JPS60218124A - パルス幅変調電源におけるフイードフオワード回路およびその構成方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、フィードフォワード回路の技術に関し、さら
に詳しくは、直流電源にお１ノるパルス幅変調レギュレ
ータのためのフィードフォワード回路の技術に関する。

青果技術 パルス幅変調は、直流電圧の安定化においてにく知られ
た技術であり、前記直流電圧の安定化においては、入力
電圧おにび出力電流が幅広く変化しても、出力電圧は一
定に維持される。パルス幅変調技術を採用する電圧レギ
ュレータは、複雑な電子システムを駆動する電源におい
て広く使用されている。

種々のパルス幅変調器があるが、一般的に言ってそれら
はみな、出力矩形電圧および電流パルスを発生するため
の半導体スイッチング装置を採用しており、前記出力矩
形電圧および電流パルスは、Ｉｃフィルタ網によって有
効（切り換えられて一定の出力直流電圧レベルを作り出
す。出力電圧の大きさは、半導体スイッチのデユーティ
−比によってルリ御される。

前記一定の出力電圧を維持するために、通常は負帰還回
路が採用される。このような負帰還回路の採用は、出力
電圧のある固定された分圧部分を安定４ｒ電圧基準と比
較し、半導体スイッチのデユーティ−比を有効に制御す
る誤差信号を作成することを必要とする。

従来のスイッチング電源段は、トランジスタをオンおよ
びオフ状態に操作し、１〜ランジスタからの出力パルス
を、オンまたはオフ時間の関数である平均直流値に平滑
化する。出）〕パルスの平滑化は、スイッチングパルス
の振幅を平均化して一定の出力電圧を作り出す通常のフ
ィルタ回路によって達成される。

誤差信号のフィードバックは、電源ラインの周波数の多
数倍、例えば、２０ＫＨ２から２００ＫＨ２付近の公称
スイッチング速磨で動作する誤差増幅器および比較器に
よってなされる。前記誤差増幅器は、本質的には、誤差
信号を零にしてスイッチ装置の出力（例えば、抵抗器を
通してフィードバックされる）を基準電圧と等しくする
Ｊ：うに動作する。

ニー′：”：（Ｄ、胃二二創（゛富８富ご、前記出力電
圧が高くなりづ−ざると、スイッチング・トランジスタ
はオフされる。

これらの回路においては、スイッチ装置のパルス繰り返
し数を一定に保持し、パルス幅（オン時間）のみ変化す
るのを許すか、またはパルス幅を一定に保持してパルス
繰り返し数のみ変化するのを許すことによって、信頼で
きる発振および電圧調整が達成される。

この技術の常識によれば、上述のスイッチング・レギュ
レータは、直列スイッチング素子またはシャント・スイ
ッチング素子を使用することにより実現できる。

パルス幅を可変とする１つの方法は、誤差増幅　９− 器の出力を三角波と比較する方法であり、この場合、ス
イッチング・トランジスタのオン時間は、三角波が誤差
増幅器の出力より小さい時間によって決定される・。

これらの従来技術の回路は、多くの応用回路に有効であ
るが、入力電圧の変化に対する応答時間が遅すぎる。か
くして多くの場合、スイッチング・１〜ランジスタのデ
ユーティ−・サイクルは、入力電圧の変化を有効に補償
するには遅すぎる。

したがって、本発明の１つの目的は、入力端子の変動に
対して応答の速いスイッチング・レギュレータ回路を提
供することである。

本発明の他の目的は、入力電圧の変化に対する応答↑１
を高めるように回路のスイッチング・トランジスタのデ
ユーティ−・サイクルに影響を与゛えるべく、スイッチ
ング・レギュレータ回路において入力端子の一部をフィ
ードフォワードすることである。

本発明のさらに他の目的は、スイッチング・レギュレー
タ回路におレプる入力電圧の変化の影響を　１０− 打ち消すことである。

発明の開示 本発明は、入力端子の変化に対しＪ：リイｊ効かつ敏速
に応答するようにすることを含む上述の目的を、スイッ
チング・トランジスタのデ］−ティー・サイクルを制御
ターるフィードバック網中の要点に入力端子の一部をフ
ィードフＡワードすることによって達成する。

特に、入力端子は誤差増幅器の出力Ｊ：り下段の点まで
フィードフＡワードされる。誤差増幅器の出力は比較器
の１つの人力に与えられる。入力電圧は、選択された抵
抗器を通され、出力電圧に接続された仙の抵抗器の出力
と合成されて比較器のもう１つの人力に供給される。比
較器は誤差増幅器からの制御電圧入力を、入力電圧およ
び出力電圧の両方の影響の−Ｆに修正されたのこぎり電
圧レベルと比較し、のこぎり波形が制御電圧より上にな
るかまたは下になる度に、信号を出力してスイッチング
・１〜ランジスタの状態を変化させる。もしのこぎり波
と比較される制御電圧が変化すると、　１１− スイッチング・１〜ランジスタのオン時間が変化し、出
力電圧を一定に保つべくスイッチング・トランジスタの
デユーティ−・サイクルの長さを有効に変化する。

従来の技術 第１図は、入力端子１２および出力端子１３間において
降圧調整を行うための従来技術の通常のバック・フィー
トフＡワード回路を示す。この回路は、入力ノイズを濾
波するための入力コンデンサ１７を含み、このコンデン
サ１７は適当なスイッチング・トランジスタ２３に接続
されている。

スイッチング・トランジスタ２３は、そのベース、すな
わち制御側２３（１）に与えられる信号に従ってオンお
よびオフ状態に交互に切り換えられて、後に論するデユ
ーティ−・サイクルにて動作する。スイッチング・トラ
ンジスタ２３（この場合、このトランジスタはＮＰＮト
ランジスタとされている）のエミッタ出力はインダクタ
３１に接続されており、このインダクタ３１はさらにグ
ランドに導かれるコンデンサ３９に接続されてい　１２
　− る。スイッチング・１ヘランジスタ２３の出力は、さら
に、アノードを接地されたダイオード４１のカソードに
接続されている。

スイッチング・１〜ランジスタ２３がオンして導通して
いるとぎ、ダイオード４１は逆バイアスされ導通しない
。かくして１〜ランジスタ２３からの電流は、インダク
タ３１を通って］ンデンザ３９を充電するとともに出力
１３へ流れる。

１〜ランジスタ２３がオフに切り換わったとき、インダ
クタ３１は、１〜ランジスタ２３がオンであった間に存
在した電流レベルを維持する。インダクタ３１は、今ヤ
）順バイアスされているダイオード４１を通してグラン
ドから電流を引き込むことによって、前記電流、レベル
の維持を行う。そして、インダクタ３１を流れる電流が
減少し始めると、コンデンサ３９が、出力］３を実質的
に同じレベルに維持するＪ：うに補償するレベルの電流
を該出力１３に供給し始める。

嫡子１３にお（プる出力電圧レベルは、リーンプリング
回路、すなわちグランドへ直列に接続された　１３− 抵抗器６３．６７と、それらの抵抗器間に設けられた出
力タップ６９とを含む分圧器網によって監視される。か
くして、出力電圧の選択された部分が、該部分と基準電
圧レベルとを比較するための誤差増幅器７１に供給され
る。

誤差増幅器７１の制御電圧出力は、比較器８３１こ与え
られる。この比較器８３は、誤差増幅器７１からの誤差
増幅器制御電圧ｖ６およびのこぎり波発生器９４によっ
て作られるのこぎり電圧波形の指示の下にトランジスタ
２３のスイッチングを制御する。そして、前記鋸状波発
生器９４は、エミッタ接地されたトランジスタ９５、入
力端子に接続された抵抗器９６、およびランプを発生さ
せるコンデンサ９９を有している。のこぎり電圧は、の
こぎり波発生器９４によって作り出され、こののこぎり
波発生器９４は、発振器１０１によって作られて１〜ラ
ンジスタ９５のベースに与えられるパルス・パターンに
よって動作する。

この従来装置から得られる出力電圧は、スイッチング・
トランジスタ２３がオンしている時間と　１４− 発振器１０１によって作られたのこぎり波形の周期との
比によって決まる入力電圧の一部である。

比較器８３は、誤差増幅器７１の出力すなわち制御電圧
がのこぎり電圧波形のレベルを超える度にトランジスタ
２３がオンすることを保障する。

第１図の構成において、入力端子９８の変化に対する補
正は、積分抵抗器９６を、一定のバイアス電圧に接続し
くＫいで、入力端子に接続づることによって達成される
。バック・レニ１′：Ｉレータに対しては、この（１１
１成は、入力端Ｆ１：の変化に関して本質的に完全な補
正を実現さ−Ｖる。このようなバック・レギュレータで
は、出力電圧は、入力端子と発振器の一定周期に対する
オン時間の割合との積に比例する。抵抗器９６を入力電
圧に接続することによって、のこぎり波の振幅および傾
きは、入力電圧に比例するようにされ、このことは一定
の制御電圧において、オン時間を入力電圧に反比例する
ようにする。出力電圧は〔入力電圧〕×〔オン時間〕に
正比例し、そしてオン時間は入力電圧に反比例するから
、入力端子の如何なる変化も完　１５− 仝かつ即座に打ち消され、出力電圧は一定に保たれる。

このフィードフォワード補正技術は、よく知られており
、ここにおいて本発明の一部として権利主張されるもの
ではない。

ざらに詳しく言うと、バック構成において、入力端子９
８の変化に対するフィードフォワード補正は１、のこぎ
り波発生器の抵抗器９６を入力端子に接続することによ
って達成される。バック・レギュレータにおいては、出
力電圧は、入力電圧と発振器の一定周期に対するオン時
間の割合との積に比例する。ｔＪ−なわち、 Ｖｏｕｔ　−ｖｉｎｔｏｎ／丁　（１）ここで、Ｖｏｕ
ｔは出力電圧１３、■・は入力電圧９８、ｔｏｎはトラ
ンジスタ・スイッチ２３のオン時間、王は第１図Ａに示
される発振器１０１の周期である。正確なフィードフォ
ワードを行うために必要なオン時間は、式（１）から得
られ、ｔ””Ｖｏｕｔ　／Ｖｒｎ 。、　（２〉 となる。

抵抗器９６を入力電圧に接続することによって、　１６
− のこぎり波の振幅および傾きは入力電圧に比例するよう
にされ、一定の制■１電圧をＶ。に対して、オン時間を
入力端子に反比例させる。第１図に示す制御信号の波形
から、オン時間は、 ｔ　＝Ｖ　Ｔ／Ｖ、ｗ　（３） Ｏｎ　Ｃ によって与えられ、のこぎり波の振幅のピーク値ｖｓａ
ｗ’よ・ Ｖ、ｗ＝ＶｉｎＴ／（Ｒ，Ｃ，＞　（４）よって与えら
れる。

すると、オン時間は、 ｔｏ、＝Ｖｃ　（ＲＴｃ、）／Ｖｊ、　（５）となり、
この式は式（２）にＪ：って要求される形となっている
。ずなわら、オン時間は入力電圧に反比例している。定
数について解くと、ＶｏＲＴｃ■−ＴＶｏｕｔ　（６） が得られる。

所望の周期、出力電圧および制御電圧に対して必要なの
こぎり波発生器９４の時定数Ｒ，Ｃ，は式（６）ににっ
で与えられる。出力電圧は、（入力電圧）×〔オン時間
）に正比例しく式（１〉）、　１７− オン時間は入力電圧に反比例するから（式（５））、入
力電圧の如何なる変化も完全かつ即座に打ち潤され、出
力電圧は一定に保たれる。このフィードフォワード補正
技術はよく知られており、本発明の一部として権利主張
されるものではない。

実施例 第２図Ａは、本発明によるバック・ブーストないしはフ
ライバック・フィードフォワード・コンバータ回路を示
ず。本発明の入力電圧９８は、反対極性の入力コイルお
よび出力コイルを有する１〜ランス３３の一次］イルの
入力側に印加される。

前記−次コイルの他の側はスイッチング・トランジスタ
２３に接続されている。出力電圧レベルは、〔１ヘラン
ス３３の二次側および一次側間の巻き数比Ｎ〕×〔オン
時間とオフ時間との比〕だけ昇圧される。

第２図Ａのフライバック・］ンバータ回路は、第１図の
バック・］ンバー夕とは異なったタイプのフィードフォ
ワード補正を必要とする。何故ならば、フライバック・
コンバータの出力電圧は、　１８− （入力電圧）Ｘ［オン時間〕に正比例し、発振器の一定
周期に対する刺フ１４間の割合に反比例するからである
。すなわち、Ｎ＝１に３１して、■ｏ、ｔ　−Ｖｉ、１
′、ｏ１／し。ｆ［（７）ここで、■０１１１は出力電
圧、Ｖｉｎは入力電圧、１−６０は第２図Ｂのｊ〜ラン
ジスタ・スイッチ２３のオフ時間、１−ｏｆ［は第２図
Ｂの１〜ランジスタ・スイッチ２３のオフ時間である。

正確なフィードフォワードを行うために必要なオフ時間
とオフ時間との比は、（７）式から、 １Ｘｏｔ’ｒ／−’ｏｎ＝ｖ＋ｎ／ｖｏｔ＋ｔ　（８）
入力端子の変化を本質的に完全に１１ち消すためには、
本発明によるフィードフォワード補正は、オフ時間とオ
ン時間との比を入力端子に比例させな（プればならない
。これは、このフライバック・］ンバータにおいては、
入力端子および抵抗器９７に接続された抵抗器９６を使
用することににって達成される。ここで、前記抵抗器９
７は、出力電圧に接続されていて、抵抗器９６および９
７の６値に比例する選択された重みイ旧プをもって合算
　１９− された入力端子および出力電圧の合計に比例したのこぎ
り波の傾きおよび振幅のピーク値を作るように４【っで
いる。

かくして、Ｖｏが一定レベルであれば、入力電圧が増大
すると、制御電圧オフ時間とオン時間との比にノ、入力
端子に正比例して増大する。第２図Ｂに示ず制御信号の
波形から、オン時間は、１−ｏｎ＝　ｖｏＴ／Ｖ、ｖｌ
ｌ（９）によって与えられる。

王−１゜、＋ｔ。ｆｆを使うと、 ｔｏＢ　／　１Ｘｏｎ−ｖｓａｗ　／Ｖｏ　１　（１０
）が得られる。

（２）式に代入し、必要なのこぎり波の振幅について解
くと、 Ｖｓａｗ　−（Ｖｃ　／Ｖｏｕｔ　）　（Ｖ：ｎ＋Ｖｏ
ｕｔ　）（１１） 第２図△に示すフィートフォワード回路は、まさにこの
形でのこき゛り波の振幅を与える。すなわち、Ｖ３ａｗ
−（丁／ＲＴ　ＣＴ　）　（Ｖｉｎ十Ｖｏｕｔ　）（１
２） −２０− ここで、Ｒ□１−Ｒ工、−Ｒ□である。回路定数につい
て解くと、 ＲＴＣＴ−ＴＶｏ、、ｔ／ＶＣ（１３）力樋ｑられる。

これらの回路定数により、オフ時間とオフ時間との比は
入力端１丁に比例するようにされる。すなわち’　”　
Ｏ丁ｒ　”　０１１”””　ｉｌｌ／ＶＯ１ｌｔとされ
る・・出力電圧ｌＪ上、［人力電汁］ン〔Δ）ＩＫ′１
間とオン時間との比〕に正比例し、オフ時間とオフ時間
との比は入力端子に正比例するから、入力端子の如何な
る変化も本質的に完全かつ即座に打ち消され、出力電圧
が一定に保たれる。フライバック・］ンバータに対する
このフィートフォワード技術は、ここにおいて権利主張
されるように新規なものであると考えられる。

上記説明は、当業者に本発明の変形ないしは関連する具
体化を発展さＵるかも知れないが、それらの変形および
具体化はやはり本発明の範囲に入る。したがって、特許
請求の範囲を参照することが促される。何故ならば￥”
ｊ　Ｋ’［請求の範囲が、ここ　２１− に述べられている本発明の境界を詳細に定義するからで
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図Ａは従来技術のパック・フィードフォワード回路
、第１図Ｂは前記従来回路に関連する電圧波形、第２図
Ａは本発明によるフライバック・フィードフォワード回
路構成、第２図Ｂはこの実施例に関連する電圧波形をそ
れぞれ示す。 １２・・・入力端子、１３・・・出力端子、２３・・・
スイッチング・１ヘランジスタ、２３（１）・・・制御
側、３３・・・１〜ランス、３９・・・」ンデンザ、４
１・・・ダイオード、６３．６７・・・抵抗器、７１・
・・誤差増幅器、８３・・・比較器、９４・・・のこぎ
り波発生器、９６．９７・・・抵抗器、９８・・・入力
電圧、１０１・・・発振器。 特許出願人　ユナイテッド・チクノロシーズ・］−ポレ
イション 代　理　人　弁理士　大食　泉 　２２−

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. （１）回路入力および回路出力を含む、パルス幅変調直
   流電源におりるフィードフォワード回路であって、 それぞれ入力側および出力側を備えた一次側および二次
   側を含む、電流レベルおＪ：び電圧レベルを修正するた
   めのトランス手段を有し、入力側、出力側おにび制御側
   を含む、連続するオンおよびオフ状態にて前記−次側に
   電力を通過させるためのスイッチング手段を有し、前記
   回路出力に関して電流を伝達するためのダイオード手段
   を有し、前記二次側および前記ダイオード手段は電気的
   に１列に接続され、前記ダイオード手段は前記スイッチ
   ング手段のオン状態の間通バイアスされ、 出力側および接地側を含む、電荷を蓄えるためのキャパ
   シタ手段を有し、該キャパシタ手段の前記出力側は前記
   回路出力に電気的に接続され、前記回路出力における出
   力電圧の選択された部分を抽出するためのサンプリング
   手段を有し、誤差出力を含む、前記出力電圧の前記選択
   された部分と選択された基準電圧との間の誤差を得るた
   めの誤差手段を有し、 特定の傾きおよび振幅のピーク値を有する鋸歯状波形を
   作るための鋸歯状波手段を有し、のこぎり波入力、誤差
   入力および出力を含む、のこぎり波入力および誤差入力
   の各レベル間の差に関連して前記スイッチング手段のオ
   ン時間およびオフ時間を制御するための比較手段を有し
   、前記のこぎり波形の傾きおよび振幅のピーク値の大き
   ざを修正するためのフィードフォワード手段を有し、そ
   れによって該フィードフォワード手段は前記スイッチン
   グ手段のデユーティ−・ザイクルを精密に修正するのに
   有効である、パルス幅変調電源におけるフィードフォワ
   ード回路。
2. （２）回路人力および回路出力を含む、パルス幅変調電
   源におＣプるフィードフォワード回路を構成する方法で
   あって、 ａ）通過される電力の電流レベルおよび電圧レベルを修
   正するために、前記回路入力および回路出力の間に１〜
   ランス手段を設（プる段階を含み、前記トランス手段は
   それぞれ入力側および出力側を備えた一次側（１３よび
   −１次側を含み、ｂ）入力端、出力側および１１す伸側
   を含む、連続するオンＡ’３よびオフ状態にて前記一次
   側に関して、電力を通過さ−けるだめのスイッチング手
   段を周期的にオン状態およびオフ状態に切り換える段階
   を含み、 Ｃ）前記回路出力に関して電流を伝達するだめのダイオ
   ード手段を電気的に接続する段階を含み、前記二次側お
   よび前記ダイオード手段は直列に設（プられ、前記ダイ
   オード手段は前記スイッチング手段のオン状態の間順バ
   イアスされ、 ｄ〉出力側および接地側を含む、電荷を蓄えるためのキ
   ャパシタ手段を電気的に接続する段階を含み、前記キャ
   パシタ手段の出力側は前記回路出力に電気的に接続され
   、 ｅ〉前記回路出力における出力電圧の選択された部分を
   抽出するためのリンブリング手段を僅える段階を含み、 ｆ〉誤差出力を含む、前記出力電圧の選択された部分と
   選択された基準電圧との間の誤差を作るための誤差手段
   を設（プる段階を含み、Ω〉特定の傾きおよび振幅のピ
   ーク値を有するのこぎり波形を作るためののこぎり波手
   段を備える段階を含み、 ｈ）のこぎり波人力、誤差入力および出力を含む、前記
   のこぎり波および誤差入力の各レベル間の差に関して前
   記スイッチング手段のオン時間およびオフ時間を制御す
   るための比較手段を設（プる段階を含み、 ｉ）前記のこぎり波形の傾きａ３よび振幅のピーク値の
   大きさを修正するためのフィードフォワード手段を僅え
   る段階を含み、それによって該フィードフォワード手段
   は、前記スイッチング手段のデユーディー・リーイクル
   を精密に修正するのに有効である、 パルス幅変調電源にお（）るフィードフォワード回路構
   成方法１゜
3. （３）前記比較手段の出力は前記スイッチング手段の制
   御側に接続されている特許請求の範囲第１項記載のパル
   ス幅変調電源におりるフィードフォワード回路。
4. （４）前記リンブリング手段は、抽出するべき前記出力
   電圧の選択される部分を決定するだめの分圧回路を含む
   特許請求の範囲第１項記載のパルス幅変調電源におりる
   フィードフォワード回路。
5. （５）前記フィードフォワード手段は、それぞれ一方の
   側において前記回路入力と回路出力に接続され、他方の
   側において前記のこぎり波入力に電気的に接続された、
   前記のこぎり波人力レベルを修正するための第一および
   第二の抵抗手段を含む特許請求の範囲第１項記載のパル
   ス幅変調電源にあけるフィードフォワード回路。
6. （６）前記のこぎり波手段は、スイッチング周　５　− 則を作るための発振器を含む特許請求の範囲第１項記載
   のパルス幅変調電源におりるフィードフォワード回路。
7. （７）前記比較手段の出力は前記スイッチング手段の制
   御側に接続されている特許請求の範囲第２項記載のパル
   ス幅変調電源にお【プるフィードフォワード回路構成方
   法。
8. （８）前記リンブリング手段Ｉ、１１、抽出するべき前
   記出力電圧の選択される部分を決定するための分圧回路
   を含む特許請求の範囲第２項記載のパルス幅変調電源に
   お【プるフィードフォワード回路構成方法。
9. （９）前記フィードフォワード手段は、それぞれ一方の
   側において前記回路人力と回路出力に接続され、他方の
   側において前記のこぎり波人力に電気的に接続された、
   前記のこぎり波入力レベルを修正するための第一および
   第二の抵抗手段を含む特許請求の範囲第２項記載のパル
   ス幅変調電源におけるフィードフォワード回路構成方法
   。
10. （１０）前記のこぎり波手段は、スイッチング　６− 周期を作るための発振器を含む特８′［請求の範囲第２
    項記載のパルス幅変調電源にお（〕るフィードフォワー
    ド回路構成方法。