JP2704518B2 - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JP2704518B2 JP2704518B2 JP63008213A JP821388A JP2704518B2 JP 2704518 B2 JP2704518 B2 JP 2704518B2 JP 63008213 A JP63008213 A JP 63008213A JP 821388 A JP821388 A JP 821388A JP 2704518 B2 JP2704518 B2 JP 2704518B2
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
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- Power Engineering (AREA)
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- Apparatus For Radiation Diagnosis (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Heat-Pump Type And Storage Water Heaters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、 ・入力電圧が印加される第一及び第二入力端子の間に接
続されていて、少なくとも、トランスの１次巻線、トラ
ンジスタスイッチ及び第一トランジスタからなる直列回
路、 ・負荷に接続される第一および第二出力端子の間に介挿
された少なくともダイオードと前記トランスの２次巻線
からなる直列回路、 ・そのトランジスタスイッチに制御パルスを供給するパ
ルス幅変調器、 ・そのパルス幅変調器の第一入力端子に鋸歯状波信号を
供給する発振器、及び ・そのパルス幅変調器の第二入力端子に、参照信号とこ
の電源回路の出力信号に比例する信号との差に対応する
第一フィードバック信号を供給する制御アンプを有する
電源回路に関する。
続されていて、少なくとも、トランスの１次巻線、トラ
ンジスタスイッチ及び第一トランジスタからなる直列回
路、 ・負荷に接続される第一および第二出力端子の間に介挿
された少なくともダイオードと前記トランスの２次巻線
からなる直列回路、 ・そのトランジスタスイッチに制御パルスを供給するパ
ルス幅変調器、 ・そのパルス幅変調器の第一入力端子に鋸歯状波信号を
供給する発振器、及び ・そのパルス幅変調器の第二入力端子に、参照信号とこ
の電源回路の出力信号に比例する信号との差に対応する
第一フィードバック信号を供給する制御アンプを有する
電源回路に関する。
このような電源回路は一般的な目的に適するが、特に
蓄電池を充電したり、及び／又はモータを回転させる充
電可能なシェーバの使用に適している。
蓄電池を充電したり、及び／又はモータを回転させる充
電可能なシェーバの使用に適している。
このような電源回路は、Technische Informationen f
r die Industrie,April 1977の記事“Steuer−und Re
gelschaltung TDA 1060 fr Schaltnetnetzteile"によ
って知られている。この公知の回路に於いては、出力電
圧に比例する部分と参照電圧との差を増幅しパルス変調
器にフィードバックさせ、この電圧を鋸歯状波電圧と比
較してトランジスタスイッチに対する制御パルスの幅を
制御して、出力電圧を実質的に一定にさせている。この
電源回路の出力電圧は入力電圧に依存している。入力電
圧が一定のパルス幅で増大するときに、１次巻線を流れ
る電流の最大値が増大し、このトランスに蓄積されるエ
ネルギーも増加する。入力電圧の変化による出力電圧の
変化を最小にするために、この回路ではフィードフォワ
ード制御が使用されている。つまり、入力電圧が増大す
ると鋸歯状波電圧の上昇時間が減少するように、入力電
圧に比例する電圧が発振器に印加される。従って入力電
圧が増加すると、トランジスタスイッチを制御する制御
パルスの幅が減少する。しかしながら、この制御方法に
は、その変化量が直接制御パルスの幅に影響を与える入
力電圧の変化にしか対応しないという欠点がある。それ
故、出力電圧は依然としてかなり大きく変動し、そのた
めフィードバックループの制御範囲をかなり大きくしな
ければならない。その結果使用する部品にはかなり大き
なバンド幅を持たせる必要がある。さらに変化量がかな
り大きいために、フィードバックループの安定化が複雑
となる。それ故、本発明の目的は出力信号の変化量をか
なり小さくできる電源回路を提供することにある。
r die Industrie,April 1977の記事“Steuer−und Re
gelschaltung TDA 1060 fr Schaltnetnetzteile"によ
って知られている。この公知の回路に於いては、出力電
圧に比例する部分と参照電圧との差を増幅しパルス変調
器にフィードバックさせ、この電圧を鋸歯状波電圧と比
較してトランジスタスイッチに対する制御パルスの幅を
制御して、出力電圧を実質的に一定にさせている。この
電源回路の出力電圧は入力電圧に依存している。入力電
圧が一定のパルス幅で増大するときに、１次巻線を流れ
る電流の最大値が増大し、このトランスに蓄積されるエ
ネルギーも増加する。入力電圧の変化による出力電圧の
変化を最小にするために、この回路ではフィードフォワ
ード制御が使用されている。つまり、入力電圧が増大す
ると鋸歯状波電圧の上昇時間が減少するように、入力電
圧に比例する電圧が発振器に印加される。従って入力電
圧が増加すると、トランジスタスイッチを制御する制御
パルスの幅が減少する。しかしながら、この制御方法に
は、その変化量が直接制御パルスの幅に影響を与える入
力電圧の変化にしか対応しないという欠点がある。それ
故、出力電圧は依然としてかなり大きく変動し、そのた
めフィードバックループの制御範囲をかなり大きくしな
ければならない。その結果使用する部品にはかなり大き
なバンド幅を持たせる必要がある。さらに変化量がかな
り大きいために、フィードバックループの安定化が複雑
となる。それ故、本発明の目的は出力信号の変化量をか
なり小さくできる電源回路を提供することにある。
本発明の特徴は、第一パラグラフに記載された型の電
源回路において、前記パルス幅変調器の前記第二入力端
に、前記第一抵抗の両端の前記電圧の前記波形と実質上
同一の波形を有するフィードバック信号を与える手段を
有していることにある。第一抵抗の両端の電圧をパルス
幅変調器の第二入力端子に印加することによって、入力
電圧や他の物の変化が１次巻線を流れる電流、つまりト
ランスのエネルギー量に与える影響を直接補償すること
が出来る。これによってこの電源回路の出力電圧の変動
が減少し、その結果この回路の制御範囲は狭くてすむこ
とになる。従ってこの回路はバンド幅のかなり小さい部
品により構成することが出来、第一フィードバックルー
プの安定化をより単純に行うことが出来る。
源回路において、前記パルス幅変調器の前記第二入力端
に、前記第一抵抗の両端の前記電圧の前記波形と実質上
同一の波形を有するフィードバック信号を与える手段を
有していることにある。第一抵抗の両端の電圧をパルス
幅変調器の第二入力端子に印加することによって、入力
電圧や他の物の変化が１次巻線を流れる電流、つまりト
ランスのエネルギー量に与える影響を直接補償すること
が出来る。これによってこの電源回路の出力電圧の変動
が減少し、その結果この回路の制御範囲は狭くてすむこ
とになる。従ってこの回路はバンド幅のかなり小さい部
品により構成することが出来、第一フィードバックルー
プの安定化をより単純に行うことが出来る。
本発明による電源回路の実施例の特徴は、当該手段
が、一端がパルス幅変調器の第二入力端子に接続され、
他端が第一抵抗の一端に接続されているキャパシタを有
していることである。この実施例には、第一フィードバ
ックループの安定化のためにキャパシタをこのアンプの
出力端子に接続してこのアンプの出力電圧を積分する場
合には、このキャパシタを第二フィードバック信号供給
用のキャパシタと共用することができるというメリット
がある。
が、一端がパルス幅変調器の第二入力端子に接続され、
他端が第一抵抗の一端に接続されているキャパシタを有
していることである。この実施例には、第一フィードバ
ックループの安定化のためにキャパシタをこのアンプの
出力端子に接続してこのアンプの出力電圧を積分する場
合には、このキャパシタを第二フィードバック信号供給
用のキャパシタと共用することができるというメリット
がある。
本実施例の他の特徴は、 ・発振器が負に傾斜した鋸歯状波信号を発生させ、 ・第二入力端子に接続されている第一抵抗の一端がアー
ス電位の点に接続されている点にある。
ス電位の点に接続されている点にある。
本実施例のさらに他の特徴は、 ・発振器が正に傾斜した鋸歯状波信号を発生させ、 ・第二入力端子に接続されていない第一抵抗の一端がア
ース電位の点に接続され、 ・キャパシタの第二端子が、第一抵抗の第二入力端子に
接続されている側の一端に接続されている ことである。
ース電位の点に接続され、 ・キャパシタの第二端子が、第一抵抗の第二入力端子に
接続されている側の一端に接続されている ことである。
本発明の電源回路の他の実施例の特徴は、負荷を充電
可能な電池とし、電源回路の出力信号を電池を充電する
電流とし、モータを負荷と並列に接続させて電源回路の
出力信号をモータを回転させる電圧とすることが出来る
点にある。この場合のこの電源回路の特徴は、 ・負荷が電池の場合に、参照信号と電池の平均充電電流
に比例する信号との差に対応するフィードバック信号
を、パルス幅変調器の第二入力端子に供給する第一制御
アンプ、及び ・負荷が並列のモータと電池の場合に、参照信号とモー
タ電圧に比例する信号との尺度となるフィードバック信
号を、パルス幅変調器の第二入力端子に供給する第二制
御アンプを有する点にある。
可能な電池とし、電源回路の出力信号を電池を充電する
電流とし、モータを負荷と並列に接続させて電源回路の
出力信号をモータを回転させる電圧とすることが出来る
点にある。この場合のこの電源回路の特徴は、 ・負荷が電池の場合に、参照信号と電池の平均充電電流
に比例する信号との差に対応するフィードバック信号
を、パルス幅変調器の第二入力端子に供給する第一制御
アンプ、及び ・負荷が並列のモータと電池の場合に、参照信号とモー
タ電圧に比例する信号との尺度となるフィードバック信
号を、パルス幅変調器の第二入力端子に供給する第二制
御アンプを有する点にある。
第１図は本発明の電源回路の第１実施例を示す。この
回路は、直流電圧又は整流された交流電圧である入力電
圧を受ける２個の入力端子１及び２を有している。この
実施例に於いては入力端子２はアースに接続されてい
る。トランスの１次巻線n1と、この例ではトランジスタ
T1によって構成されているトランジスタスイッチS1及び
抵抗R1からなる直列回路とが、入力端子１と２の間に接
続されている。出力端子３とアースに接続されている出
力端子４との間に、２次巻線n2とダイオードD1が直列に
配列されている。ダイオードD1の極性は電源回路がフラ
イバックコンバータを構成するように決められる。端子
３と４の間には負荷が接続されている。この実施例の負
荷はモータであるがこれ以外の負荷でもかまわない。ト
ランジスタT1のベースはパルス幅変調器10の出力端子13
に接続されていて、このパルス幅変調器には第一入力端
子11と第二入力端子12があり、第一入力端子11は発振器
20の出力端子21に接続されている。第二入力端子12は制
御アンプ40の出力端子に接続されていて、さらにアース
端子２に接続されていない方の抵抗R1の端子にキャパシ
タC1を介して接続されている。制御アンプ40の非反転入
力端子は参照電圧源30の出力端子31に接続されていて、
反転入力端子はアッテネータ50を介してこの回路の出力
端子３に接続されている。
回路は、直流電圧又は整流された交流電圧である入力電
圧を受ける２個の入力端子１及び２を有している。この
実施例に於いては入力端子２はアースに接続されてい
る。トランスの１次巻線n1と、この例ではトランジスタ
T1によって構成されているトランジスタスイッチS1及び
抵抗R1からなる直列回路とが、入力端子１と２の間に接
続されている。出力端子３とアースに接続されている出
力端子４との間に、２次巻線n2とダイオードD1が直列に
配列されている。ダイオードD1の極性は電源回路がフラ
イバックコンバータを構成するように決められる。端子
３と４の間には負荷が接続されている。この実施例の負
荷はモータであるがこれ以外の負荷でもかまわない。ト
ランジスタT1のベースはパルス幅変調器10の出力端子13
に接続されていて、このパルス幅変調器には第一入力端
子11と第二入力端子12があり、第一入力端子11は発振器
20の出力端子21に接続されている。第二入力端子12は制
御アンプ40の出力端子に接続されていて、さらにアース
端子２に接続されていない方の抵抗R1の端子にキャパシ
タC1を介して接続されている。制御アンプ40の非反転入
力端子は参照電圧源30の出力端子31に接続されていて、
反転入力端子はアッテネータ50を介してこの回路の出力
端子３に接続されている。
第１図を参照してこの回路の動作を説明する。パルス
幅変調器10がその出力端子に制御パルスを発生させる
と、トランジスタT1が導通する。１次巻線n1、従って抵
抗R1、を流れる電流は、順方向期間中は線形函数として
増大し、その上昇時間は端子１と２の間に印加される入
力電圧に正比例する。トランジスタT1がターンオフする
と２次巻線n2の電圧の極性が反転して、ダイオードD1が
導通する。順方向期間中にトランスTrに蓄積されたエネ
ルギーは、フライバック期間中の充電電流の形でモータ
Ｍに供給される。この電流は、トランジスタT1が再び次
の制御パルスによってターンオンするまで時間と共に実
質的に線形で減少する。負荷を構成するモータの変動に
よってもモータの両端の電圧は変動する。この電圧を出
来る限り一定に保つために、トランジスタT1の制御パル
スの幅は、参照電圧とモータの両端の電圧に比例する電
圧との差に応じて制御される。この目的のために、出力
電圧の一部を単純な電圧分配器等のアッテネータ50によ
って制御アンプ40の反転入力端子に加え、このアンプの
利得を所定の値に固定させている。参照電圧はこの制御
アンプの非反転入力端子に印加される。これら２個の電
圧の間の増幅された電圧差は、第一フィードバック電圧
としてパルス幅変調器10の第二入力端子12に印加され
る。この入力端子12は直列接続されたキャパシタC1と抵
抗R1を介してアースに接続されている。アンプ40の出力
とインピーダンス、又はその出力端子に直列に接続され
るインピーダンスと、このキャパシタC1と抵抗R1からな
る直列回路とによって、第一フィードバック電圧からの
高周波変動を除去するローパスフィルターが構成されて
いる。これにより負帰還ループ全体の安定性が改善され
る。順方向の間に抵抗R1に生じる電圧は、キャパシタC1
を介して第二フィードバック電圧として入力端子12に印
加される。パルス幅変調器10によって、第一フィードバ
ック電圧と第二フィードバック電圧の和と、発振器20か
ら変調器の第一入力端子11に印加される鋸歯状波電圧と
が比較される。この鋸歯状波電圧は第2a図の参照番号Ｉ
で示されるように負の傾斜を有して変化する。この図に
於いては参照番号IIが第一フィードバック電圧を示し、
参照番号IIIが第二フィードバック電圧を示している。
時刻t1で、鋸歯状波電圧Ｉが第一フィードバック電圧II
より高くなり、第2b図で示されるパルスがパルス幅変調
器10の出力端子13に現れる。これによってトランジスタ
T1が導通する。その結果として、抵抗R1の両端に発生す
る線型に増大する電圧が、キャパシタC1を介して第二フ
ィードバック電圧として入力端子12に印加される。時刻
t2でこれらの電圧の合計が鋸歯状波電圧より大きくな
り、トランジスタが非導通となる。この場合、１次巻線
n1を流れる電流は、入力端子１及び２の間に印加される
入力電圧に殆ど正比例するので、抵抗R1に発生する電圧
も又入力電圧に殆ど正比例することになる。この電圧を
パルス幅変調器10の入力端子12に印加することによっ
て、入力電圧の変化の一次電流への影響を直接に補償す
ることができ、その結果制御パルスのパルス幅を制御す
ることによってトランスのエネルギー量に対する影響も
補償することが出来ることになる。第２図は、入力電圧
がより高くなった場合、それが第二番目の鋸歯状波電圧
のパルス幅にどのような影響を与えるかを示している。
これにより、入力電圧変動のモータＭ両端間の出力電圧
に対する影響のみならず、発振器20の鋸歯状電圧の立上
り時間の変化、あるいは制御アンプ40の利得の変化等の
回路内の他の素子における変動の影響も、除去される。
これらの変動の一次電流、従ってトランスのエネルギー
量への影響は次の順方向期間までは全体の負帰還ループ
によっては除去させることが出来ない、出力電圧の変動
の原因となる変化を発生させずに、順方向期間内で第二
フィードバック制御により直接補償される。この結果出
力電圧の変化は既知の回路のそれよりもずっと小さくな
る。これによってフィードバックループの制御範囲を狭
くすることが可能となり、このフィードバックループに
使用される制御アンプ40のような部品のバンド幅も狭く
て済むことになる。さらに、第一フィードバック電圧の
変化が小さくなるので、キャパシタC1の値も小さくて済
む。一次電流の最大値の変化がより小さくなるので、ト
ランスも又さらにコンパクトになる。これによって電源
回路をより単純にすることができ、またより廉価な部品
により構成することが可能になる。
幅変調器10がその出力端子に制御パルスを発生させる
と、トランジスタT1が導通する。１次巻線n1、従って抵
抗R1、を流れる電流は、順方向期間中は線形函数として
増大し、その上昇時間は端子１と２の間に印加される入
力電圧に正比例する。トランジスタT1がターンオフする
と２次巻線n2の電圧の極性が反転して、ダイオードD1が
導通する。順方向期間中にトランスTrに蓄積されたエネ
ルギーは、フライバック期間中の充電電流の形でモータ
Ｍに供給される。この電流は、トランジスタT1が再び次
の制御パルスによってターンオンするまで時間と共に実
質的に線形で減少する。負荷を構成するモータの変動に
よってもモータの両端の電圧は変動する。この電圧を出
来る限り一定に保つために、トランジスタT1の制御パル
スの幅は、参照電圧とモータの両端の電圧に比例する電
圧との差に応じて制御される。この目的のために、出力
電圧の一部を単純な電圧分配器等のアッテネータ50によ
って制御アンプ40の反転入力端子に加え、このアンプの
利得を所定の値に固定させている。参照電圧はこの制御
アンプの非反転入力端子に印加される。これら２個の電
圧の間の増幅された電圧差は、第一フィードバック電圧
としてパルス幅変調器10の第二入力端子12に印加され
る。この入力端子12は直列接続されたキャパシタC1と抵
抗R1を介してアースに接続されている。アンプ40の出力
とインピーダンス、又はその出力端子に直列に接続され
るインピーダンスと、このキャパシタC1と抵抗R1からな
る直列回路とによって、第一フィードバック電圧からの
高周波変動を除去するローパスフィルターが構成されて
いる。これにより負帰還ループ全体の安定性が改善され
る。順方向の間に抵抗R1に生じる電圧は、キャパシタC1
を介して第二フィードバック電圧として入力端子12に印
加される。パルス幅変調器10によって、第一フィードバ
ック電圧と第二フィードバック電圧の和と、発振器20か
ら変調器の第一入力端子11に印加される鋸歯状波電圧と
が比較される。この鋸歯状波電圧は第2a図の参照番号Ｉ
で示されるように負の傾斜を有して変化する。この図に
於いては参照番号IIが第一フィードバック電圧を示し、
参照番号IIIが第二フィードバック電圧を示している。
時刻t1で、鋸歯状波電圧Ｉが第一フィードバック電圧II
より高くなり、第2b図で示されるパルスがパルス幅変調
器10の出力端子13に現れる。これによってトランジスタ
T1が導通する。その結果として、抵抗R1の両端に発生す
る線型に増大する電圧が、キャパシタC1を介して第二フ
ィードバック電圧として入力端子12に印加される。時刻
t2でこれらの電圧の合計が鋸歯状波電圧より大きくな
り、トランジスタが非導通となる。この場合、１次巻線
n1を流れる電流は、入力端子１及び２の間に印加される
入力電圧に殆ど正比例するので、抵抗R1に発生する電圧
も又入力電圧に殆ど正比例することになる。この電圧を
パルス幅変調器10の入力端子12に印加することによっ
て、入力電圧の変化の一次電流への影響を直接に補償す
ることができ、その結果制御パルスのパルス幅を制御す
ることによってトランスのエネルギー量に対する影響も
補償することが出来ることになる。第２図は、入力電圧
がより高くなった場合、それが第二番目の鋸歯状波電圧
のパルス幅にどのような影響を与えるかを示している。
これにより、入力電圧変動のモータＭ両端間の出力電圧
に対する影響のみならず、発振器20の鋸歯状電圧の立上
り時間の変化、あるいは制御アンプ40の利得の変化等の
回路内の他の素子における変動の影響も、除去される。
これらの変動の一次電流、従ってトランスのエネルギー
量への影響は次の順方向期間までは全体の負帰還ループ
によっては除去させることが出来ない、出力電圧の変動
の原因となる変化を発生させずに、順方向期間内で第二
フィードバック制御により直接補償される。この結果出
力電圧の変化は既知の回路のそれよりもずっと小さくな
る。これによってフィードバックループの制御範囲を狭
くすることが可能となり、このフィードバックループに
使用される制御アンプ40のような部品のバンド幅も狭く
て済むことになる。さらに、第一フィードバック電圧の
変化が小さくなるので、キャパシタC1の値も小さくて済
む。一次電流の最大値の変化がより小さくなるので、ト
ランスも又さらにコンパクトになる。これによって電源
回路をより単純にすることができ、またより廉価な部品
により構成することが可能になる。
第３図は本発明の電源回路の第２実施例を示し、同じ
部品には第１図と同じ参照番号が付されている。この実
施例では抵抗R1の端子のうち入力端子２に接続されてい
る端子と反対側の端子は接地されている。キャパシタC1
はこの実施例では入力端子２に接続されている。この実
施例に於いては発振器20は正の勾配の鋸歯状波を発生さ
せる。この回路の動作を第４図により説明する。この図
に於いて鋸歯状波電圧は数字Ｉで示され、パルス幅変調
器10の入力端子12に印加される第一フィードバック電圧
は数字IIで示される。鋸歯状波の最初の時点で制御信号
が変調器10の出力端子13に現れてトランジスタT1が導通
する。これによって抵抗R1の両端に増大する負の電圧II
Iが発生し、これがキャパシタC1を介して第一フィード
バック電圧IIに加えられる。入力端子12の電圧が入力端
子11の電圧より小さい場合には、制御パルスは発生せ
ず、トランジスタT1は非導通となる。抵抗R1の両端の電
圧の立上り時間は入力電圧が増大するにすれて減少し、
その結果、第４図の二番目の鋸歯状波に示されるよう
に、パルス幅も減少する。これ以外、この回路は第１図
と同様に動作する。
部品には第１図と同じ参照番号が付されている。この実
施例では抵抗R1の端子のうち入力端子２に接続されてい
る端子と反対側の端子は接地されている。キャパシタC1
はこの実施例では入力端子２に接続されている。この実
施例に於いては発振器20は正の勾配の鋸歯状波を発生さ
せる。この回路の動作を第４図により説明する。この図
に於いて鋸歯状波電圧は数字Ｉで示され、パルス幅変調
器10の入力端子12に印加される第一フィードバック電圧
は数字IIで示される。鋸歯状波の最初の時点で制御信号
が変調器10の出力端子13に現れてトランジスタT1が導通
する。これによって抵抗R1の両端に増大する負の電圧II
Iが発生し、これがキャパシタC1を介して第一フィード
バック電圧IIに加えられる。入力端子12の電圧が入力端
子11の電圧より小さい場合には、制御パルスは発生せ
ず、トランジスタT1は非導通となる。抵抗R1の両端の電
圧の立上り時間は入力電圧が増大するにすれて減少し、
その結果、第４図の二番目の鋸歯状波に示されるよう
に、パルス幅も減少する。これ以外、この回路は第１図
と同様に動作する。
第５図は、本発明の回路の第３実施例を示し、第一部
分は第１図と同じ参照番号が付されている。電源回路の
出力端子３と４の間には、電池６が接続されている。こ
の電池６は、例えば、直列接続された２個のニッケルカ
ドミウム電池である。順方向期間中この電源回路によっ
て電池６に充電電流が供給される。電池の損傷を防ぐた
めにこの充電電流は決められた一定平均電流でなければ
ならない。抵抗R2が、２次巻線n2と直列に接続されてい
て、充電電流に比例した電圧がその抵抗の両端に発生す
る。積分器56とアッテネータ55を介してこの電圧は、第
二制御アンプ60の反転入力端子に印加される。一方非反
転入力端子には電源30から参照電圧が印加される。第二
制御アンプ60の出力端子はスイッチS3によってパルス幅
変調器の入力端子12に接続される。第二制御アンプ60の
出力電圧はキャパシタC1によって積分され、次いで第一
フィードバック電圧としてパルス幅変調器10の入力端子
12に印加される。抵抗R1の両端の電圧も又第二フィード
バック電圧としてキャパシタC1を介してこの入力端子12
に印加される。これらの電圧に応答して変調器10がドラ
ンジスタT1の制御パルスの幅を制御し、平均充電電流を
所定値に実質上等しくさせる。スイッチS2によってモー
タＭが電池６と並列に接続される。スイッチS2が閉じる
とこの回路によってモータＭに電源電圧が供給される。
スイッチS2が閉じると同時にパルス幅変調器10の入力端
子12がスイッチS3によって第一制御アンプの出力端子に
接続される。モータＭの両端の電圧は第１の場合と同様
な方法によって実質的に一定に保たれている。第５図の
回路に於いても、第３図で示されるように、トランジス
タT1のエミッタを設置することも可能である事は明らか
であろう。
分は第１図と同じ参照番号が付されている。電源回路の
出力端子３と４の間には、電池６が接続されている。こ
の電池６は、例えば、直列接続された２個のニッケルカ
ドミウム電池である。順方向期間中この電源回路によっ
て電池６に充電電流が供給される。電池の損傷を防ぐた
めにこの充電電流は決められた一定平均電流でなければ
ならない。抵抗R2が、２次巻線n2と直列に接続されてい
て、充電電流に比例した電圧がその抵抗の両端に発生す
る。積分器56とアッテネータ55を介してこの電圧は、第
二制御アンプ60の反転入力端子に印加される。一方非反
転入力端子には電源30から参照電圧が印加される。第二
制御アンプ60の出力端子はスイッチS3によってパルス幅
変調器の入力端子12に接続される。第二制御アンプ60の
出力電圧はキャパシタC1によって積分され、次いで第一
フィードバック電圧としてパルス幅変調器10の入力端子
12に印加される。抵抗R1の両端の電圧も又第二フィード
バック電圧としてキャパシタC1を介してこの入力端子12
に印加される。これらの電圧に応答して変調器10がドラ
ンジスタT1の制御パルスの幅を制御し、平均充電電流を
所定値に実質上等しくさせる。スイッチS2によってモー
タＭが電池６と並列に接続される。スイッチS2が閉じる
とこの回路によってモータＭに電源電圧が供給される。
スイッチS2が閉じると同時にパルス幅変調器10の入力端
子12がスイッチS3によって第一制御アンプの出力端子に
接続される。モータＭの両端の電圧は第１の場合と同様
な方法によって実質的に一定に保たれている。第５図の
回路に於いても、第３図で示されるように、トランジス
タT1のエミッタを設置することも可能である事は明らか
であろう。
第６図は本発明の電源回路の第４実施例を示し、同一
の部分は第１図と同一の参照番号が付されている。この
実施例に於いては、トランジスタスイッチS1は、比較的
ゆっくりとターンオフする高電圧トランジスタT2と比較
的早くターンオフする低電圧トランジスタT1を直列に接
続したものである。キャパシタC2はトランジスタT2のベ
ースとトランジスタT1のエミッタの間に接続されてい
る。さらに、このトランジスタT2のベースは、ツェナー
ダイオードZ1によって接地されていて、かつスイッチS4
と抵抗R3の直列回路を介して、順方向期間中正になる側
の２次巻線n2の端子に接続されている。抵抗R3を電流源
に置き換えてもよいことに注意されたい。スイッチS4は
パルス幅変調器10が発生させるパルスによって開閉され
る。それらのパルスはトランジスタT1用の制御パルスと
幅が同じである。
の部分は第１図と同一の参照番号が付されている。この
実施例に於いては、トランジスタスイッチS1は、比較的
ゆっくりとターンオフする高電圧トランジスタT2と比較
的早くターンオフする低電圧トランジスタT1を直列に接
続したものである。キャパシタC2はトランジスタT2のベ
ースとトランジスタT1のエミッタの間に接続されてい
る。さらに、このトランジスタT2のベースは、ツェナー
ダイオードZ1によって接地されていて、かつスイッチS4
と抵抗R3の直列回路を介して、順方向期間中正になる側
の２次巻線n2の端子に接続されている。抵抗R3を電流源
に置き換えてもよいことに注意されたい。スイッチS4は
パルス幅変調器10が発生させるパルスによって開閉され
る。それらのパルスはトランジスタT1用の制御パルスと
幅が同じである。
制御パルスが存在しなくなるとトランジスタT1がター
ンオフし、スイッチS4が開く。次いで、トランジスタT2
のコレクタ・ベース容量に蓄えられた電荷と空間電荷が
キャパシタC2に流れ込む。このキャパシタの両端にかか
る電圧は、ツェナーダイオードによって制限される。こ
れによってトランジスタT2は瞬時にターンオフする。次
のパルスがスタートするとトタンジスタT2にベース電流
がキャパシタC2を介して供給され、この電流はトランジ
スタT2のベース・エミッタとトランジスタT1のコレクタ
・エミッタを介して放電される。これによりトランジス
タT2は瞬時にターンオンすることができる。トランジス
タT2のベース電流は、この時閉じているスイッチS4と抵
抗R3を介して、２次巻線n2の両端の正の電圧によって発
生する。これ以外、この回路は第１図と同様に動作す
る。
ンオフし、スイッチS4が開く。次いで、トランジスタT2
のコレクタ・ベース容量に蓄えられた電荷と空間電荷が
キャパシタC2に流れ込む。このキャパシタの両端にかか
る電圧は、ツェナーダイオードによって制限される。こ
れによってトランジスタT2は瞬時にターンオフする。次
のパルスがスタートするとトタンジスタT2にベース電流
がキャパシタC2を介して供給され、この電流はトランジ
スタT2のベース・エミッタとトランジスタT1のコレクタ
・エミッタを介して放電される。これによりトランジス
タT2は瞬時にターンオンすることができる。トランジス
タT2のベース電流は、この時閉じているスイッチS4と抵
抗R3を介して、２次巻線n2の両端の正の電圧によって発
生する。これ以外、この回路は第１図と同様に動作す
る。
この発明はここで開示した実施例に限定されない。本
発明の範囲内で、当業者は多くの変形例を考えることが
できよう。例えば、抵抗R1の両端の電圧を、キャパシタ
代わりに他の方法でパルス幅変調器の第二入力端子に印
加することも可能である。
発明の範囲内で、当業者は多くの変形例を考えることが
できよう。例えば、抵抗R1の両端の電圧を、キャパシタ
代わりに他の方法でパルス幅変調器の第二入力端子に印
加することも可能である。
ここで述べた実施例に於いては、電源回路はどの場合
にもフライバックコンバータとして構成されている。し
かしながら、ダイオードD1の極正を反転させることによ
って、この回路を順方向コンバータにすることも出来
る。さらにトランジスタスイッチS1を図示した方法以外
で構成することもできる。実施例に示されたアッテネー
タは全ての場合に必要とされるわけではなく省略しても
よい。さらに、この電源回路の負荷は他のいかなる負荷
でもかまわない。この負荷がモータの場合には、キャパ
シタを実施例のモータと並列に接続しても良い。
にもフライバックコンバータとして構成されている。し
かしながら、ダイオードD1の極正を反転させることによ
って、この回路を順方向コンバータにすることも出来
る。さらにトランジスタスイッチS1を図示した方法以外
で構成することもできる。実施例に示されたアッテネー
タは全ての場合に必要とされるわけではなく省略しても
よい。さらに、この電源回路の負荷は他のいかなる負荷
でもかまわない。この負荷がモータの場合には、キャパ
シタを実施例のモータと並列に接続しても良い。
第１図は本発明の電源回路の第１実施例を示し、 第２図は第１図の回路の動作を説明するためのいくつか
の電圧特性を示し、 第３図は本発明の電源回路の第２実施例を示し、 第４図は第３図に示された回路の動作を説明するための
いくつかの電圧特性を示し、 第５図は本発明の電源回路の第３実施例を示し、 第６図は本発明の電源回路の第４実施例を示す。 1,2,11,12……入力端子、 3,4,13,21,31……出力端子、 ６……電池、10……パルス幅変調器、 20……発振器、30……参照電圧源、 40……制御アンプ、50,55……アッテネータ、 56……積分器、60……第二制御アンプ
の電圧特性を示し、 第３図は本発明の電源回路の第２実施例を示し、 第４図は第３図に示された回路の動作を説明するための
いくつかの電圧特性を示し、 第５図は本発明の電源回路の第３実施例を示し、 第６図は本発明の電源回路の第４実施例を示す。 1,2,11,12……入力端子、 3,4,13,21,31……出力端子、 ６……電池、10……パルス幅変調器、 20……発振器、30……参照電圧源、 40……制御アンプ、50,55……アッテネータ、 56……積分器、60……第二制御アンプ
Claims (9)
- 【請求項１】・入力電圧が印加される第一及び第二入力
端子の間に接続されている、少なくとも、トランスの１
次巻線、トランジスタスイッチ及び第一抵抗からなる直
列回路、 ・負荷に接続される第一および第二出力端子の間に介挿
された少なくともダイオードと前記トランスの２次巻線
からなる直列回路、 ・前記トランジスタスイッチに制御パルスを供給するパ
ルス幅変調器、 ・前記パルス幅変調器の第一入力端に鋸歯状波信号を供
給する発振器、及び ・前記パルス幅変調器の第二入力端に、参照信号とこの
電源回路の出力信号に比例する信号との差に対応する第
一フィードバック信号を供給する制御アンプ を有する電源回路において、 前記電源回路が、前記パルス幅変調器の前記第二入力端
に、前記第一抵抗の両端の前記電圧の前記波形と実質上
同一の波形を有するフィードバック信号を与える手段を
有している事を特徴とする電源回路。 - 【請求項２】第一端子が前記パルス幅変調器の前記第二
入力端に、第二端子が前記第一抵抗の一端に接続されて
いるキャパシタが、前記手段に設けられていることを特
徴とする請求項（１）に記載の電源回路。 - 【請求項３】前記発振器が負に傾斜した鋸歯状波信号を
発生させ、 前記第一抵抗の前記第二入力端子に接続されている側の
一端がアース電位の点に接続されていて、前記キャパシ
タの前記第二端子が、前記第一抵抗の前記第二入力端子
に接続されていない側の一端に接続されていることを特
徴とする請求項（２）に記載の電源回路。 - 【請求項４】・前記発振器が正に傾斜した鋸歯状波信号
を発生させ、 ・前記第一抵抗の前記第二入力端子に接続されていない
側の一端がアース電位の点に接続され、 ・前記キャパシタの前記第二端子が、前記第一抵抗の前
記第二入力端子に接続されている側の一端に接続されて
いる ことを特徴とする請求項（２）に記載の電源回路。 - 【請求項５】前記負荷がモータで、当該電源回路の前記
出力信号が、前記モータを回転させる電圧であることを
特徴とする請求項（１）、（２）、（３）または（４）
の何れかに記載の電源回路。 - 【請求項６】前記負荷が充電可能な電池で、当該電源回
路の前記出力信号が前記電池の充電電流であることを特
徴とする請求項（１）、（２）、（３）または（４）の
何れかに記載の電源回路。 - 【請求項７】モータが前記電池と並列に接続されてい
て、その並列接続状態で当該電源回路の前記出力信号が
前記モータを回転させる電圧であることを特徴とする請
求項（６）に記載の電源回路。 - 【請求項８】前記負荷が前記電池である場合に、参照信
号と前記電池の前記充電電流の平均値に比例する信号と
の差に対応するフィードバック信号を、前記パルス幅変
調器の前記第二入力端子に供給する第一制御アンプと、 前記負荷が前記モータと並列の前記電池である場合に、
参照信号と前記モータ電圧に比例する信号との差に対応
するフィードバック信号を、前記パルス幅変調器の前記
第二入力端子に供給する第二制御アンプと を有することを特徴とする請求項（７）に記載の電源回
路。 - 【請求項９】請求項（１）、（２）、（３）、（４）、
（５）、（６）、（７）または（８）の何れかに記載の
電源回路を有するシェーバ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8700161 | 1987-01-23 | ||
| NL8700161 | 1987-01-23 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63194577A JPS63194577A (ja) | 1988-08-11 |
| JP2704518B2 true JP2704518B2 (ja) | 1998-01-26 |
Family
ID=19849461
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63008213A Expired - Lifetime JP2704518B2 (ja) | 1987-01-23 | 1988-01-18 | 電源回路 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4764856A (ja) |
| EP (1) | EP0278128B1 (ja) |
| JP (1) | JP2704518B2 (ja) |
| KR (1) | KR970003818B1 (ja) |
| AT (1) | ATE78379T1 (ja) |
| CA (1) | CA1287105C (ja) |
| DE (1) | DE3780442T2 (ja) |
| HK (1) | HK39794A (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5204802A (en) * | 1988-11-23 | 1993-04-20 | Datacard Corporation | Method and apparatus for driving and controlling an improved solenoid impact printer |
| GB8907918D0 (en) * | 1989-04-07 | 1989-05-24 | Chloride Group Plc | Improvements in controllers for electrical loads |
| DE69010664T2 (de) * | 1990-03-12 | 1994-11-17 | Alcatel Nv | Schaltnetzteil. |
| US5519598A (en) * | 1992-01-14 | 1996-05-21 | Nippon Signal Co., Ltd. | Load driving circuit |
| US5245526A (en) * | 1992-02-07 | 1993-09-14 | Power Integrations, Inc. | Below ground current sensing with current input to control threshold |
| JPH11504798A (ja) * | 1996-02-12 | 1999-04-27 | フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ | 入力電圧の変化を補償するスイッチモード電源 |
| US5898283A (en) * | 1997-11-18 | 1999-04-27 | Western Digital Corporation | Voltage feedforward control system for a spindle motor of a disk drive |
| US6134123A (en) * | 1999-12-06 | 2000-10-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Switch-mode DC power supply, monolithic IC and hybrid IC for the same |
| US6781357B2 (en) * | 2001-09-27 | 2004-08-24 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for maintaining a constant load current with line voltage in a switch mode power supply |
| US6674656B1 (en) * | 2002-10-28 | 2004-01-06 | System General Corporation | PWM controller having a saw-limiter for output power limit without sensing input voltage |
| US7209321B1 (en) | 2003-07-31 | 2007-04-24 | Western Digital Technologies, Inc. | Disk drive pulse width modulating a voice coil motor using model reference current feedback |
| US7078942B2 (en) * | 2004-03-18 | 2006-07-18 | Hon Hai Precision Ind. Co., Ltd. | Driving apparatus for generating a driving current using PWM |
| DE102005011081A1 (de) * | 2005-03-08 | 2006-09-14 | Axel Muntermann | Akkumulator und Verfahren zu dessen Betrieb |
| US9502115B2 (en) * | 2014-03-28 | 2016-11-22 | Stmicroelectronics S.R.L. | Amplifier stage |
| KR102224289B1 (ko) * | 2014-04-08 | 2021-03-08 | 주식회사 솔루엠 | 전원장치 및 그의 구동방법 |
| CN104393761B (zh) * | 2014-12-15 | 2017-03-01 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 控制电路、集成电路和应用其的开关型变换器 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3350628A (en) * | 1964-07-16 | 1967-10-31 | Bell Telephone Labor Inc | Current regulator with a. c. and d. c. feedback |
| NL7706447A (nl) * | 1977-06-13 | 1978-12-15 | Philips Nv | Inrichting voor het voeden van een gelijkstroom- motor bevattende een accubatterij. |
| US4376263A (en) * | 1980-11-06 | 1983-03-08 | Braun Aktiengesellschaft | Battery charging circuit |
| JPS57127590U (ja) * | 1981-02-02 | 1982-08-09 | ||
| JPS59220071A (ja) * | 1983-05-26 | 1984-12-11 | Toshiba Corp | スイツチング制御回路 |
| JPS59220077A (ja) * | 1983-05-27 | 1984-12-11 | Hitachi Ltd | 異常検出回路を備えたインバ−タ |
| JPS60226772A (ja) * | 1984-04-24 | 1985-11-12 | Tdk Corp | スイツチング電源 |
| NL8500154A (nl) * | 1985-01-22 | 1986-08-18 | Koninkl Philips Electronics Nv | Zelf-oscillerende voedingsschakeling. |
| DE3508895A1 (de) * | 1985-03-13 | 1986-09-18 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Gleichspannungswandler mit mehreren geregelten ausgaengen |
| JPS61244271A (ja) * | 1985-04-22 | 1986-10-30 | Micron Kiki Kk | スイツチングレギユレ−タ |
| JPS61251481A (ja) * | 1985-04-25 | 1986-11-08 | Nippon Electric Ind Co Ltd | 交流電源装置 |
| JPS61262081A (ja) * | 1985-05-13 | 1986-11-20 | Sanken Electric Co Ltd | 直流安定化電源装置 |
| US4672518A (en) * | 1986-07-30 | 1987-06-09 | American Telephone And Telegraph Co., At&T Bell Labs | Current mode control arrangement with load dependent ramp signal added to sensed current waveform |
-
1987
- 1987-05-28 US US07/055,658 patent/US4764856A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-30 EP EP87202650A patent/EP0278128B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-30 AT AT87202650T patent/ATE78379T1/de active
- 1987-12-30 DE DE8787202650T patent/DE3780442T2/de not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-01-18 JP JP63008213A patent/JP2704518B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1988-01-20 KR KR1019880000389A patent/KR970003818B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1988-01-20 CA CA000556893A patent/CA1287105C/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-04-28 HK HK39794A patent/HK39794A/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR970003818B1 (ko) | 1997-03-22 |
| HK39794A (en) | 1994-05-06 |
| CA1287105C (en) | 1991-07-30 |
| US4764856A (en) | 1988-08-16 |
| EP0278128B1 (en) | 1992-07-15 |
| JPS63194577A (ja) | 1988-08-11 |
| DE3780442T2 (de) | 1993-02-25 |
| ATE78379T1 (de) | 1992-08-15 |
| DE3780442D1 (de) | 1992-08-20 |
| EP0278128A1 (en) | 1988-08-17 |
| KR880009298A (ko) | 1988-09-14 |
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