圧がONの期間に一致せず、OFFの期間
で検出されるような場合が起こる。そのような場合に次
のような不都合が生ずる。今、それに付いて第９図に従
い説明する。説明の便宜上負から正に移行するサンプル
ホールドされた端子電圧Svと電源電圧VDCの1/2で中性点
電圧Vnを代用した1/2VDCとで図示しているが、同図に示
す如く、1/2VDCとクロスする本来の検出点Ａ（時刻T1）
が、端子電圧波形SvがOFFの期間（図中点Ｂ−Ｃ間）に
あることによって、点Ａにすべき位置検出を、サンプル
ホールド後の検出点Ｂ、即ち時刻T2において代用演算す
るため、本来検出すべき時刻T1よりΔＴだけ遅れてしま
い、位置検出の精度が落ち、正しく相励磁切換タイミン
グの信号P1,P2,P3が発せられないという問題点があっ
た。
本発明は、上記問題点を解決し、正しく位置検出タイ
ミングがサンプルホールドされた端子電圧より算出され
るように回路構成を改良し、より精度の高い速度制御を
可能としたブラシレスモータ駆動装置を提供することを
目的とする。
ミングがサンプルホールドされた端子電圧より算出され
るように回路構成を改良し、より精度の高い速度制御を
可能としたブラシレスモータ駆動装置を提供することを
目的とする。
（ニ） 課題を解決するための手段 そこで、本発明では、ブラシレスモータの端子電圧か
ら回転子の磁極電圧を検出してインバータを制御し、制
御進み角零で相励磁切換を行うブラシレスモータ駆動装
置において、インバータの各スイッチング回路をオンさ
せる制御信号を出力するインバータ制御手段と、その制
御信号をチョッピング処理することによりモータの回転
速度を制御する速度制御手段と、上記端子電圧を上記チ
ョッピング処理に同期してサンプル及びホールドするサ
ンプルホールド手段と、該サンプルホールド手段により
サンプルホールドされた端子電圧と、中性点端子電圧と
を比較し、両者の一致時点を相励磁切換タイミングとす
る位置検出手段と、補正手段とを備え、補正手段は、端
子電圧と中性点端子電圧との一致時点において、サンプ
ルホールド手段が非検出のタイミングであった場合、す
なわち、中性点電圧を境とした２つの検出電圧値を検出
した場合に、該相励磁切換タイミングT1を、後期に検出
した端子電圧Ｖと中性点端子電圧1/2VDCとの差電圧ΔV,
後期のサンプル時刻T2,および検出される端子電圧の傾
きk,により、下記（１）式 T1＝T2−（ΔV/k） ……（１） ここで； ｋ（電圧の傾きで定数である）＝
1/5・Ｖ・Nm VDCは電源電圧 Nmはモータの１分間当たりの回転数（rpm） を演算し、このタイミングT1をもって、相励磁切換を行
うようにしたことを特徴とするものである。
ら回転子の磁極電圧を検出してインバータを制御し、制
御進み角零で相励磁切換を行うブラシレスモータ駆動装
置において、インバータの各スイッチング回路をオンさ
せる制御信号を出力するインバータ制御手段と、その制
御信号をチョッピング処理することによりモータの回転
速度を制御する速度制御手段と、上記端子電圧を上記チ
ョッピング処理に同期してサンプル及びホールドするサ
ンプルホールド手段と、該サンプルホールド手段により
サンプルホールドされた端子電圧と、中性点端子電圧と
を比較し、両者の一致時点を相励磁切換タイミングとす
る位置検出手段と、補正手段とを備え、補正手段は、端
子電圧と中性点端子電圧との一致時点において、サンプ
ルホールド手段が非検出のタイミングであった場合、す
なわち、中性点電圧を境とした２つの検出電圧値を検出
した場合に、該相励磁切換タイミングT1を、後期に検出
した端子電圧Ｖと中性点端子電圧1/2VDCとの差電圧ΔV,
後期のサンプル時刻T2,および検出される端子電圧の傾
きk,により、下記（１）式 T1＝T2−（ΔV/k） ……（１） ここで； ｋ（電圧の傾きで定数である）＝
1/5・Ｖ・Nm VDCは電源電圧 Nmはモータの１分間当たりの回転数（rpm） を演算し、このタイミングT1をもって、相励磁切換を行
うようにしたことを特徴とするものである。
（ホ）作用 即ち、回転子の磁極位置を検出すべき点ＡよりΔＴだ
け遅れたサンプルホールド後の点Ｂで行なうのではな
く、第２図に示すように、次の端子電圧が立ち上がった
点Ｂの時刻T2、その時の端子電圧ＶBと1/2VDCとの差Δ
Ｖ、さらに端子電圧の傾きｋから、本来検出すべき点Ａ
の正しい時刻T1が補正回路によって演算、算出されるよ
うになっている。こうして正しい検出時刻T1に補正し
て、高精度の位置検出でブラシレスモータを可変速駆動
できる。
け遅れたサンプルホールド後の点Ｂで行なうのではな
く、第２図に示すように、次の端子電圧が立ち上がった
点Ｂの時刻T2、その時の端子電圧ＶBと1/2VDCとの差Δ
Ｖ、さらに端子電圧の傾きｋから、本来検出すべき点Ａ
の正しい時刻T1が補正回路によって演算、算出されるよ
うになっている。こうして正しい検出時刻T1に補正し
て、高精度の位置検出でブラシレスモータを可変速駆動
できる。
（ヘ）実施例 以下、本発明の実施例を図面を参照しながら説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例に係るDCブラシレスモータ
駆動装置の回路構成図を示したものである。図中、第４
図と同一符号は同一または相当部分を示し、異なる点は
サンプルホールド回路６のより出力電圧より位置検出タ
イミングを補正する補正回路７を新たに設けた点で、こ
れにより正しい検出タイミングの信号を位置検出回路３
に入力するようにしている。なお、８はチョッパ信号発
生回路51から出力するチョッパ信号発生回路21から出力
するチョッパ信号のデューティサイクルを変える指令信
号を出力する速度制御部で第５図に示す高速設定器512
に相当する。
駆動装置の回路構成図を示したものである。図中、第４
図と同一符号は同一または相当部分を示し、異なる点は
サンプルホールド回路６のより出力電圧より位置検出タ
イミングを補正する補正回路７を新たに設けた点で、こ
れにより正しい検出タイミングの信号を位置検出回路３
に入力するようにしている。なお、８はチョッパ信号発
生回路51から出力するチョッパ信号発生回路21から出力
するチョッパ信号のデューティサイクルを変える指令信
号を出力する速度制御部で第５図に示す高速設定器512
に相当する。
上記の構成で、先ず速度制御部８からの指令信号、即
ち第５図の設定電圧5Bがチョッピング発生回路51に入力
され、同図に示すようにのこぎり比較方式で比較され、
チョッピングパルス5Cとして出力される。このチョッピ
ングパルス5Cは、インバータ制御回路４から出力される
ベースドライブ信号のうち、インバータ１の上側のトラ
ンジスタT1〜T3に加わる信号と論理積をとり、上側のみ
のトランジスタT1〜T3をチョッピングする。この時のブ
ラシレスモータ２の電機子巻線の電圧の波形は、第８図
（ｂ）に示すようにチョッピングされた電圧波形（Ｕ相
の端子電圧Va）となる。
ち第５図の設定電圧5Bがチョッピング発生回路51に入力
され、同図に示すようにのこぎり比較方式で比較され、
チョッピングパルス5Cとして出力される。このチョッピ
ングパルス5Cは、インバータ制御回路４から出力される
ベースドライブ信号のうち、インバータ１の上側のトラ
ンジスタT1〜T3に加わる信号と論理積をとり、上側のみ
のトランジスタT1〜T3をチョッピングする。この時のブ
ラシレスモータ２の電機子巻線の電圧の波形は、第８図
（ｂ）に示すようにチョッピングされた電圧波形（Ｕ相
の端子電圧Va）となる。
この電圧波形Vaをチョッピングパルスと同期して、サ
ンプルホールド回路６によって、トランジスタT1〜T3が
ONの時サンプルし、OFFの時ホールドすると、第８図
（ｃ）に示す波形の端子電圧Svaが得られる。この端子
電圧Svaと中性点端子電圧Vnとの比較一致が位置検出回
路３内で行なわれて、相励磁切換位置検出信号P1が取り
出される。而るにこの比較一致の時点（第８図のＢ点）
が、前述した第９図の説明図の如く電圧波形SvがOFFの
期間（点Ｂ〜点Ｃ）にある場合は、位置検出に遅れが生
じる。この場合に、本発明の補正回路７によって正しく
検出時点Ａが正しく演算、算出されるようにしている。
ンプルホールド回路６によって、トランジスタT1〜T3が
ONの時サンプルし、OFFの時ホールドすると、第８図
（ｃ）に示す波形の端子電圧Svaが得られる。この端子
電圧Svaと中性点端子電圧Vnとの比較一致が位置検出回
路３内で行なわれて、相励磁切換位置検出信号P1が取り
出される。而るにこの比較一致の時点（第８図のＢ点）
が、前述した第９図の説明図の如く電圧波形SvがOFFの
期間（点Ｂ〜点Ｃ）にある場合は、位置検出に遅れが生
じる。この場合に、本発明の補正回路７によって正しく
検出時点Ａが正しく演算、算出されるようにしている。
次に、この本発明の検出、演算方法を第２図の説明図
に基づき説明する。同図において、正しく検出されるべ
き点Ａ（時刻T1）が端子電圧SvのOFF期間（Ｃ点〜Ｂ
点）にある時、次の端子電圧が立ち上がった点Ｂの時刻
T2、その時の電圧ＶBと1/2VDCとの差を演算し、次いで
端子電圧の傾きｋとが求まれば、正しい検出点Ａの時刻
T1と上記のT2,ΔV,kとの間には次の関係式（１）があ
り、 よって、この（１）式より という簡単な演算により正確な検出点、時刻T1が求め
る。
に基づき説明する。同図において、正しく検出されるべ
き点Ａ（時刻T1）が端子電圧SvのOFF期間（Ｃ点〜Ｂ
点）にある時、次の端子電圧が立ち上がった点Ｂの時刻
T2、その時の電圧ＶBと1/2VDCとの差を演算し、次いで
端子電圧の傾きｋとが求まれば、正しい検出点Ａの時刻
T1と上記のT2,ΔV,kとの間には次の関係式（１）があ
り、 よって、この（１）式より という簡単な演算により正確な検出点、時刻T1が求め
る。
ここで、上記各数値のうち端子電圧の傾きｋはブラシ
レスモータの現在速度より求まる。即ち、モータの１秒
間当りの回転数Nm（rpm）とするとモータが１回転する
のに必要な時間ＴBは 一方、電気角θと機械角θｍとの間には の関係が成立する。従って、例えば４極モータを例にあ
げると１回転で電気角θは720゜となり、また本発明の
ブラシレスモータ２では120゜通電角のインバータ制御
が行なわれている。よって、この場合は第３図に示す如
き端子電圧の波形に展開される。よって同図より、120
゜通電のモータでは０から電源電圧VDCまで上昇するま
での電気角は60゜であり、それ迄に掛かる時間はTAであ
ることが判る。よって、この時間TAは となる。一方、モータの端子電圧が電源電圧Ｖまで上昇
するのにTAかかるのだから端子電圧の傾きｋは により、このｋを用いて、上記（２）式により検出時刻
T1が算出されることになる。このようにして、補正回路
７で正しい検出時刻T1が求まる。
レスモータの現在速度より求まる。即ち、モータの１秒
間当りの回転数Nm（rpm）とするとモータが１回転する
のに必要な時間ＴBは 一方、電気角θと機械角θｍとの間には の関係が成立する。従って、例えば４極モータを例にあ
げると１回転で電気角θは720゜となり、また本発明の
ブラシレスモータ２では120゜通電角のインバータ制御
が行なわれている。よって、この場合は第３図に示す如
き端子電圧の波形に展開される。よって同図より、120
゜通電のモータでは０から電源電圧VDCまで上昇するま
での電気角は60゜であり、それ迄に掛かる時間はTAであ
ることが判る。よって、この時間TAは となる。一方、モータの端子電圧が電源電圧Ｖまで上昇
するのにTAかかるのだから端子電圧の傾きｋは により、このｋを用いて、上記（２）式により検出時刻
T1が算出されることになる。このようにして、補正回路
７で正しい検出時刻T1が求まる。
この結果、例えば第７図のコンパレータ32−１から出
力する一致信号C1の時点Ｂは常にＵ相からＶ相への切換
時点Ａから位相が電気角で30゜となる時点（時刻T1）で
ある。よってこの時点ＡからＢ（時刻T1）までの間に、
カウンタ33がカウントするクロック数も正しい値とな
り、このカウント値の３倍をカウントした時点Ｃも正し
く求められ、この時点で次の相への切換位置検出信号
（P2）を正しく出力する。
力する一致信号C1の時点Ｂは常にＵ相からＶ相への切換
時点Ａから位相が電気角で30゜となる時点（時刻T1）で
ある。よってこの時点ＡからＢ（時刻T1）までの間に、
カウンタ33がカウントするクロック数も正しい値とな
り、このカウント値の３倍をカウントした時点Ｃも正し
く求められ、この時点で次の相への切換位置検出信号
（P2）を正しく出力する。
このようにして従来の位置検出の遅れ時間Δｔが修正
されて、高精度の位置検出を行なってブラシレスモータ
を可変速駆動できる。
されて、高精度の位置検出を行なってブラシレスモータ
を可変速駆動できる。
（ト）発明の効果 以上述べた通り本発明によれば、常に正確な回転子の
磁極位置検出タイミングを得ることができ、高精度な相
励磁切換位置の検出を行うことが可能となる。
磁極位置検出タイミングを得ることができ、高精度な相
励磁切換位置の検出を行うことが可能となる。
また、磁極位置検出タイミングの補正を、端子電圧と
中性点端子電圧との差電圧及び端子電圧の傾きに基づい
て行っているので、補正手段を行う演算も比較的簡単な
ものとなり、ブラシレスモータの種類が変わってもその
演算処理のソフトウェアのみを変更することで十分対応
可能となり汎用性のあるものとなる。
中性点端子電圧との差電圧及び端子電圧の傾きに基づい
て行っているので、補正手段を行う演算も比較的簡単な
ものとなり、ブラシレスモータの種類が変わってもその
演算処理のソフトウェアのみを変更することで十分対応
可能となり汎用性のあるものとなる。
第１図は磁極位置検出タイミングの補正手段を備える本
発明のDCブラシレスモータ駆動装置の回路構成図、第２
図はサンプルホールドされたモータ端子電圧波形より本
発明のタイミング補正の原理及び方法を説明する説明
図、第３図はタイミング補正の演算に必要となる或る定
数の算出に係るモータ端子電圧の波形図、第４図は従来
のブラシレスモータ駆動装置の回路構成図、第５図はチ
ョッパ信号発生回路の一例を示す回路構成図、第６図は
従来装置におけるインバータ制御回路の出力信号を説明
するための波形図、第７図は従来装置の位置検出回路の
回路構成図、第８図は同装置各部の波形図、第９図は同
従来装置における磁極位置検出にタイミング的誤差が生
じることを説明するサンプルホールド端子電圧波形図で
ある。 １……インバータ、２……ブラシレスモータ、 ３……位置検出回路、４……インバータ制御回路、 ５……速度制御回路、 ６……サンプルホールド回路、 ７……補正回路、31……フィルタ、 32……コンパレータ、33……カウンタ、 51……チョッパ信号発生回路。
発明のDCブラシレスモータ駆動装置の回路構成図、第２
図はサンプルホールドされたモータ端子電圧波形より本
発明のタイミング補正の原理及び方法を説明する説明
図、第３図はタイミング補正の演算に必要となる或る定
数の算出に係るモータ端子電圧の波形図、第４図は従来
のブラシレスモータ駆動装置の回路構成図、第５図はチ
ョッパ信号発生回路の一例を示す回路構成図、第６図は
従来装置におけるインバータ制御回路の出力信号を説明
するための波形図、第７図は従来装置の位置検出回路の
回路構成図、第８図は同装置各部の波形図、第９図は同
従来装置における磁極位置検出にタイミング的誤差が生
じることを説明するサンプルホールド端子電圧波形図で
ある。 １……インバータ、２……ブラシレスモータ、 ３……位置検出回路、４……インバータ制御回路、 ５……速度制御回路、 ６……サンプルホールド回路、 ７……補正回路、31……フィルタ、 32……コンパレータ、33……カウンタ、 51……チョッパ信号発生回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−32790（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−68092（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−161892（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】ブラシレスモータの端子電圧から回転子の
磁極電圧を検出してインバータを制御し、制御進み角零
で相励磁切換を行なうブラシレスモータ駆動装置におい
て、 インバータの各スイッチング回路をオンさせる制御信号
を出力するインバータ制御手段と、その制御信号をチョ
ッピング処理することによりモータの回転速度を制御す
る速度制御手段と、上記端子電圧を上記チョッピング処
理に同期してサンプルホールドするサンプルホールド手
段と、該サンプルホールド手段によりサンプルホールド
された端子電圧と、中性点端子電圧とを比較し、 両者の一致時点を相励磁切換タイミングとする位置検出
手段と、補正手段とを備え、補正手段は、端子電圧と中
性点端子電圧との一致時点において、サンプルホールド
手段が非検出のタイミングであった場合、すなわち、中
性点電圧を境とした２つの検出電圧値を検出した場合
に、該相励磁切換タイミングT1を、 後期に検出した端子電圧Ｖと中性点端子電圧1/2VDCとの
差電圧ΔV, 後期のサンプル時刻T2, および検出される端子電圧の傾きk, により、下記（１）式 T1＝T2−（ΔV/k） ……（１） ここで;k（電圧の傾きで定数である）＝1/5・Ｖ・Nm VDCは電源電圧 Nmはモータの１分間当たりの回転数（rpm） を演算し、このタイミングT1をもって、相励磁切換を行
うものであるブラシレスモータ駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1014091A JP2752121B2 (ja) | 1989-01-25 | 1989-01-25 | ブラシレスモータ駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1014091A JP2752121B2 (ja) | 1989-01-25 | 1989-01-25 | ブラシレスモータ駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02197290A JPH02197290A (ja) | 1990-08-03 |
| JP2752121B2 true JP2752121B2 (ja) | 1998-05-18 |
Family
ID=11851441
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1014091A Expired - Fee Related JP2752121B2 (ja) | 1989-01-25 | 1989-01-25 | ブラシレスモータ駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2752121B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001119983A (ja) * | 1999-10-20 | 2001-04-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0232790A (ja) * | 1988-07-20 | 1990-02-02 | Hitachi Ltd | ブラシレスモータの相転流タイミング決定方法 |
-
1989
- 1989-01-25 JP JP1014091A patent/JP2752121B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02197290A (ja) | 1990-08-03 |
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