JP2704749B2 - 空胴共振器周波数制御装置に用いるスイッチド周波数シンセサイザ - Google Patents
空胴共振器周波数制御装置に用いるスイッチド周波数シンセサイザInfo
- Publication number
- JP2704749B2 JP2704749B2 JP1024774A JP2477489A JP2704749B2 JP 2704749 B2 JP2704749 B2 JP 2704749B2 JP 1024774 A JP1024774 A JP 1024774A JP 2477489 A JP2477489 A JP 2477489A JP 2704749 B2 JP2704749 B2 JP 2704749B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- output
- balanced mixer
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、空胴共振器の共振周波数制御装置に係り、
1Hz程度の僅かな周波数毎に発振周波数が制御でき、ま
た1kHz程度毎にオフセット周波数を制御可能な発振周波
数が数10MHzの空胴共振器共振周波数制御装置に用いる
スイッチド周波数シンセサイザに関する。特に、空胴共
振器が長時間に亘って高い周波数安定度を必要とされる
水素メーザ周波数標準器の場合に、空胴共振器の共振周
波数を高精密に制御できる技術に関する。
1Hz程度の僅かな周波数毎に発振周波数が制御でき、ま
た1kHz程度毎にオフセット周波数を制御可能な発振周波
数が数10MHzの空胴共振器共振周波数制御装置に用いる
スイッチド周波数シンセサイザに関する。特に、空胴共
振器が長時間に亘って高い周波数安定度を必要とされる
水素メーザ周波数標準器の場合に、空胴共振器の共振周
波数を高精密に制御できる技術に関する。
水素メーザ周波数標準器における空胴共振器の共振周
波数制御法としては、水素圧クエンチング法、共振周波
数センシング法などが知られているが、いずれの制御法
も共振周波数のシフト量（Δfc）に比例した誤差信号に
より空胴共振器の温度あるいは空胴共振器に結合したバ
ラクタ・ダイオードのバイアス電圧を制御し、空胴共振
器の共振周波数（fc）を制御している。
波数制御法としては、水素圧クエンチング法、共振周波
数センシング法などが知られているが、いずれの制御法
も共振周波数のシフト量（Δfc）に比例した誤差信号に
より空胴共振器の温度あるいは空胴共振器に結合したバ
ラクタ・ダイオードのバイアス電圧を制御し、空胴共振
器の共振周波数（fc）を制御している。
水素圧クエンチング法は、水素ビーム量を増減させて
前記共振周波数のシフト量（Δfc）を検出しているため
にメーザ発振電力が変化し、周波数安定度が劣化する。
また、高安定な比較基準となる参照番号が別途必要な上
に、制御系がオープンループである。
前記共振周波数のシフト量（Δfc）を検出しているため
にメーザ発振電力が変化し、周波数安定度が劣化する。
また、高安定な比較基準となる参照番号が別途必要な上
に、制御系がオープンループである。
これに引き換え、共振周波数センシング法は、第２図
において、空胴共振器９に供給用結合手段16を通してス
イッチンド周波数シンセサイザ15からセンシング用周波
数（fd±Δｆ）を入力し、共振周波数のシフト量に見合
った誤差信号でバラクタ・ダイオード14を制御するクロ
ーズドループの制御系である。
において、空胴共振器９に供給用結合手段16を通してス
イッチンド周波数シンセサイザ15からセンシング用周波
数（fd±Δｆ）を入力し、共振周波数のシフト量に見合
った誤差信号でバラクタ・ダイオード14を制御するクロ
ーズドループの制御系である。
空胴共振器の共振周波数を検出するセンシング用周波
数信号を送出するスイッチド周波数シンセサイザは、必
要とする２周波数fH（＝fd＋Δｆ）,fL（＝fd−Δｆ）
を交互に切換えて発振する。
数信号を送出するスイッチド周波数シンセサイザは、必
要とする２周波数fH（＝fd＋Δｆ）,fL（＝fd−Δｆ）
を交互に切換えて発振する。
従来は、それぞれ周波数fH、fLを発振するよう個別に
設定した２台（分）の周波数シンセザイサの出力を交互
に切換えるか、または１台の周波数シンセサイザの周波
数設定情報を２周波分記憶素子に記録し、交互に記憶素
子から２周波を読出し、周波数合成し出力していた。
設定した２台（分）の周波数シンセザイサの出力を交互
に切換えるか、または１台の周波数シンセサイザの周波
数設定情報を２周波分記憶素子に記録し、交互に記憶素
子から２周波を読出し、周波数合成し出力していた。
しかるに、回路規模は大掛りで複雑となり、周波数セ
ットリングタイムとの関係で切換え周波数（fSW）を高
くすることもできなかった。これは制御応答時間の短縮
及び制御感度の向上等の妨げとなる。また所望の共振周
波数（fd）を変化させたい場合は、２周波の設定情報全
てを再設定する必要がある。
ットリングタイムとの関係で切換え周波数（fSW）を高
くすることもできなかった。これは制御応答時間の短縮
及び制御感度の向上等の妨げとなる。また所望の共振周
波数（fd）を変化させたい場合は、２周波の設定情報全
てを再設定する必要がある。
一方、従来の水素圧クエンチング法による空胴共振器
の共振周波数制御法では高安定度が要求される高価な外
部参照信号源が別途必要であり、制御系もオープンルー
プのため高精度、高確度の制御が困難であった。
の共振周波数制御法では高安定度が要求される高価な外
部参照信号源が別途必要であり、制御系もオープンルー
プのため高精度、高確度の制御が困難であった。
前述の課題を解決するために、本発明の空胴共振器周
波数制御装置に用いるスイッチド周波数シンセサイザ
は、基準信号発生手段と、該基準信号発生手段からの信
号を受けて、所望周波数（fd）の大枠値の周波数を有す
る信号を発生する第１のPLL回路と、前記基準信号発生
手段からの信号を受けて、所定の周波数を有する信号を
発生する周波数シンセサイザと、一方の入力に前記第１
のPLL回路からの所望周波数の大枠値の周波数を有する
信号を受け他方の入力に受けた信号の周波数と前記所望
周波数の大枠値の周波数との差の周波数を有する信号を
出力する平衡形混合器と、該平衡形混合器の出力信号と
前記周波数シンセサイザからの前記所定の周波数を有す
る信号とを受けて、該平衡形混合器の出力信号の周波数
が前記所定の周波数と等しくなるような周波数の信号を
該平衡形混合器の前記他方の入力に対して出力するよう
にすることで前記所望周波数（fd）を有する信号を発生
する第２のPLL回路と、前記基準信号発生手段からの信
号を受けて、低周波の切換信号を発生する切換信号発生
器と、該切換信号と前記基準信号発生手段からの信号と
を受けて、第１の出力として、オフセット周波数（Δ
ｆ）を有する正弦波信号及び余弦波信号のどちらか一方
のみを出力し、第２の出力として、前記第１の出力が正
弦波信号の場合は、オフセット周波数（Δｆ）を有する
余弦波信号と、該余弦波信号と逆位相の信号のどちらか
一方を、前記切換信号に応じて交互に切り換えて出力
し、前記第１の出力が余弦波信号の場合は、オフセット
周波数（Δｆ）を有する正弦波信号と、該正弦波信号と
逆位相の信号のどちらか一方を、前記切換信号に応じて
交互に切り換えて出力する発振器と、前記第２のPLL回
路の出力信号が入力され、その出力信号を、同相信号
と、π/2だけ位相の異なる信号に分岐して出力するπ/2
ハイブリッド回路、該π/2ハイブリッド回路の２つの出
力のうちの一方の信号と前記発振器の第１の出力とが入
力される第１の平衡形混合器、前記π/2ハイブリッド回
路の２つの出力のうちの他方の信号と前記発振器の第２
の出力とが入力される第２の平衡形混合器、及び、前記
第１の平衡形混合器と第２の平衡形混合器の出力信号を
合成する０ハイブリッド回路を含み、前記所望周波数
（fd）から前後に、前記オフセット周波数だけ隔たった
センシング用周波数信号（fd±Δｆ）を発生するSSB変
調ハイブリッド回路とを備えている。
波数制御装置に用いるスイッチド周波数シンセサイザ
は、基準信号発生手段と、該基準信号発生手段からの信
号を受けて、所望周波数（fd）の大枠値の周波数を有す
る信号を発生する第１のPLL回路と、前記基準信号発生
手段からの信号を受けて、所定の周波数を有する信号を
発生する周波数シンセサイザと、一方の入力に前記第１
のPLL回路からの所望周波数の大枠値の周波数を有する
信号を受け他方の入力に受けた信号の周波数と前記所望
周波数の大枠値の周波数との差の周波数を有する信号を
出力する平衡形混合器と、該平衡形混合器の出力信号と
前記周波数シンセサイザからの前記所定の周波数を有す
る信号とを受けて、該平衡形混合器の出力信号の周波数
が前記所定の周波数と等しくなるような周波数の信号を
該平衡形混合器の前記他方の入力に対して出力するよう
にすることで前記所望周波数（fd）を有する信号を発生
する第２のPLL回路と、前記基準信号発生手段からの信
号を受けて、低周波の切換信号を発生する切換信号発生
器と、該切換信号と前記基準信号発生手段からの信号と
を受けて、第１の出力として、オフセット周波数（Δ
ｆ）を有する正弦波信号及び余弦波信号のどちらか一方
のみを出力し、第２の出力として、前記第１の出力が正
弦波信号の場合は、オフセット周波数（Δｆ）を有する
余弦波信号と、該余弦波信号と逆位相の信号のどちらか
一方を、前記切換信号に応じて交互に切り換えて出力
し、前記第１の出力が余弦波信号の場合は、オフセット
周波数（Δｆ）を有する正弦波信号と、該正弦波信号と
逆位相の信号のどちらか一方を、前記切換信号に応じて
交互に切り換えて出力する発振器と、前記第２のPLL回
路の出力信号が入力され、その出力信号を、同相信号
と、π/2だけ位相の異なる信号に分岐して出力するπ/2
ハイブリッド回路、該π/2ハイブリッド回路の２つの出
力のうちの一方の信号と前記発振器の第１の出力とが入
力される第１の平衡形混合器、前記π/2ハイブリッド回
路の２つの出力のうちの他方の信号と前記発振器の第２
の出力とが入力される第２の平衡形混合器、及び、前記
第１の平衡形混合器と第２の平衡形混合器の出力信号を
合成する０ハイブリッド回路を含み、前記所望周波数
（fd）から前後に、前記オフセット周波数だけ隔たった
センシング用周波数信号（fd±Δｆ）を発生するSSB変
調ハイブリッド回路とを備えている。
以下、第１図および第２図に基づいて本発明の作用に
ついて説明する。
ついて説明する。
基準信号発生手段１からの出力を参照番号として周波
数シンセサイザ３により所望の周波数信号（fd）が必要
とする微小可変分を生成する。
数シンセサイザ３により所望の周波数信号（fd）が必要
とする微小可変分を生成する。
一方、第２のPLL回路５の出力と第１のPLL回路２の出
力との差を平衡形混合器４でとり、この差信号が前記周
波数シンセサイザ３の出力信号と同位相となるよう第２
のPLL回路５を動作することで前記所望の周波数信号（f
d）は容易に微調可能で、かつ高精度、高安定に保たれ
る。
力との差を平衡形混合器４でとり、この差信号が前記周
波数シンセサイザ３の出力信号と同位相となるよう第２
のPLL回路５を動作することで前記所望の周波数信号（f
d）は容易に微調可能で、かつ高精度、高安定に保たれ
る。
また、切換信号発生器７の出力によって制御されたオ
フセット周波数を発生する発振器６の出力（±Δｆに相
当する成分；例えば、周波数制御の対象となる空胴共振
器のＱ曲線半値幅に相当するような周波数の信号）と前
記所望の周波数信号fdとをSSB変調ハイブリッド回路８
で合成し、それを空胴共振器のセンシング用周波数信号
（fd±Δｆ）としてスイッチド周波数シンセサイザ15は
出力する。
フセット周波数を発生する発振器６の出力（±Δｆに相
当する成分；例えば、周波数制御の対象となる空胴共振
器のＱ曲線半値幅に相当するような周波数の信号）と前
記所望の周波数信号fdとをSSB変調ハイブリッド回路８
で合成し、それを空胴共振器のセンシング用周波数信号
（fd±Δｆ）としてスイッチド周波数シンセサイザ15は
出力する。
このセンシング用周波数信号は供給結合手段16を通し
て空胴共振器９内に入力される。空胴共振器９は周波数
弁別器として動作し、出力結合手段10を通して得られる
共振周波数の誤差情報はセンシング用周波数信号（fd＋
Δｆ）と（fd−Δｆ）とのレベル差として検出される。
共振周波数の誤差信号は、振幅検出器11によって振幅差
となり、更にロックインアンプ13によって切換信号発生
器12の信号と同期検波、増幅されて、供給結合手段16に
組込まれているバラクタ・ダイオード14を制御する共振
周波数の誤差を修正する電圧となる。これにより、バラ
クタ・ダイオード14の電極間容量を変化させ、供給結合
手段16を通し、空胴共振器９の共振周波数を制御する。
て空胴共振器９内に入力される。空胴共振器９は周波数
弁別器として動作し、出力結合手段10を通して得られる
共振周波数の誤差情報はセンシング用周波数信号（fd＋
Δｆ）と（fd−Δｆ）とのレベル差として検出される。
共振周波数の誤差信号は、振幅検出器11によって振幅差
となり、更にロックインアンプ13によって切換信号発生
器12の信号と同期検波、増幅されて、供給結合手段16に
組込まれているバラクタ・ダイオード14を制御する共振
周波数の誤差を修正する電圧となる。これにより、バラ
クタ・ダイオード14の電極間容量を変化させ、供給結合
手段16を通し、空胴共振器９の共振周波数を制御する。
第１図により、本発明の一実施例について詳細に説明
する。
する。
１は基準信号発生手段であり、具体的には水素メーザ
発振周波数に位相同期した高安定な電圧制御水晶発振器
（VCXO）で、水素メーザ周波数標準器からの出力信号は
勿論のこと、標準器内の各信号は全て該VCXO出力を基準
信号としている。
発振周波数に位相同期した高安定な電圧制御水晶発振器
（VCXO）で、水素メーザ周波数標準器からの出力信号は
勿論のこと、標準器内の各信号は全て該VCXO出力を基準
信号としている。
２は前記基準信号に位相同期した所望周波数（20.405
751MHz）の大枠値（20.4MHz）を発生する第２のPLL回路
である。
751MHz）の大枠値（20.4MHz）を発生する第２のPLL回路
である。
３は前記基準信号を同期クロックとした周波数シンセ
サイザ（ディジタル周波数加算回路）であり、前記所望
周波数の端数（約5.75kHz）を合成し、所定の周波数信
号を出力する。
サイザ（ディジタル周波数加算回路）であり、前記所望
周波数の端数（約5.75kHz）を合成し、所定の周波数信
号を出力する。
４は平衡形混合器であり、後述する第２のPLL回路５
とループを形成し、所望の周波数信号（fd）と前記所望
周波数の大枠値との差信号つまり、端数約5.75kHzを生
成する。
とループを形成し、所望の周波数信号（fd）と前記所望
周波数の大枠値との差信号つまり、端数約5.75kHzを生
成する。
５は前記基準信号に位相同期した所望の周波数信号
（fd:可変）を発生する第２のPLL回路であり、前記周波
数シンセサイザ３の出力を参照信号としている。この参
照信号の周波数を変化させることで、前記所望の周波数
信号の周波数を変化させることができる。
（fd:可変）を発生する第２のPLL回路であり、前記周波
数シンセサイザ３の出力を参照信号としている。この参
照信号の周波数を変化させることで、前記所望の周波数
信号の周波数を変化させることができる。
６はオフセット周波数を発生する発振器であり、前記
基準信号を同期クロックとしたディジタル周波数加算回
路とπ/2移送回路並びに後述する切換信号によって動作
する切換回路とから成る。ディジタル周波数加算回路に
よって出力される基準信号と位相同期した所望の前記オ
フセット周波数（Δｆ）の４倍周波数波は、前記π/2移
送回路で正弦波と余弦波及びそれぞれの逆位相波の４波
に分離される。そして、正弦波あるいは余弦波のいずれ
か一方と、その逆位相波は切換回路で切換信号に同期し
て切換え出力される。しかるに、この発振器６の出力に
は所望のオフセット周波数（Δｆ）の正弦波並びに切換
信号によって切換えられて交互に出力される余弦波及び
その逆位相波（又は、余弦波並びに切換信号によって切
換えられて交互に出力される正弦波及びその逆位相波）
とが出力される。すなわち、正弦波及び余弦波の組と正
弦波及び余弦波の逆位相波の組（又は、余弦波及び正弦
波の組と余弦波及び正弦波の逆位相波の組）とが切換信
号によって切換えられ交互に出力される。
基準信号を同期クロックとしたディジタル周波数加算回
路とπ/2移送回路並びに後述する切換信号によって動作
する切換回路とから成る。ディジタル周波数加算回路に
よって出力される基準信号と位相同期した所望の前記オ
フセット周波数（Δｆ）の４倍周波数波は、前記π/2移
送回路で正弦波と余弦波及びそれぞれの逆位相波の４波
に分離される。そして、正弦波あるいは余弦波のいずれ
か一方と、その逆位相波は切換回路で切換信号に同期し
て切換え出力される。しかるに、この発振器６の出力に
は所望のオフセット周波数（Δｆ）の正弦波並びに切換
信号によって切換えられて交互に出力される余弦波及び
その逆位相波（又は、余弦波並びに切換信号によって切
換えられて交互に出力される正弦波及びその逆位相波）
とが出力される。すなわち、正弦波及び余弦波の組と正
弦波及び余弦波の逆位相波の組（又は、余弦波及び正弦
波の組と余弦波及び正弦波の逆位相波の組）とが切換信
号によって切換えられ交互に出力される。
７は前記発振器６において基準信号を同期クロックと
したディジタル周波数加算回路の加算ステップを切換え
るための切換信号を発生する切換信号発生器である。こ
の切換信号発生器７からの出力信号は前記切換回路を駆
動するのと同時に後述するロックインアンプの同期信号
としても使用する。
したディジタル周波数加算回路の加算ステップを切換え
るための切換信号を発生する切換信号発生器である。こ
の切換信号発生器７からの出力信号は前記切換回路を駆
動するのと同時に後述するロックインアンプの同期信号
としても使用する。
８はSSB変調ハイブリッド回路であり、π/2ハイブリ
ッド回路と二つの平衡形混合器と０ハイブリッド回路と
から成っている。π/2ハイブリッド回路は一つの入力と
二つの出力、平衡形混合器及び０ハイブリッド回路はそ
れぞれ二つの入力と一つの出力を備えており、π/2ハイ
ブリッド回路の二つの出力の一方に第１の平衡形混合器
の一つの入力が、他方に第２の平衡形混合器の一つの入
力がそれぞれ接続され、第１の平衡形混合器の出力と第
２の平衡形混合器の出力は０ハイブリッド回路の二つの
入力に接続されている。また、π/2ハイブリッド回路の
入力は前記第２のPLL回路５の出力に接続され、第１及
び第２の平衡形混合器の残りの入力はそれぞれ発振器６
に接続されている。
ッド回路と二つの平衡形混合器と０ハイブリッド回路と
から成っている。π/2ハイブリッド回路は一つの入力と
二つの出力、平衡形混合器及び０ハイブリッド回路はそ
れぞれ二つの入力と一つの出力を備えており、π/2ハイ
ブリッド回路の二つの出力の一方に第１の平衡形混合器
の一つの入力が、他方に第２の平衡形混合器の一つの入
力がそれぞれ接続され、第１の平衡形混合器の出力と第
２の平衡形混合器の出力は０ハイブリッド回路の二つの
入力に接続されている。また、π/2ハイブリッド回路の
入力は前記第２のPLL回路５の出力に接続され、第１及
び第２の平衡形混合器の残りの入力はそれぞれ発振器６
に接続されている。
このように接続されたSSB変調ハイブリッド回路８
は、前記第２のPLL回路５の出力する所望周波数（fd）
を有する信号を前記π/2ハイブリッド回路の入力に、前
記発振器６が出力する前記オフセット周波数（Δｆ）の
正弦波を前記第１の平衡形混合器の入力に、前記発振器
が出力する前記オフセット周波数（Δｆ）の余弦波と該
余弦波の逆位相波とを交互に前記第２の平衡形混合器の
入力に、それぞれ受けて、それらの信号を合成し、前記
所望周波数（fd）から前後に前記オフセット周波数（Δ
ｆ）だけ隔たったセンシング用周波数信号（fd±Δｆ）
を発生し前記０ハイブリッド回路から出力する。
は、前記第２のPLL回路５の出力する所望周波数（fd）
を有する信号を前記π/2ハイブリッド回路の入力に、前
記発振器６が出力する前記オフセット周波数（Δｆ）の
正弦波を前記第１の平衡形混合器の入力に、前記発振器
が出力する前記オフセット周波数（Δｆ）の余弦波と該
余弦波の逆位相波とを交互に前記第２の平衡形混合器の
入力に、それぞれ受けて、それらの信号を合成し、前記
所望周波数（fd）から前後に前記オフセット周波数（Δ
ｆ）だけ隔たったセンシング用周波数信号（fd±Δｆ）
を発生し前記０ハイブリッド回路から出力する。
少しく詳細に説明すれば、 所望周波数（fd）を有する信号をsinωｔ、オフセッ
ト周波数（Δｆ）の正弦波をsinΔωｔ、オフセット周
波数（Δｆ）の余弦波をcosΔωｔ、余弦波の逆位相波
を−cosΔωｔすると、π/2ハイブリッド回路から第１
の平衡形混合器にはsinωｔの信号が、π/2ハイブリッ
ド回路から第２の平衡形混合器にはcosωｔの信号がそ
れぞれ送られ、 第１の平衡形混合器では、sinωｔとsinΔωｔとか
ら、 sinωｔ・sinΔωｔ＝−｛cos（ω＋Δω）ｔ−cos（ω
−Δω）ｔ｝/2、第２の平衡形混合器では、cosωｔとc
osΔωｔが入力されているときは、 cosωｔ・cosΔωｔ＝＋｛cos（ω＋Δω）ｔ＋cos（ω
−Δω）ｔ｝/2、cosωｔと−cosΔωｔが入力されてい
るときは、 cosωｔ・（−cosΔωｔ）＝−｛cos（ω＋Δω）ｔ＋c
os（ω−Δω）ｔ｝/2がそれぞれ出力される。
ト周波数（Δｆ）の正弦波をsinΔωｔ、オフセット周
波数（Δｆ）の余弦波をcosΔωｔ、余弦波の逆位相波
を−cosΔωｔすると、π/2ハイブリッド回路から第１
の平衡形混合器にはsinωｔの信号が、π/2ハイブリッ
ド回路から第２の平衡形混合器にはcosωｔの信号がそ
れぞれ送られ、 第１の平衡形混合器では、sinωｔとsinΔωｔとか
ら、 sinωｔ・sinΔωｔ＝−｛cos（ω＋Δω）ｔ−cos（ω
−Δω）ｔ｝/2、第２の平衡形混合器では、cosωｔとc
osΔωｔが入力されているときは、 cosωｔ・cosΔωｔ＝＋｛cos（ω＋Δω）ｔ＋cos（ω
−Δω）ｔ｝/2、cosωｔと−cosΔωｔが入力されてい
るときは、 cosωｔ・（−cosΔωｔ）＝−｛cos（ω＋Δω）ｔ＋c
os（ω−Δω）ｔ｝/2がそれぞれ出力される。
第２の平衡形混合器には、cosΔωｔと−cosΔωｔが
交互に入力されるので、 ＋｛cos（ω＋Δω）ｔ＋cos（ω−Δω）ｔ｝/2と、 −｛cos（ω＋Δω）ｔ＋cos（ω−Δω）ｔ｝/2とが交
互に出力されることになり、０ハイブリッド回路では第
１の平衡形混合器からの信号と第２の平衡形混合器から
の信号とが合成されて、cos（ω＋Δω）ｔとcos（ω−
Δω）ｔ、すなわち、周波数（fd＋Δｆ）と周波数（fd
−Δｆ）の信号が交互に出力される。
交互に入力されるので、 ＋｛cos（ω＋Δω）ｔ＋cos（ω−Δω）ｔ｝/2と、 −｛cos（ω＋Δω）ｔ＋cos（ω−Δω）ｔ｝/2とが交
互に出力されることになり、０ハイブリッド回路では第
１の平衡形混合器からの信号と第２の平衡形混合器から
の信号とが合成されて、cos（ω＋Δω）ｔとcos（ω−
Δω）ｔ、すなわち、周波数（fd＋Δｆ）と周波数（fd
−Δｆ）の信号が交互に出力される。
以上、説明した本発明に係る空胴共振器周波数制御装
置に用いるスイッチド周波数シンセサイザを用いた一実
施例について第２図により、以下詳細に説明する。
置に用いるスイッチド周波数シンセサイザを用いた一実
施例について第２図により、以下詳細に説明する。
９は後述する２つの結合手段を有する被制御空胴共振
器である。
器である。
10は空胴共振器９内の電磁エネルギの一部を外部へ出
力するための出力結合手段である。
力するための出力結合手段である。
11は出力結合手段10によって取出された微弱なセンシ
ング用周波数信号を増幅し、振幅検波する検波器であ
る。
ング用周波数信号を増幅し、振幅検波する検波器であ
る。
12は切換信号発生器であり、後述するロックインアン
プ13へ出力する切換信号は被制御系及び制御系における
センシング用周波数信号の遅延に同期させるべく可変遅
延回路を経て出力される。
プ13へ出力する切換信号は被制御系及び制御系における
センシング用周波数信号の遅延に同期させるべく可変遅
延回路を経て出力される。
13はロックインアンプであり、前記切換信号発生器12
から得られる切換信号（fSW）を同期信号とし、これと
同期しているセンシング用周波数信号のみを雑音の中か
ら抽出し、効率良く増幅する同期検波増幅器と、センシ
ング用周波数信号のレベル差となって得られる共振周波
数誤差信号を集積し、共振周波数のずれを補正すべく後
述のバラクト・ダイオードへ所定の制御電圧を出力する
積分器とから成る。
から得られる切換信号（fSW）を同期信号とし、これと
同期しているセンシング用周波数信号のみを雑音の中か
ら抽出し、効率良く増幅する同期検波増幅器と、センシ
ング用周波数信号のレベル差となって得られる共振周波
数誤差信号を集積し、共振周波数のずれを補正すべく後
述のバラクト・ダイオードへ所定の制御電圧を出力する
積分器とから成る。
14はバラクタ（電圧可変容量）ダイオードであり、前
記ロックインアンプ13からの制御電圧により電極間容量
が変化し、後述の供給結合手段16を通して空胴共振器９
の共振周波数を制御する。
記ロックインアンプ13からの制御電圧により電極間容量
が変化し、後述の供給結合手段16を通して空胴共振器９
の共振周波数を制御する。
15は本発明に係る空胴共振器周波数制御装置に用いる
スイッチド周波数シンセサイザである。
スイッチド周波数シンセサイザである。
16は前記バラクタ・ダイオード14を内包する供給結合
手段であり、共振容量変化の結合とセンシング用周波数
信号を空胴共振器９へ供給するための手段である。
手段であり、共振容量変化の結合とセンシング用周波数
信号を空胴共振器９へ供給するための手段である。
本発明によれば、以下に記す効果が期待できる。
（１）所望周波数の大枠値の周波数を有する信号を発生
する第１のPLL回路と、所望周波数の端数の周波数を有
する信号を発生する周波数シンセサイザと、二つの入力
信号の周波数の差の周波数を有する信号を発生する平衡
形混合器と、所定周波数を有する信号を発生する第２の
PLL回路の組合せによれば、所望周波数（fd）が数10MHz
以上の周波数帯においても1Hz以下の微小な周波数調整
が容易に行える。
する第１のPLL回路と、所望周波数の端数の周波数を有
する信号を発生する周波数シンセサイザと、二つの入力
信号の周波数の差の周波数を有する信号を発生する平衡
形混合器と、所定周波数を有する信号を発生する第２の
PLL回路の組合せによれば、所望周波数（fd）が数10MHz
以上の周波数帯においても1Hz以下の微小な周波数調整
が容易に行える。
（２）所望周波数を有する信号を発生させる回路とは別
に設けた発振器とSSB変調ハイブリッド回路の組合せに
より、数10kHz台のオフセット周波数（Δｆ）を有す
る信号が容易に得られ、所望周波数（fd）は固定のま
まオフセット周波数（Δｆ）のみ切換える（変更する）
ことによってセンシング用周波数信号（fd±Δｆ）の周
波数が切換えらえる（変更できる）から、所望周波数を
有する信号を発生させる回路の周波数設定時間に制限さ
れずに高速な切換え（変更）が可能となり、得られた
二つのセンシング用周数数信号（fd±Δｆ）は信号レベ
ルが揃い、アイソレートされている。
に設けた発振器とSSB変調ハイブリッド回路の組合せに
より、数10kHz台のオフセット周波数（Δｆ）を有す
る信号が容易に得られ、所望周波数（fd）は固定のま
まオフセット周波数（Δｆ）のみ切換える（変更する）
ことによってセンシング用周波数信号（fd±Δｆ）の周
波数が切換えらえる（変更できる）から、所望周波数を
有する信号を発生させる回路の周波数設定時間に制限さ
れずに高速な切換え（変更）が可能となり、得られた
二つのセンシング用周数数信号（fd±Δｆ）は信号レベ
ルが揃い、アイソレートされている。
その結果として、空胴共振器共振周波数制御装置の制
御感度が向上し、例えば水素メーザ周波数標準器におい
て発振周波数の高い確度と周波数安定度を得ることに貢
献する。
御感度が向上し、例えば水素メーザ周波数標準器におい
て発振周波数の高い確度と周波数安定度を得ることに貢
献する。
第１図は本発明に係わる空胴共振器共振周波数制御装置
に用いるスイッチド周波数シンセサイザの一実施例を示
し、第２図は本発明を用いた空胴共振器の共振周波数セ
ンシング法による共振周波数制御法の一実施例を示した
図である。 図において、１は基準信号発生手段、２は第１のPLL回
路、３は周波数シンセサイザ、４は平衡形混合器、５は
第２のPLL回路、６は発振器、７は切換信号発生器、８
はSSB変調ハイブリッド回路をそれぞれ示す。
に用いるスイッチド周波数シンセサイザの一実施例を示
し、第２図は本発明を用いた空胴共振器の共振周波数セ
ンシング法による共振周波数制御法の一実施例を示した
図である。 図において、１は基準信号発生手段、２は第１のPLL回
路、３は周波数シンセサイザ、４は平衡形混合器、５は
第２のPLL回路、６は発振器、７は切換信号発生器、８
はSSB変調ハイブリッド回路をそれぞれ示す。
Claims (1)
- 【請求項１】基準信号発生手段（１）と、 該基準信号発生手段からの信号を受けて、所望周波数
（fd）の大枠値の周波数を有する信号を発生する第１の
PLL回路（２）と、 前記基準信号発生手段からの信号を受けて、所定の周波
数を有する信号を発生する周波数シンセサイザ（３）
と、 一方の入力に前記第１のPLL回路からの所望周波数の大
枠値の周波数を有する信号を受け他方の入力に受けた信
号の周波数と前記所望周波数の大枠値の周波数との差の
周波数を有する信号を出力する平衡形混合器（４）と、 該平衡形混合器の出力信号と前記周波数シンセサイザか
らの前記所定の周波数を有する信号とを受けて、該平衡
形混合器の出力信号の周波数が前記所定の周波数と等し
くなるような周波数の信号を該平衡形混合器の前記他方
の入力に対して出力するようにすることで前記所望周波
数（fd）を有する信号を発生する第２のPLL回路（５）
と、 前記基準信号発生手段からの信号を受けて、低周波の切
換信号を発生する切換信号発生器（７）と、 該切換信号と前記基準信号発生手段からの信号とを受け
て、第１の出力として、オフセット周波数（Δｆ）を有
する正弦波信号及び余弦波信号のどちらか一方のみを出
力し、第２の出力として、前記第１の出力が正弦波信号
の場合は、オフセット周波数（Δｆ）を有する余弦波信
号と、該余弦波信号と逆位相の信号のどちらか一方を、
前記切換信号に応じて交互に切り換えて出力し、前記第
１の出力が余弦波信号の場合は、オフセット周波数（Δ
ｆ）を有する正弦波信号と、該正弦波信号と逆位相の信
号のどちらか一方を、前記切換信号に応じて交互に切り
換えて出力する発振器（６）と、 前記第２のPLL回路の出力信号が入力され、その出力信
号を、同相信号と、π/2だけ位相の異なる信号に分岐し
て出力するπ/2ハイブリッド回路、該π/2ハイブリッド
回路の２つの出力のうちの一方の信号と前記発振器の第
１の出力とが入力される第１の平衡形混合器、前記π/2
ハイブリッド回路の２つの出力のうちの他方の信号と前
記発振器の第２の出力とが入力される第２の平衡形混合
器、及び、前記第１の平衡形混合器と第２の平衡形混合
器の出力信号を合成する０ハイブリッド回路を含み、前
記所望周波数（fd）から前後に、前記オフセット周波数
だけ隔たったセンシング用周波数信号（fd±Δｆ）を発
生するSSB変調ハイブリッド回路（８）とを備えた空胴
共振器周波数制御装置に用いるスイッチド周波数シンセ
サイザ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1024774A JP2704749B2 (ja) | 1989-02-04 | 1989-02-04 | 空胴共振器周波数制御装置に用いるスイッチド周波数シンセサイザ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1024774A JP2704749B2 (ja) | 1989-02-04 | 1989-02-04 | 空胴共振器周波数制御装置に用いるスイッチド周波数シンセサイザ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02206224A JPH02206224A (ja) | 1990-08-16 |
| JP2704749B2 true JP2704749B2 (ja) | 1998-01-26 |
Family
ID=12147520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1024774A Expired - Fee Related JP2704749B2 (ja) | 1989-02-04 | 1989-02-04 | 空胴共振器周波数制御装置に用いるスイッチド周波数シンセサイザ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2704749B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5741859A (en) * | 1980-08-27 | 1982-03-09 | Nippon Steel Corp | Method for teeming molten metal from ladle into tundish |
| JPS584474A (ja) * | 1981-07-01 | 1983-01-11 | Ootosutanpu Kenkyusho:Kk | 受付処理状況表示装置 |
| JPS631117A (ja) * | 1986-06-19 | 1988-01-06 | Fujitsu Ltd | 原子発振器 |
-
1989
- 1989-02-04 JP JP1024774A patent/JP2704749B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02206224A (ja) | 1990-08-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6333942B1 (en) | Atomic frequency standard laser pulse oscillator | |
| EP1762004A1 (en) | Frequency synthesizer | |
| US9100025B2 (en) | Circuit for measuring the resonant frequency of nanoresonators | |
| KR101035827B1 (ko) | 전압 제어형 발진기 사전 설정 회로 및 사전 설정 방법 | |
| JP2704749B2 (ja) | 空胴共振器周波数制御装置に用いるスイッチド周波数シンセサイザ | |
| KR20170074964A (ko) | 진동 구조 자이로스코프를 위한 디지털 제어 vco | |
| JPH098551A (ja) | 高安定発振回路 | |
| JPH03284083A (ja) | サンプリングクロック発生回路 | |
| GB2044520A (en) | Passive masers | |
| CN112583404A (zh) | 一种导航增强系统的高精度时频基准源 | |
| JP2008147788A (ja) | 位相同期回路、同期検波回路および放送受信装置 | |
| JPS61128629A (ja) | Ｐｌｌ変調器 | |
| JP2673365B2 (ja) | 空胴共振器の共振周波数制御装置 | |
| WO2003052936A1 (en) | Improvements relating to frequency synthesis | |
| JPH09135167A (ja) | 位相同期ループ装置 | |
| JPS6016122Y2 (ja) | 原子発振器 | |
| JP3591729B2 (ja) | 信号生成方法 | |
| US5459431A (en) | Frequency/phase analog detector and its use in a phase-locked loop | |
| JP4618554B2 (ja) | Ｆｓｋ変調装置及びそれを備えた無線通信装置 | |
| JP2001042073A (ja) | 標準電波同期時計装置 | |
| JPH10206570A (ja) | 時刻同期システム | |
| JPH03216021A (ja) | ルビジウム原子発振器 | |
| JPS5811140B2 (ja) | 原子発振器 | |
| JPS637022A (ja) | 位相同期発振器 | |
| JPH0767085B2 (ja) | ルビジウム原子発振器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |