JPH07264846A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH07264846A JPH07264846A JP6049555A JP4955594A JPH07264846A JP H07264846 A JPH07264846 A JP H07264846A JP 6049555 A JP6049555 A JP 6049555A JP 4955594 A JP4955594 A JP 4955594A JP H07264846 A JPH07264846 A JP H07264846A
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- output voltage
- circuit
- power supply
- switching power
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
Abstract
(57)【要約】
【目的】プライマリ制御型スイッチング電源回路に関
し、低出力電圧の場合でも、二次側の出力電圧検出回路
を動作可能にすることを目的とする。 【構成】プライマリ制御型スイッチング電源回路におい
ては、制御回路１からの制御信号に応じて一次側の電流
をスイッチングすることによってトランスＴの二次側に
発生する交番電圧を整流平滑して出力電圧を発生すると
ともに、出力電圧検出回路２をトランスの二次側に備え
て、出力電圧に基づく被検出電圧と基準電圧との誤差を
検出して、誤差に対応する検出信号を制御回路１に送信
することによって出力電圧を一定に保つ。この場合に、
出力電圧に接続したチョークＬ２を経て出力電圧を一次
側のスイッチング周波数で断続したときのチョークＬ２
の誘起電圧を整流平滑して得た直流電圧を、出力電圧検
出回路２における検出信号送信部分の駆動電源として供
給することで構成する。
し、低出力電圧の場合でも、二次側の出力電圧検出回路
を動作可能にすることを目的とする。 【構成】プライマリ制御型スイッチング電源回路におい
ては、制御回路１からの制御信号に応じて一次側の電流
をスイッチングすることによってトランスＴの二次側に
発生する交番電圧を整流平滑して出力電圧を発生すると
ともに、出力電圧検出回路２をトランスの二次側に備え
て、出力電圧に基づく被検出電圧と基準電圧との誤差を
検出して、誤差に対応する検出信号を制御回路１に送信
することによって出力電圧を一定に保つ。この場合に、
出力電圧に接続したチョークＬ２を経て出力電圧を一次
側のスイッチング周波数で断続したときのチョークＬ２
の誘起電圧を整流平滑して得た直流電圧を、出力電圧検
出回路２における検出信号送信部分の駆動電源として供
給することで構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、プライマリ制御型スイ
ッチング電源回路に関し、特に低出力電圧の場合でも、
二次側出力電圧検出回路を動作させることができる、ス
イッチング電源回路に関するものである。
ッチング電源回路に関し、特に低出力電圧の場合でも、
二次側出力電圧検出回路を動作させることができる、ス
イッチング電源回路に関するものである。
【０００２】伝送装置や交換装置等における電子回路の
駆動用電源としては、外部雑音やサージ等の影響を避け
るため交流変換方式を使用して、主電源（−４８Ｖ）と
はトランスを介して絶縁した低電圧の直流電源を用い、
これによって動作するように構成されている。そのた
め、二次側に設けられた出力電圧検出回路の検出信号を
用い、フォトカプラ等を介して一次側において制御を行
うことによって、出力電圧を安定化する方式がとられて
いる。
駆動用電源としては、外部雑音やサージ等の影響を避け
るため交流変換方式を使用して、主電源（−４８Ｖ）と
はトランスを介して絶縁した低電圧の直流電源を用い、
これによって動作するように構成されている。そのた
め、二次側に設けられた出力電圧検出回路の検出信号を
用い、フォトカプラ等を介して一次側において制御を行
うことによって、出力電圧を安定化する方式がとられて
いる。
【０００３】このような電子回路の駆動用電源の電圧と
しては、従来、直流５Ｖまたは１２Ｖ等が使用されてい
るが、これらの電子回路を構成するＩＣ（Integrated C
ircuit）の高集積化に伴って低電圧化され、３Ｖまたは
それ以下の電圧を使用できるようにすることが要求され
ている。
しては、従来、直流５Ｖまたは１２Ｖ等が使用されてい
るが、これらの電子回路を構成するＩＣ（Integrated C
ircuit）の高集積化に伴って低電圧化され、３Ｖまたは
それ以下の電圧を使用できるようにすることが要求され
ている。
【０００４】スイッチング電源回路の出力電圧が低い場
合、二次側に設けられた出力電圧検出回路が動作できな
くなる。そこでこのような場合、出力電圧検出回路用と
して別の電源回路を用意することによって、スイッチン
グ電源回路が動作可能なようにすることが必要である。
合、二次側に設けられた出力電圧検出回路が動作できな
くなる。そこでこのような場合、出力電圧検出回路用と
して別の電源回路を用意することによって、スイッチン
グ電源回路が動作可能なようにすることが必要である。
【０００５】
【従来の技術】図７は、従来のプライマリ制御型スイッ
チング電源回路の一例を示したものであって、（ａ）は
全体の回路構成を示し、（ｂ）は出力電圧検出回路の詳
細構成を示している。
チング電源回路の一例を示したものであって、（ａ）は
全体の回路構成を示し、（ｂ）は出力電圧検出回路の詳
細構成を示している。
【０００６】図中、Ｔは交流変換用トランスを示し、Ｎ
１，Ｎ２，Ｎ３はそれぞれ巻線である。Ｔｒはスイッチ
ング用トランジスタであって、制御回路１から駆動信号
をベースに与えられることによって、電源（−４８Ｖ）
から一次巻線Ｎ１を経て断続電流を流し、これによって
二次巻線Ｎ２に矩形波の電圧を発生する。制御回路１
は、起動時、抵抗Ｒ０を経て−４８Ｖから電源を供給さ
れて動作し、起動後は三次巻線Ｎ３の発生電圧をダイオ
ードＤ０を経て整流した電圧によって動作する。
１，Ｎ２，Ｎ３はそれぞれ巻線である。Ｔｒはスイッチ
ング用トランジスタであって、制御回路１から駆動信号
をベースに与えられることによって、電源（−４８Ｖ）
から一次巻線Ｎ１を経て断続電流を流し、これによって
二次巻線Ｎ２に矩形波の電圧を発生する。制御回路１
は、起動時、抵抗Ｒ０を経て−４８Ｖから電源を供給さ
れて動作し、起動後は三次巻線Ｎ３の発生電圧をダイオ
ードＤ０を経て整流した電圧によって動作する。
【０００７】ＰＣ２はフォトカプラの受光側であって、
二次側に設けられている出力電圧検出回路２のフォトカ
プラの発光側ＰＣ１からの光信号の大きさに応じて変化
する制御信号を制御回路１に供給し、これによって制御
回路１は、スイッチングトランジスタＴｒに供給する駆
動信号を制御して、出力電圧ＶO を一定に保つ。
二次側に設けられている出力電圧検出回路２のフォトカ
プラの発光側ＰＣ１からの光信号の大きさに応じて変化
する制御信号を制御回路１に供給し、これによって制御
回路１は、スイッチングトランジスタＴｒに供給する駆
動信号を制御して、出力電圧ＶO を一定に保つ。
【０００８】ダイオードＤ１，Ｄ２は、二次巻線Ｎ２の
矩形波電圧を整流し、整流電圧によってチョークＬ１，
コンデンサＣ０からなる平滑回路を経て、＋５Ｖの出力
電圧ＶO が発生する。
矩形波電圧を整流し、整流電圧によってチョークＬ１，
コンデンサＣ０からなる平滑回路を経て、＋５Ｖの出力
電圧ＶO が発生する。
【０００９】出力電圧検出回路２において、ＩＣ１は可
変定電圧発生回路であって、（ｂ）に示すような回路構
成を有している。演算増幅器ＯＰ１は、出力電圧ＶO を
抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分割した電圧Ｖi を基準電圧Ｖ
ref と比較して、誤差電圧に応じて出力電圧ＶOPを発生
し、これによって、フォトカプラの発光側ＰＣ１の電圧
ＶPC1 が変化するので、発生光の大きさが変化してフォ
トカプラの受光側ＰＣ２に伝達されることによって、制
御回路１を介して、出力電圧ＶO を一定にする制御が行
われる。
変定電圧発生回路であって、（ｂ）に示すような回路構
成を有している。演算増幅器ＯＰ１は、出力電圧ＶO を
抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分割した電圧Ｖi を基準電圧Ｖ
ref と比較して、誤差電圧に応じて出力電圧ＶOPを発生
し、これによって、フォトカプラの発光側ＰＣ１の電圧
ＶPC1 が変化するので、発生光の大きさが変化してフォ
トカプラの受光側ＰＣ２に伝達されることによって、制
御回路１を介して、出力電圧ＶO を一定にする制御が行
われる。
【００１０】この際、出力電圧ＶO と各部電圧の間には
次の関係がある。なお、ＶR3はフォトカプラの発光側Ｐ
Ｃ１に直列に挿入された抵抗Ｒ３の電圧降下である。 ＶO ＝ＶR3＋ＶPC1 ＋ＶOP …（１） いま、Ｖref ＝２．５Ｖとすると、 ＶOP＞２．５Ｖ …（２） また一般に、 ＶPC1 ＞１．５Ｖ …（３） 従って、出力電圧ＶO としては、 ＶO ＞４Ｖ となる。
次の関係がある。なお、ＶR3はフォトカプラの発光側Ｐ
Ｃ１に直列に挿入された抵抗Ｒ３の電圧降下である。 ＶO ＝ＶR3＋ＶPC1 ＋ＶOP …（１） いま、Ｖref ＝２．５Ｖとすると、 ＶOP＞２．５Ｖ …（２） また一般に、 ＶPC1 ＞１．５Ｖ …（３） 従って、出力電圧ＶO としては、 ＶO ＞４Ｖ となる。
【００１１】図７に示された従来のプライマリ制御型ス
イッチング電源回路では、出力電圧を３Ｖ等の低電圧と
する場合、二次側の出力電圧検出回路を動作させること
ができなかった。
イッチング電源回路では、出力電圧を３Ｖ等の低電圧と
する場合、二次側の出力電圧検出回路を動作させること
ができなかった。
【００１２】図８は、従来のプライマリ制御型スイッチ
ング電源回路の他の例を示したものであって、図７にお
けると同じものを同じ番号で示し、Ｎ４はトランスＴの
四次巻線、Ｄ３は整流用ダイオード、Ｒ５は抵抗、Ｃ２
は平滑用コンデンサである。
ング電源回路の他の例を示したものであって、図７にお
けると同じものを同じ番号で示し、Ｎ４はトランスＴの
四次巻線、Ｄ３は整流用ダイオード、Ｒ５は抵抗、Ｃ２
は平滑用コンデンサである。
【００１３】図８において、四次巻線Ｎ４は二次巻線Ｎ
２と直列に接続されていて、ダイオードＤ３は巻線Ｎ２
と巻線Ｎ４の発生電圧を加算した電圧を整流し、整流電
圧によって抵抗Ｒ５，コンデンサＣ２からなる平滑回路
を経て、出力電圧Ｖ1 を発生する。出力電圧Ｖ１は、抵
抗Ｒ３とフォトカプラの発光側ＰＣ１および可変定電圧
発生回路ＩＣ１に印加される。
２と直列に接続されていて、ダイオードＤ３は巻線Ｎ２
と巻線Ｎ４の発生電圧を加算した電圧を整流し、整流電
圧によって抵抗Ｒ５，コンデンサＣ２からなる平滑回路
を経て、出力電圧Ｖ1 を発生する。出力電圧Ｖ１は、抵
抗Ｒ３とフォトカプラの発光側ＰＣ１および可変定電圧
発生回路ＩＣ１に印加される。
【００１４】出力電圧Ｖ1 は、四次巻線Ｎ４を設けたこ
とによって、出力電圧ＶO より任意に高くすることが可
能であり、従って図７の回路によれば、出力電圧ＶO が
例えば３Ｖのように低い場合でも、出力電圧検出回路２
が動作可能である。
とによって、出力電圧ＶO より任意に高くすることが可
能であり、従って図７の回路によれば、出力電圧ＶO が
例えば３Ｖのように低い場合でも、出力電圧検出回路２
が動作可能である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来のプ
ライマリ制御型スイッチング電源回路では、３Ｖ等の低
出力電圧の場合、二次側の出力電圧検出回路が動作不能
になるという問題があった。
ライマリ制御型スイッチング電源回路では、３Ｖ等の低
出力電圧の場合、二次側の出力電圧検出回路が動作不能
になるという問題があった。
【００１６】この場合、トランスに四次巻線を設けて出
力電圧より高い駆動電源電圧を発生することによって、
出力電圧検出回路を動作可能にすることができるが、こ
の場合は、トランスの巻線が増加するため、トランスの
小型化，薄型化の制約条件である、端子数や鉄心の巻線
用窓面積等の制限を満たすことができなくなる場合があ
って、実施困難であるという問題があった。
力電圧より高い駆動電源電圧を発生することによって、
出力電圧検出回路を動作可能にすることができるが、こ
の場合は、トランスの巻線が増加するため、トランスの
小型化，薄型化の制約条件である、端子数や鉄心の巻線
用窓面積等の制限を満たすことができなくなる場合があ
って、実施困難であるという問題があった。
【００１７】本発明は、このような従来技術の課題を解
決しようとするものであって、プライマリ制御型スイッ
チング電源回路において、出力電圧が低い場合でも、二
次側の出力電圧検出回路が動作可能なようにすることで
き、またこの際、大きさや取り付けスペース等の制約を
受けることがないようにすることを目的としている。
決しようとするものであって、プライマリ制御型スイッ
チング電源回路において、出力電圧が低い場合でも、二
次側の出力電圧検出回路が動作可能なようにすることで
き、またこの際、大きさや取り付けスペース等の制約を
受けることがないようにすることを目的としている。
【００１８】
(1) プライマリ制御型スイッチング電源回路の出力電圧
が低い場合には、二次側に設けられた出力電圧検出回路
における検出信号送信部分を動作させることができなく
なるが、この場合に、二次側にスイッチング周波数で動
作するチョッパ回路を設けて、その整流出力電圧を出力
電圧検出回路の検出信号送信部分の駆動用電源として用
いることによって、出力電圧検出回路を動作可能にす
る。
が低い場合には、二次側に設けられた出力電圧検出回路
における検出信号送信部分を動作させることができなく
なるが、この場合に、二次側にスイッチング周波数で動
作するチョッパ回路を設けて、その整流出力電圧を出力
電圧検出回路の検出信号送信部分の駆動用電源として用
いることによって、出力電圧検出回路を動作可能にす
る。
【００１９】(2) さらに、出力電圧検出回路における被
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このチョッパ
回路の整流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加
算した電圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出
信号送信部分の駆動用電源および被検出電圧として用い
ることによって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このチョッパ
回路の整流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加
算した電圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出
信号送信部分の駆動用電源および被検出電圧として用い
ることによって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
【００２０】(3) プライマリ制御型スイッチング電源回
路の出力電圧が低い場合には、二次側に設けられた出力
電圧検出回路における検出信号送信部分を動作させるこ
とができなくなるが、この場合に、二次側における平滑
前の整流電圧をピーク整流して得た直流電圧を出力電圧
検出回路の検出信号送信部分の駆動用電源として用いる
ことによって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
路の出力電圧が低い場合には、二次側に設けられた出力
電圧検出回路における検出信号送信部分を動作させるこ
とができなくなるが、この場合に、二次側における平滑
前の整流電圧をピーク整流して得た直流電圧を出力電圧
検出回路の検出信号送信部分の駆動用電源として用いる
ことによって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
【００２１】(4) さらに、出力電圧検出回路における被
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このピーク整
流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加算した電
圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出信号送信
部分の駆動用電源および被検出電圧として用いることに
よって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このピーク整
流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加算した電
圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出信号送信
部分の駆動用電源および被検出電圧として用いることに
よって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
【００２２】
(1) 図１は、本発明の原理的構成を示したものである。
プライマリ制御型スイッチング電源回路においては、ト
ランスＴの一次側に設けられた制御回路１からの制御信
号に応じて一次側の電流をスイッチングすることによっ
て、トランスＴの二次側に発生する交番電圧を整流平滑
して出力電圧を発生するとともに、出力電圧検出回路２
をトランスの二次側に設けて、この出力電圧に基づく被
検出電圧と基準電圧との誤差を検出して、この誤差に対
応する検出信号を制御回路１に送信し、制御回路１がこ
の検出信号に応じて制御信号を発生することによって出
力電圧を一定に保つ制御が行われる。
プライマリ制御型スイッチング電源回路においては、ト
ランスＴの一次側に設けられた制御回路１からの制御信
号に応じて一次側の電流をスイッチングすることによっ
て、トランスＴの二次側に発生する交番電圧を整流平滑
して出力電圧を発生するとともに、出力電圧検出回路２
をトランスの二次側に設けて、この出力電圧に基づく被
検出電圧と基準電圧との誤差を検出して、この誤差に対
応する検出信号を制御回路１に送信し、制御回路１がこ
の検出信号に応じて制御信号を発生することによって出
力電圧を一定に保つ制御が行われる。
【００２３】本発明においては、この場合に、出力電圧
に接続したチョークＬ２を経て、出力電圧をスイッチン
グ周波数で断続し、このときチョークＬ２に誘起される
電圧を整流平滑して直流電圧を得て、これを出力電圧検
出回路２における検出信号送信部分の駆動電源として供
給する。
に接続したチョークＬ２を経て、出力電圧をスイッチン
グ周波数で断続し、このときチョークＬ２に誘起される
電圧を整流平滑して直流電圧を得て、これを出力電圧検
出回路２における検出信号送信部分の駆動電源として供
給する。
【００２４】従って本発明によれば、スイッチング電源
回路の出力電圧が低いため、二次側に設けられた出力電
圧検出回路における検出信号送信部分を動作させること
ができない場合でも、この部分を動作可能にして、出力
電圧検出回路を動作可能にすることができる。
回路の出力電圧が低いため、二次側に設けられた出力電
圧検出回路における検出信号送信部分を動作させること
ができない場合でも、この部分を動作可能にして、出力
電圧検出回路を動作可能にすることができる。
【００２５】(2) さらに、出力電圧検出回路における被
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このチョッパ
回路の整流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加
算した電圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出
信号送信部分の駆動用電源および被検出電圧として用い
るようにしたので、出力電圧検出回路が動作可能とな
る。
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このチョッパ
回路の整流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加
算した電圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出
信号送信部分の駆動用電源および被検出電圧として用い
るようにしたので、出力電圧検出回路が動作可能とな
る。
【００２６】(3) (1) と同様なプライマリ制御型スイッ
チング電源回路において、二次側における平滑前の整流
電圧をピーク整流して直流電圧を得て、これを出力電圧
検出回路２における検出信号送信部分の駆動電源として
供給する。
チング電源回路において、二次側における平滑前の整流
電圧をピーク整流して直流電圧を得て、これを出力電圧
検出回路２における検出信号送信部分の駆動電源として
供給する。
【００２７】従って本発明によれば、スイッチング電源
回路の出力電圧が低いため、二次側に設けられた出力電
圧検出回路における検出信号送信部分を動作させること
ができない場合でも、この部分を動作可能にして、出力
電圧検出回路を動作可能にすることができる。
回路の出力電圧が低いため、二次側に設けられた出力電
圧検出回路における検出信号送信部分を動作させること
ができない場合でも、この部分を動作可能にして、出力
電圧検出回路を動作可能にすることができる。
【００２８】(4) さらに、出力電圧検出回路における被
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このピーク整
流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加算した電
圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出信号送信
部分の駆動用電源および被検出電圧として用いるように
したので、出力電圧検出回路が動作可能となる。
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このピーク整
流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加算した電
圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出信号送信
部分の駆動用電源および被検出電圧として用いるように
したので、出力電圧検出回路が動作可能となる。
【００２９】
【実施例】図２は、本発明の実施例(1) を示したもので
あって、図７におけると同じものを同じ番号で示し、ト
ランスＴの一次側を省略して示している。Ｑ１はＦＥＴ
（Field Effect Transistor ）、Ｌ２はチョーク、Ｄ４
は整流用ダイオード、Ｃ３は平滑用コンデンサである。
また図３は、図２の実施例における各部信号波形を示す
タイムチャートであって、はトランスＴの二次巻線Ｎ
２の出力電圧を示し、はダイオードＤ１，Ｄ２による
整流出力を示す。
あって、図７におけると同じものを同じ番号で示し、ト
ランスＴの一次側を省略して示している。Ｑ１はＦＥＴ
（Field Effect Transistor ）、Ｌ２はチョーク、Ｄ４
は整流用ダイオード、Ｃ３は平滑用コンデンサである。
また図３は、図２の実施例における各部信号波形を示す
タイムチャートであって、はトランスＴの二次巻線Ｎ
２の出力電圧を示し、はダイオードＤ１，Ｄ２による
整流出力を示す。
【００３０】図２において、ＦＥＴＱ１は、で示すＡ
点における二次側の整流出力電圧がオンのとき、チョー
クＬ２を経て出力電圧ＶO から電流を流す。Ａ点におけ
る整流出力電圧がオフのとき、チョークＬ２に蓄えられ
たエネルギーによってダイオードＤ４を経て電流が流れ
て、コンデンサＣ３に平滑された出力電圧Ｖ2 を発生す
る。出力電圧Ｖ2 は、抵抗Ｒ３とフォトカプラの発光側
ＰＣ１および可変定電圧発生回路ＩＣ１に印加される。
点における二次側の整流出力電圧がオンのとき、チョー
クＬ２を経て出力電圧ＶO から電流を流す。Ａ点におけ
る整流出力電圧がオフのとき、チョークＬ２に蓄えられ
たエネルギーによってダイオードＤ４を経て電流が流れ
て、コンデンサＣ３に平滑された出力電圧Ｖ2 を発生す
る。出力電圧Ｖ2 は、抵抗Ｒ３とフォトカプラの発光側
ＰＣ１および可変定電圧発生回路ＩＣ１に印加される。
【００３１】このように、図２の実施例において追加さ
れた回路は、一次側において制御回路１によって制御さ
れるスイッチング周波数で動作する、チョッパ回路を構
成している。
れた回路は、一次側において制御回路１によって制御さ
れるスイッチング周波数で動作する、チョッパ回路を構
成している。
【００３２】この場合、出力電圧Ｖ2 と各部電圧の間に
は、図７の場合と同様に、 Ｖ2 ＝ＶR3＋ＶPC1 ＋ＶOP …（４） の関係があり、 Ｖ2 ＞４Ｖ …（５） であることが必要である。
は、図７の場合と同様に、 Ｖ2 ＝ＶR3＋ＶPC1 ＋ＶOP …（４） の関係があり、 Ｖ2 ＞４Ｖ …（５） であることが必要である。
【００３３】出力電圧Ｖ2 は出力電圧ＶO に対して、チ
ョッパ回路で発生した電圧が加算されて、昇圧されたも
のとなっているため、このような条件を満たすことがで
き、従って図２に示された回路によれば、出力電圧ＶO
が低い場合でも、二次側における出力電圧検出回路が動
作可能である。
ョッパ回路で発生した電圧が加算されて、昇圧されたも
のとなっているため、このような条件を満たすことがで
き、従って図２に示された回路によれば、出力電圧ＶO
が低い場合でも、二次側における出力電圧検出回路が動
作可能である。
【００３４】図２に示された回路は、可変定電圧発生回
路ＩＣ１に対する制御電圧を、出力電圧ＶO によって発
生しているので、出力電圧ＶO が、回路内部で使用され
ている基準電圧（Ｖref ＝２．５Ｖ）より高い場合（例
えば３．３Ｖ出力の場合）には、問題なく使用すること
ができるが、出力電圧ＶO がそれ以下の場合（例えば
２．０Ｖ出力の場合）には使用することができない。
路ＩＣ１に対する制御電圧を、出力電圧ＶO によって発
生しているので、出力電圧ＶO が、回路内部で使用され
ている基準電圧（Ｖref ＝２．５Ｖ）より高い場合（例
えば３．３Ｖ出力の場合）には、問題なく使用すること
ができるが、出力電圧ＶO がそれ以下の場合（例えば
２．０Ｖ出力の場合）には使用することができない。
【００３５】図４は、本発明の実施例(2) を示したもの
であって、図２におけると同じものを同じ番号で示し、
Ｄ５は定電圧素子、Ｒ６は抵抗である。定電圧素子Ｄ５
は、高精度ツェナダイオードでもよく、または図２に示
された可変定電圧発生回路ＩＣ１と同様の回路によって
も実現できる。
であって、図２におけると同じものを同じ番号で示し、
Ｄ５は定電圧素子、Ｒ６は抵抗である。定電圧素子Ｄ５
は、高精度ツェナダイオードでもよく、または図２に示
された可変定電圧発生回路ＩＣ１と同様の回路によって
も実現できる。
【００３６】図４の実施例では、定電圧素子Ｄ５は、出
力電圧ＶO の端子と、チョッパ回路からなる出力電圧検
出回路用電源の出力との間に接続され、可変定電圧発生
回路ＩＣ１は、定電圧素子Ｄ５の出力端から制御電圧を
供給されるように接続されている。
力電圧ＶO の端子と、チョッパ回路からなる出力電圧検
出回路用電源の出力との間に接続され、可変定電圧発生
回路ＩＣ１は、定電圧素子Ｄ５の出力端から制御電圧を
供給されるように接続されている。
【００３７】いま、定電圧素子Ｄ５の電圧をＶD5とする
と、図４における抵抗Ｒ３とフォトカプラの発光側ＰＣ
１および可変定電圧発生回路ＩＣ１に対する電圧Ｖ3
は、 Ｖ3 ＝ＶO ＋ＶD5＝ＶR3＋ＶPC1 ＋ＶOP …（６） となる。従って、出力電圧ＶO は、次のように表すこと
ができる。 ＶO ＝ＶR3＋ＶPC1 ＋ＶOP−ＶD5 …（７）
と、図４における抵抗Ｒ３とフォトカプラの発光側ＰＣ
１および可変定電圧発生回路ＩＣ１に対する電圧Ｖ3
は、 Ｖ3 ＝ＶO ＋ＶD5＝ＶR3＋ＶPC1 ＋ＶOP …（６） となる。従って、出力電圧ＶO は、次のように表すこと
ができる。 ＶO ＝ＶR3＋ＶPC1 ＋ＶOP−ＶD5 …（７）
【００３８】このように、図４の実施例は、定電圧素子
の電圧ＶD5の選定によって、出力電圧ＶO が、回路内部
で使用されている基準電圧（Ｖref ＝２．５Ｖ）より低
い場合でも使用できる。
の電圧ＶD5の選定によって、出力電圧ＶO が、回路内部
で使用されている基準電圧（Ｖref ＝２．５Ｖ）より低
い場合でも使用できる。
【００３９】図５は、本発明の実施例(3) を示したもの
であって、（ａ）は回路構成を示し、（ｂ）は各部信号
波形を示すタイムチャートである。（ｂ）において、
はダイオードＤ１，Ｄ２による整流出力、は平滑され
た出力、はピーク整流出力をそれぞれ示す。図２にお
けると同じものを同じ番号で示し、Ｒ７は抵抗、Ｄ６は
整流用ダイオード、Ｃ４は平滑用コンデンサである。
であって、（ａ）は回路構成を示し、（ｂ）は各部信号
波形を示すタイムチャートである。（ｂ）において、
はダイオードＤ１，Ｄ２による整流出力、は平滑され
た出力、はピーク整流出力をそれぞれ示す。図２にお
けると同じものを同じ番号で示し、Ｒ７は抵抗、Ｄ６は
整流用ダイオード、Ｃ４は平滑用コンデンサである。
【００４０】図５の回路において、トランスＴの巻線Ｎ
２の発生電圧を整流したＡ点の出力電圧は、（ｂ）の
に示すような波形を有し、スイッチングのデューティを
５０％とすると、その１周期の時間Ｔ0 とオンの時間Ｔ
ONとの間には、 ＴON／Ｔ＝０．５ …（８） の関係があるので、で示す整流電圧のピーク値ｖ1
は、に示す出力電圧ＶOに対して次のようになる。 ｖ1 ＝ＶO ×２ …（９）
２の発生電圧を整流したＡ点の出力電圧は、（ｂ）の
に示すような波形を有し、スイッチングのデューティを
５０％とすると、その１周期の時間Ｔ0 とオンの時間Ｔ
ONとの間には、 ＴON／Ｔ＝０．５ …（８） の関係があるので、で示す整流電圧のピーク値ｖ1
は、に示す出力電圧ＶOに対して次のようになる。 ｖ1 ＝ＶO ×２ …（９）
【００４１】従って、例えば出力電圧ＶO を３Ｖとした
場合、Ａ点の出力をピーク整流した出力電圧Ｖ4 とし
て、ほぼ６Ｖを発生することができるので、抵抗Ｒ３と
フォトカプラの発光側ＰＣ１および可変定電圧発生回路
ＩＣ１からなる回路を駆動するのに十分な電圧を確保す
ることができる。
場合、Ａ点の出力をピーク整流した出力電圧Ｖ4 とし
て、ほぼ６Ｖを発生することができるので、抵抗Ｒ３と
フォトカプラの発光側ＰＣ１および可変定電圧発生回路
ＩＣ１からなる回路を駆動するのに十分な電圧を確保す
ることができる。
【００４２】図６は、本発明の実施例(4) を示したもの
であって、図５におけると同じものを同じ番号で示し、
Ｄ７は定電圧素子である。定電圧素子Ｄ７は、高精度ツ
ェナダイオードでもよく、または図２に示された可変定
電圧発生回路ＩＣ１と同様の回路によっても実現でき
る。
であって、図５におけると同じものを同じ番号で示し、
Ｄ７は定電圧素子である。定電圧素子Ｄ７は、高精度ツ
ェナダイオードでもよく、または図２に示された可変定
電圧発生回路ＩＣ１と同様の回路によっても実現でき
る。
【００４３】図６の実施例では、定電圧素子Ｄ７は、出
力電圧ＶO の端子と、ピーク整流回路の出力Ｖ4 との間
に接続され、可変定電圧発生回路ＩＣ１は、定電圧素子
Ｄ７の出力端から制御電圧を供給されるように接続され
ている。
力電圧ＶO の端子と、ピーク整流回路の出力Ｖ4 との間
に接続され、可変定電圧発生回路ＩＣ１は、定電圧素子
Ｄ７の出力端から制御電圧を供給されるように接続され
ている。
【００４４】いま、定電圧素子Ｄ７の電圧をＶD7とする
と、図６における抵抗Ｒ３とフォトカプラの発光側ＰＣ
１および可変定電圧発生回路ＩＣ１に対する電圧Ｖ4
は、 Ｖ4 ＝ＶO ＋ＶD7＝（Ｖref ／Ｒ２）×（Ｒ１＋Ｒ２） …（１０） となる。従って、出力電圧ＶO は、次のように表すこと
ができる。 ＶO ＝（Ｖref ／Ｒ２）×（Ｒ１＋Ｒ２）−ＶD7 …（１１）
と、図６における抵抗Ｒ３とフォトカプラの発光側ＰＣ
１および可変定電圧発生回路ＩＣ１に対する電圧Ｖ4
は、 Ｖ4 ＝ＶO ＋ＶD7＝（Ｖref ／Ｒ２）×（Ｒ１＋Ｒ２） …（１０） となる。従って、出力電圧ＶO は、次のように表すこと
ができる。 ＶO ＝（Ｖref ／Ｒ２）×（Ｒ１＋Ｒ２）−ＶD7 …（１１）
【００４５】このように、図６の実施例は、定電圧素子
の電圧ＶD7の選定によって、出力電圧ＶO が、回路内部
で使用されている基準電圧（Ｖref ＝２．５Ｖ）より低
い場合でも使用できる。
の電圧ＶD7の選定によって、出力電圧ＶO が、回路内部
で使用されている基準電圧（Ｖref ＝２．５Ｖ）より低
い場合でも使用できる。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、プ
ライマリ制御型スイッチング電源回路において、出力電
圧が低い場合でも、二次側の出力電圧検出回路が動作可
能なようにすることできる。
ライマリ制御型スイッチング電源回路において、出力電
圧が低い場合でも、二次側の出力電圧検出回路が動作可
能なようにすることできる。
【００４７】またこの際、数点の小型部品を追加するだ
けで、トランスにおける巻線増加を必要としないので、
大きさや取り付けスペース等の制約を受けることがない
ようにすることができる。
けで、トランスにおける巻線増加を必要としないので、
大きさや取り付けスペース等の制約を受けることがない
ようにすることができる。
【図１】本発明の原理的構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例(1) を示す図である。
【図３】図２の実施例における各部信号波形を示すタイ
ムチャートである。
ムチャートである。
【図４】本発明の実施例(2) を示す図である。
【図５】本発明の実施例(3) を示す図であって、（ａ）
は回路構成を示し、（ｂ）は各部信号波形を示すタイム
チャートである。
は回路構成を示し、（ｂ）は各部信号波形を示すタイム
チャートである。
【図６】本発明の実施例(4) を示す図である。
【図７】従来のプライマリ制御型スイッチング電源回路
の一例を示す図であって、（ａ）は全体の回路構成を示
し、（ｂ）は出力電圧検出回路の詳細構成を示す。
の一例を示す図であって、（ａ）は全体の回路構成を示
し、（ｂ）は出力電圧検出回路の詳細構成を示す。
【図８】従来のプライマリ制御型スイッチング電源回路
の他の例を示す図である。
の他の例を示す図である。
１ 制御回路 ２ 出力電圧検出回路 Ｔ トランス Ｌ２ チョーク
Claims (4)
- 【請求項１】 トランス（Ｔ）の一次側に設けられた制
御回路（１）からの制御信号に応じて該一次側の電流を
スイッチングすることによって該トランス（Ｔ）の二次
側に発生する交番電圧を整流平滑して出力電圧を発生す
るとともに、該出力電圧に基づく被検出電圧と基準電圧
との誤差を検出して、該誤差に対応する検出信号を前記
制御回路（１）に送信する出力電圧検出回路（２）を該
トランスの二次側に備え、該送信された検出信号に応じ
て前記制御回路（１）が前記制御信号を発生することに
よって出力電圧を一定に保つプライマリ制御型スイッチ
ング電源回路において、 前記出力電圧に接続したチョーク（Ｌ２）を経て該出力
電圧を前記スイッチング周波数で断続したときの該チョ
ーク（Ｌ２）の誘起電圧を整流平滑して得た直流電圧
を、前記出力電圧検出回路（２）における検出信号送信
部分の駆動電源として供給することを特徴とするスイッ
チング電源回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載のプライマリ制御型スイ
ッチング電源回路において、前記直流電圧によって前記
出力電圧に一定電圧を加算した電圧を発生して、この電
圧を出力電圧検出回路（２）における前記検出信号送信
部分の駆動電源および被検出電圧として供給することを
特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項３】 トランス（Ｔ）の一次側に設けられた制
御回路（１）からの制御信号に応じて該一次側の電流を
スイッチングすることによって該トランス（Ｔ）の二次
側に発生する交番電圧を整流平滑して出力電圧を発生す
るとともに、該出力電圧に基づく被検出電圧と基準電圧
との誤差を検出して、該誤差に対応する検出信号を前記
制御回路（１）に送信する出力電圧検出回路（２）を該
トランスの二次側に備え、該送信された検出信号に応じ
て前記制御回路（１）が前記制御信号を発生することに
よって出力電圧を一定に保つプライマリ制御型スイッチ
ング電源回路において、 前記二次側における平滑前の整流電圧をピーク整流して
得た直流電圧を、前記出力電圧検出回路（２）における
検出信号送信部分の駆動電源として供給することを特徴
とするスイッチング電源回路。 - 【請求項４】 請求項３に記載のプライマリ制御型スイ
ッチング電源回路において、前記直流電圧によって前記
出力電圧に一定電圧を加算した電圧を発生して、この電
圧を出力電圧検出回路（２）における前記検出信号送信
部分の駆動電源および被検出電圧として供給することを
特徴とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6049555A JPH07264846A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチング電源回路 |
| US08/369,362 US5572413A (en) | 1994-03-18 | 1995-01-06 | Primary control type switching power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6049555A JPH07264846A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07264846A true JPH07264846A (ja) | 1995-10-13 |
Family
ID=12834454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6049555A Withdrawn JPH07264846A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチング電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5572413A (ja) |
| JP (1) | JPH07264846A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR0150384B1 (ko) * | 1995-05-31 | 1998-10-15 | 배순훈 | 고압안정화회로 |
| JPH1084624A (ja) * | 1996-09-06 | 1998-03-31 | Funai Electric Co Ltd | スイッチング電源 |
| US5949633A (en) * | 1997-10-31 | 1999-09-07 | Rockwell International Corporation | Fluorescent lamp drive system with transformer over-voltage protection circuit |
| US20060133115A1 (en) * | 2004-12-22 | 2006-06-22 | Phadke Vijay G | Adaptive blanking of transformer primary-side feedback winding signals |
| JP5167929B2 (ja) * | 2007-11-28 | 2013-03-21 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
| CN102386012A (zh) * | 2010-12-16 | 2012-03-21 | 深圳市鑫汇科电子有限公司 | 旋转开关档位信号的隔离变换方法及其装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4546421A (en) * | 1984-03-28 | 1985-10-08 | United Technologies Corporation | Flyback feedforward pulse width modulation regulator |
| JPH0729747Y2 (ja) * | 1986-11-26 | 1995-07-05 | 株式会社東芝 | 交直変換装置 |
-
1994
- 1994-03-18 JP JP6049555A patent/JPH07264846A/ja not_active Withdrawn
-
1995
- 1995-01-06 US US08/369,362 patent/US5572413A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5572413A (en) | 1996-11-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010605 |