JPS63194577A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPS63194577A JPS63194577A JP63008213A JP821388A JPS63194577A JP S63194577 A JPS63194577 A JP S63194577A JP 63008213 A JP63008213 A JP 63008213A JP 821388 A JP821388 A JP 821388A JP S63194577 A JPS63194577 A JP S63194577A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 22
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 16
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- OJIJEKBXJYRIBZ-UHFFFAOYSA-N cadmium nickel Chemical compound [Ni].[Cd] OJIJEKBXJYRIBZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000012886 linear function Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Heat-Pump Type And Storage Water Heaters (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電源回路に関し、
一入力端子が印加される第１及び第２入力端子の間に接
続されていて、少なくとも、トランスの１次巻線、！・
ランジスタスイッチ及び第１トランジスタを有する直列
回路、 一負荷を接続する第１および第２出力端子の間に介挿さ
れた少なくともダイオードと前記トランス０２次巻線と
の直列回路、 −そのトランジスタスイッチに制御パルスを供給するパ
ルス幅変調器、 −そのパルス幅変調器の第１入力端子に鋸歯状波信号を
供給する発（取器、及び −そのパルス幅変調器の第２入力端子に、参照信号とこ
の電源回路の出力信号に比例する信号との差に関する第
１フィードバック信号を供給する制御アンプを有する電
源回路に関する。
続されていて、少なくとも、トランスの１次巻線、！・
ランジスタスイッチ及び第１トランジスタを有する直列
回路、 一負荷を接続する第１および第２出力端子の間に介挿さ
れた少なくともダイオードと前記トランス０２次巻線と
の直列回路、 −そのトランジスタスイッチに制御パルスを供給するパ
ルス幅変調器、 −そのパルス幅変調器の第１入力端子に鋸歯状波信号を
供給する発（取器、及び −そのパルス幅変調器の第２入力端子に、参照信号とこ
の電源回路の出力信号に比例する信号との差に関する第
１フィードバック信号を供給する制御アンプを有する電
源回路に関する。
このような電源回路は一般的な目的に適するが特に蓄電
池を充電したり、及び／又はモータを回転させる充電可
能なシェーバの使用に適している。
池を充電したり、及び／又はモータを回転させる充電可
能なシェーバの使用に適している。
このような電源回路は、Ｔｅｃｈｎｉｓｃｈｅ ｌｎｆ
ｏｒｍａｔｉｏｎｅｎ ｆｕｒ ｄｉｅ Ｉｎｄｕｓｔ
ｒｉｅ、 Ａｐｒｉｌ １９７７の記事“５ｔｅｕｅｒ
−ｕｎｄ Ｒｃ３ｅｌｓｃｈａｌｔｕｎ８ ＴＤＡ
１０６０ ｆＧ ｒ ５ｃｈａｌ ｔｎｅｔｎｅ
ｔｚｔｅｉ Ｉｅ” によって知られている。この公知
の回路に於いては、出力電圧に比例する部分と参照電圧
との差を増幅しパルス変調器にフィードバックさせ、こ
の電圧を鋸歯状波電圧と比較してトランジスタスイッチ
に対する制御パルスの幅を制御して、出力電圧を実質的
に一定にさせている。この電源回路の出力電圧は入力端
子に依存している。入力端子が一定のパルス幅で増大す
るときに、１次巻線を流れる電流の最大ｉｔαが増大し
、このトランスに蓄積されるエネルギーも増加する。
ｏｒｍａｔｉｏｎｅｎ ｆｕｒ ｄｉｅ Ｉｎｄｕｓｔ
ｒｉｅ、 Ａｐｒｉｌ １９７７の記事“５ｔｅｕｅｒ
−ｕｎｄ Ｒｃ３ｅｌｓｃｈａｌｔｕｎ８ ＴＤＡ
１０６０ ｆＧ ｒ ５ｃｈａｌ ｔｎｅｔｎｅ
ｔｚｔｅｉ Ｉｅ” によって知られている。この公知
の回路に於いては、出力電圧に比例する部分と参照電圧
との差を増幅しパルス変調器にフィードバックさせ、こ
の電圧を鋸歯状波電圧と比較してトランジスタスイッチ
に対する制御パルスの幅を制御して、出力電圧を実質的
に一定にさせている。この電源回路の出力電圧は入力端
子に依存している。入力端子が一定のパルス幅で増大す
るときに、１次巻線を流れる電流の最大ｉｔαが増大し
、このトランスに蓄積されるエネルギーも増加する。
入力端子の変化による出力電圧の変化を最小にするため
に、この回路ではフィードフォワード制御が使用されて
いる。つまり、入力端子に比例する電圧が発娠器に印加
され、入力端子が増大すると鋸歯状波電圧の一ヒ昇時間
が減少するようにされている。従って入力端子が増加す
ると、トランジスタスイッチを制御する制御パルスの幅
が減少する。
に、この回路ではフィードフォワード制御が使用されて
いる。つまり、入力端子に比例する電圧が発娠器に印加
され、入力端子が増大すると鋸歯状波電圧の一ヒ昇時間
が減少するようにされている。従って入力端子が増加す
ると、トランジスタスイッチを制御する制御パルスの幅
が減少する。
しかしながら、この制御方法には、その変化量が直接制
御パルスの幅に影響を与える入力端子の変化にしか対応
しないという欠点がある。それ故、出力電圧は依然とし
てかなり大きく変動し、そのためフィードバックループ
の制御範囲をかなり大きくしなけれはならない。その結
果使用する部品にはかなり大きなバンド幅を持たせる必
要がある。
御パルスの幅に影響を与える入力端子の変化にしか対応
しないという欠点がある。それ故、出力電圧は依然とし
てかなり大きく変動し、そのためフィードバックループ
の制御範囲をかなり大きくしなけれはならない。その結
果使用する部品にはかなり大きなバンド幅を持たせる必
要がある。
さらに変化量がかなり大きいために、フィートバツクル
ープの安定化が複雑となる。それ故、本発明の目的は出
力信号の変化量をかなり小さくできる電源回路を提供す
ることにある。
ープの安定化が複雑となる。それ故、本発明の目的は出
力信号の変化量をかなり小さくできる電源回路を提供す
ることにある。
本発明の特徴は、最初のバラグラフに記載された型の電
源回路に於て、この電源回路がパルス幅変調器の第２入
力端子に第１抵抗の両端の電圧の尺度となる第２フィー
ドバック信号を印加する手段を有することにある。第１
抵抗の両端の電圧をパルス幅変調器の第２入力端子に印
加することによって、入力端子や他の物の変化が１次巻
線を流れる電流、つまりトランスのエネルギー潰に与え
る影響を直接補償することが出来る。これによってこの
電源回路の出力電圧の変動が減少し、その結果この回路
の制御範囲は狭くてすむことになる。
源回路に於て、この電源回路がパルス幅変調器の第２入
力端子に第１抵抗の両端の電圧の尺度となる第２フィー
ドバック信号を印加する手段を有することにある。第１
抵抗の両端の電圧をパルス幅変調器の第２入力端子に印
加することによって、入力端子や他の物の変化が１次巻
線を流れる電流、つまりトランスのエネルギー潰に与え
る影響を直接補償することが出来る。これによってこの
電源回路の出力電圧の変動が減少し、その結果この回路
の制御範囲は狭くてすむことになる。
従ってこの回路はバンド幅のかなり小さい部品により構
成することが出来、第１フィードバックループの安定化
をより単純に行うことが出来る。
成することが出来、第１フィードバックループの安定化
をより単純に行うことが出来る。
本発明による電源回路の実施側の特徴は、当該手段が、
一端がパルス幅変調器の第２入力端子に接続され、他端
が第１抵抗の−・端に接続されているキャパシタを有し
ていることである。この実施例には、第１フィードバッ
クループの安定化のためにキャパシタをこのアンプの出
力端子に接続してこのアンプの出力電圧を積分する場合
には、このキャパシタを第２フィードバック信号供給用
のキャパシタと共用することができるというメリットか
ある。
一端がパルス幅変調器の第２入力端子に接続され、他端
が第１抵抗の−・端に接続されているキャパシタを有し
ていることである。この実施例には、第１フィードバッ
クループの安定化のためにキャパシタをこのアンプの出
力端子に接続してこのアンプの出力電圧を積分する場合
には、このキャパシタを第２フィードバック信号供給用
のキャパシタと共用することができるというメリットか
ある。
本実施側の他の特徴は、
一発係器が負に傾斜した鋸歯状波信号を発生させ、−第
２入力端子に接続されている第１抵抗の一端がアース電
位の点に接続されている点にある。
２入力端子に接続されている第１抵抗の一端がアース電
位の点に接続されている点にある。
本実施側のさらに池の特徴は、
一発娠器が正に傾斜した鋸歯状波信号を発生させ、−第
２入力端子に接続されていない第１抵抗の一端がアース
電位の点に接続され、 −キャパシタの第２端子が、第１抵抗の第２入力端子に
接続されている側の一端に接続されていることである。
２入力端子に接続されていない第１抵抗の一端がアース
電位の点に接続され、 −キャパシタの第２端子が、第１抵抗の第２入力端子に
接続されている側の一端に接続されていることである。
本発明の電源回路の他の実施側の特徴は、負荷を充電可
能な電池とし、電源回路の出力信号を電池を充電する電
流とし、モータを負荷と並列に接続させて電源回路の出
力信号をモータを回転させる電圧とすることが出来る点
にある。この場合のこの電源回路の特徴は、 一負荷が電池の場合に、参照信号と電池の平均充電電流
に比例する信号との差の尺度となるフィードバック信号
を、パルス幅変調器の第２入力端子に供給する第１制御
アンプ、及び一 負荷が並列のモータと電池の場合に、参照信号とモータ
電圧に比例する信号との尺度となるフィードバック信号
を、パルス幅変調器の第２入力端子に供給する第２制御
アンプを有する点にある。
能な電池とし、電源回路の出力信号を電池を充電する電
流とし、モータを負荷と並列に接続させて電源回路の出
力信号をモータを回転させる電圧とすることが出来る点
にある。この場合のこの電源回路の特徴は、 一負荷が電池の場合に、参照信号と電池の平均充電電流
に比例する信号との差の尺度となるフィードバック信号
を、パルス幅変調器の第２入力端子に供給する第１制御
アンプ、及び一 負荷が並列のモータと電池の場合に、参照信号とモータ
電圧に比例する信号との尺度となるフィードバック信号
を、パルス幅変調器の第２入力端子に供給する第２制御
アンプを有する点にある。
第１図は本発明の電源回路の第１実施例を示す。
この回路は、直流電圧又は整流された交流電圧である入
力端子を受ける２個の入力端子ｌ及び２を有している。
力端子を受ける２個の入力端子ｌ及び２を有している。
この実施例に於いては入力端子２はアースに接続されて
いる。トランスの１次巻線ｎｌ、この例ではトランジス
タ′ｒ１によって構成されているトランジスタスイッチ
Ｓ１及び抵抗Ｒ１からなる直列回路が、入力端子ｌと２
の間に接続されている。出力端子３とアースに接続され
ている出力端子４との間に、２次巻線ｎ２とダイオード
ＤＩが直列に配列されている。ダイオード’ Ｄ ＋の
極性は電源回路がフライバックコンバータを構成するよ
うに決められる。端一７！−３と４の間には負荷が接続
されている。この実施側の負荷はモータであるがこれ以
外の負荷でもかまわない。トランジスタ゛「１のベース
はパルス幅変調器１０の出力端子１３に接続されていて
、このパルス幅変調器には第１入力端子１１と第２入力
端子１２があり、第１入力端子１１は発振器２０の出力
端子２１に接続されている。第２入力端子１２は制御ア
ンプ４０の出力端子に接続されていて、さらにアース端
子２に接続されていない方の抵抗Ｒ＋の端子にキャパシ
タＣ１を介して接続されている。制御アンプ４０の非反
転入力端子は参照電圧源３０の出力端子３１に接続され
ていて、反転入力端子はアッテネータ５０を介してこの
回路の出力端子３に接続されている。第１図を参照して
この回路の動作を説明する。パルス幅変調器ｌＯによっ
て出力端子に制御パルスが与えられると、トランジスタ
Ｔ１が導通する。１次巻線ｎｌ従って抵抗Ｒ１を流れる
電流は、順方向期間中は線形函数として増大し、その上
昇時間は端子１と２の間に印加される入力端子に直接比
例する。トランジスタＴ１がターンオフすると２次巻線
ｎ２の電圧の極性が反転して、ダイオードＤ１が導通す
る。順方向期間中にトランス′ｒｒに蓄積されるエネル
ギーは、フライバック期間中の充電電流の形でモータＭ
に供給される。この電流は、トランジスタＴ１が再び次
の制御パルスによってターンオンするまで時間と共に実
質的に線形で減少する。負荷を構成するモータの変動に
よってもモータの両端の電圧が変動する。この電圧を出
来る限り一定に保つために、トランジスタＴ ＋の制御
パルスの幅は、参照電圧とモータの両端の電圧に比例す
る電圧との差に応じて制御される。
いる。トランスの１次巻線ｎｌ、この例ではトランジス
タ′ｒ１によって構成されているトランジスタスイッチ
Ｓ１及び抵抗Ｒ１からなる直列回路が、入力端子ｌと２
の間に接続されている。出力端子３とアースに接続され
ている出力端子４との間に、２次巻線ｎ２とダイオード
ＤＩが直列に配列されている。ダイオード’ Ｄ ＋の
極性は電源回路がフライバックコンバータを構成するよ
うに決められる。端一７！−３と４の間には負荷が接続
されている。この実施側の負荷はモータであるがこれ以
外の負荷でもかまわない。トランジスタ゛「１のベース
はパルス幅変調器１０の出力端子１３に接続されていて
、このパルス幅変調器には第１入力端子１１と第２入力
端子１２があり、第１入力端子１１は発振器２０の出力
端子２１に接続されている。第２入力端子１２は制御ア
ンプ４０の出力端子に接続されていて、さらにアース端
子２に接続されていない方の抵抗Ｒ＋の端子にキャパシ
タＣ１を介して接続されている。制御アンプ４０の非反
転入力端子は参照電圧源３０の出力端子３１に接続され
ていて、反転入力端子はアッテネータ５０を介してこの
回路の出力端子３に接続されている。第１図を参照して
この回路の動作を説明する。パルス幅変調器ｌＯによっ
て出力端子に制御パルスが与えられると、トランジスタ
Ｔ１が導通する。１次巻線ｎｌ従って抵抗Ｒ１を流れる
電流は、順方向期間中は線形函数として増大し、その上
昇時間は端子１と２の間に印加される入力端子に直接比
例する。トランジスタＴ１がターンオフすると２次巻線
ｎ２の電圧の極性が反転して、ダイオードＤ１が導通す
る。順方向期間中にトランス′ｒｒに蓄積されるエネル
ギーは、フライバック期間中の充電電流の形でモータＭ
に供給される。この電流は、トランジスタＴ１が再び次
の制御パルスによってターンオンするまで時間と共に実
質的に線形で減少する。負荷を構成するモータの変動に
よってもモータの両端の電圧が変動する。この電圧を出
来る限り一定に保つために、トランジスタＴ ＋の制御
パルスの幅は、参照電圧とモータの両端の電圧に比例す
る電圧との差に応じて制御される。
この目的のために、出力電圧の一部を単純な電圧分配器
等のアッテネータ５０によって制御アンプ４０の反転入
力端子に加え、このアンプの利得を所定の値に固定させ
ている。参照電圧はこの制御アンプの非反転入力端子に
印加される。これら２個の電圧の間の増幅された電圧差
は、第１フィードバック電圧としてパルス幅変調器１０
の第２入力端子１２に印加される。この入力端子１２は
直列接続されたキャパシタｃ１と抵抗Ｒ１を介してアー
スに接続されている。アンプ４ｏの出力インピーダンス
、又はその出力端子に直列に接続されるインピーダンス
と、このキャパシタｃ１と抵抗Ｒ＋からなる直列回路と
によって、第１フィードバック電圧からの高周波変動を
除去するローパスフィルターが構成されている。これに
より負帰還ループ全体の安定性が改善される。１１１ａ
方向の間に抵抗Ｒ１に生じる電圧は、キャパシタｃ１を
介して第２フィードバック電圧として入力端子１２に印
加される。パルス幅変調器１０によって、第１フィード
バック電圧と第２フィードバック電圧の和と、発振器２
０から変調器の第１入力端子１１に印加される鋸歯状波
電圧とが比較される。この鋸歯状□波電圧は第２ａ図の
参照番号１で示されるように負の傾斜を有して変化する
。この図に於いては参照番号■が第１フィードバック電
圧を示し、参照番号ｌ■が第２フィードバック電圧を示
している。
等のアッテネータ５０によって制御アンプ４０の反転入
力端子に加え、このアンプの利得を所定の値に固定させ
ている。参照電圧はこの制御アンプの非反転入力端子に
印加される。これら２個の電圧の間の増幅された電圧差
は、第１フィードバック電圧としてパルス幅変調器１０
の第２入力端子１２に印加される。この入力端子１２は
直列接続されたキャパシタｃ１と抵抗Ｒ１を介してアー
スに接続されている。アンプ４ｏの出力インピーダンス
、又はその出力端子に直列に接続されるインピーダンス
と、このキャパシタｃ１と抵抗Ｒ＋からなる直列回路と
によって、第１フィードバック電圧からの高周波変動を
除去するローパスフィルターが構成されている。これに
より負帰還ループ全体の安定性が改善される。１１１ａ
方向の間に抵抗Ｒ１に生じる電圧は、キャパシタｃ１を
介して第２フィードバック電圧として入力端子１２に印
加される。パルス幅変調器１０によって、第１フィード
バック電圧と第２フィードバック電圧の和と、発振器２
０から変調器の第１入力端子１１に印加される鋸歯状波
電圧とが比較される。この鋸歯状□波電圧は第２ａ図の
参照番号１で示されるように負の傾斜を有して変化する
。この図に於いては参照番号■が第１フィードバック電
圧を示し、参照番号ｌ■が第２フィードバック電圧を示
している。
時刻１− ＋で、鋸歯状波電圧Ｉが第１フィードバック
電圧【■より高くなり、第２ｂ図で示されるパルスがパ
ルス幅変調器ｌＯの出力端子１３に現れる。
電圧【■より高くなり、第２ｂ図で示されるパルスがパ
ルス幅変調器ｌＯの出力端子１３に現れる。
これによってトランジスタＴ１が導通ずる。その結果と
して、抵抗Ｒ１の両端に発生する線型に増大する電圧が
キャパシタＣ１を介して第２フィードバック電圧として
入力端子１２に印加される。時刻し２でこれらの電圧の
合計が鋸歯状波電圧より大きくなり、トランジスタが非
導通となる。この場合、１次巻線ｎ１を流れる電流は、
入力端子１及び２の間に印加される入力端子に殆ど直接
比例するので、抵抗Ｒ１に発生する電圧も又入力端子に
殆ど直接比例することになる。この電圧をパルス幅変調
器１００入力端子１２に印加することによって、入力端
子の変化の一次電流への影響を直接に補償することがで
き、その結果制御パルスのパルス幅を制御することによ
ってトランスのエネルギー量に対する影響も補償するこ
とが出来ることになる。
して、抵抗Ｒ１の両端に発生する線型に増大する電圧が
キャパシタＣ１を介して第２フィードバック電圧として
入力端子１２に印加される。時刻し２でこれらの電圧の
合計が鋸歯状波電圧より大きくなり、トランジスタが非
導通となる。この場合、１次巻線ｎ１を流れる電流は、
入力端子１及び２の間に印加される入力端子に殆ど直接
比例するので、抵抗Ｒ１に発生する電圧も又入力端子に
殆ど直接比例することになる。この電圧をパルス幅変調
器１００入力端子１２に印加することによって、入力端
子の変化の一次電流への影響を直接に補償することがで
き、その結果制御パルスのパルス幅を制御することによ
ってトランスのエネルギー量に対する影響も補償するこ
とが出来ることになる。
第２図には入力端子がより高くなった場合、第２番目の
鋸歯状波電圧のパルス幅に対してどのような影響がある
かが示されている。これにより、入力端子変動のモータ
Ｍ両端間の出力電圧に対する影響のみならず、発振器２
０の鋸歯状波電圧のケ上り時間の変化、あるいは制御ア
ンプｌｌＯの利得の変化等の回路内の他の素子におけろ
変動の影響も、相段される。
鋸歯状波電圧のパルス幅に対してどのような影響がある
かが示されている。これにより、入力端子変動のモータ
Ｍ両端間の出力電圧に対する影響のみならず、発振器２
０の鋸歯状波電圧のケ上り時間の変化、あるいは制御ア
ンプｌｌＯの利得の変化等の回路内の他の素子におけろ
変動の影響も、相段される。
これらの変動の一次電流への、従ってトランスのエネル
ギー量への影響は、順方向１１１１間内で、全体の第１
負帰還によっては、次の順方向帰還までは相殺されない
ような出力電圧の変動を引き起こすことなく、第２フィ
ードバック制御により直接補償される。この結果出力電
圧の変化は既知の回路のそれよりもずっと小さくなる。
ギー量への影響は、順方向１１１１間内で、全体の第１
負帰還によっては、次の順方向帰還までは相殺されない
ような出力電圧の変動を引き起こすことなく、第２フィ
ードバック制御により直接補償される。この結果出力電
圧の変化は既知の回路のそれよりもずっと小さくなる。
これによってフィードバックループの制御範囲を狭くす
ることが可能となり、このフィードバックループに使用
される制御アンプ／ＬＯのような部品のバンド幅も狭く
て済むことになる。さらに、第１フィードバック電圧の
変化が小さくなるので、キャパシタＣ１の値も小さくて
済む。−次１；、流の最大（１αの変化がより小さくな
るので、トランスも又さらにコンパクトになる。これに
よって回路をより単純にすることができ、またより廉価
な部品により構成することが可能になる。
ることが可能となり、このフィードバックループに使用
される制御アンプ／ＬＯのような部品のバンド幅も狭く
て済むことになる。さらに、第１フィードバック電圧の
変化が小さくなるので、キャパシタＣ１の値も小さくて
済む。−次１；、流の最大（１αの変化がより小さくな
るので、トランスも又さらにコンパクトになる。これに
よって回路をより単純にすることができ、またより廉価
な部品により構成することが可能になる。
第３図は本発明の電源回路の第２実施例を示し、同じ部
品には第１図と同じ参照番号が付されている。この実施
例では抵抗Ｒ１の端子のうち入力端子２に接続されてい
る端子と反対側の端子は接地されている。キャパシタＣ
１はこの実施例では入力端子２に接続されている。この
実施例に於いては発振器２０は正の勾配の鋸歯状波を発
生させる。この回路の動作を第４図により説明する。こ
の図に於いて鋸歯状波電圧は数字■で示され、パルス幅
変調器１０の入力端子１２に印加される第１フィードバ
ック電圧は数字Ｉて示される。鋸歯状波の最初の時点で
制御信号が変調器１０の出力端子１３に現れてトランジ
スタＴ１が導通ずる。これによって抵抗Ｒ１の両端に増
大する負の電圧ＩＩＩが発生し、これがキャパシタＣ１
を介して第１フィードバック電圧Ｈに加えられる。入力
端子１２の電圧が入力端子１１の電圧より小さい場合に
は、制御部パルスは発生せず、トランジスタＴ１は非導
通となる。
品には第１図と同じ参照番号が付されている。この実施
例では抵抗Ｒ１の端子のうち入力端子２に接続されてい
る端子と反対側の端子は接地されている。キャパシタＣ
１はこの実施例では入力端子２に接続されている。この
実施例に於いては発振器２０は正の勾配の鋸歯状波を発
生させる。この回路の動作を第４図により説明する。こ
の図に於いて鋸歯状波電圧は数字■で示され、パルス幅
変調器１０の入力端子１２に印加される第１フィードバ
ック電圧は数字Ｉて示される。鋸歯状波の最初の時点で
制御信号が変調器１０の出力端子１３に現れてトランジ
スタＴ１が導通ずる。これによって抵抗Ｒ１の両端に増
大する負の電圧ＩＩＩが発生し、これがキャパシタＣ１
を介して第１フィードバック電圧Ｈに加えられる。入力
端子１２の電圧が入力端子１１の電圧より小さい場合に
は、制御部パルスは発生せず、トランジスタＴ１は非導
通となる。
抵抗Ｒ＋の両端の電圧の立上り時間は入力端子か増大す
るにつれて減少し、その結果、第４図の２番目の鋸歯状
波に示されるように、パルス幅も減少する。これ以外、
この回路は第１図と同様に動作する。
るにつれて減少し、その結果、第４図の２番目の鋸歯状
波に示されるように、パルス幅も減少する。これ以外、
この回路は第１図と同様に動作する。
第５図は、本発明の回路の第３実施例を示し、同一部分
には第１図と同じ９明番号が付されている。電源回路の
出力端子３と４の間には、電池６が接続されている。こ
の電池６は、例えは、直列接続された２個のニッケルカ
ドミウム電池である。
には第１図と同じ９明番号が付されている。電源回路の
出力端子３と４の間には、電池６が接続されている。こ
の電池６は、例えは、直列接続された２個のニッケルカ
ドミウム電池である。
順方向器間中この電源回路によって電池６に充電？ｔＩ
流が供給される。電池の損傷を防ぐためにこの充電電流
は決められた一定モ均電流でなけれはならない。抵抗Ｒ
２が、２次巻線ｎ２と直列に接続されていて、充電電流
に比例した電圧がその抵抗の両端に発生する。積分器５
６とアッテネータ５５を介してこの電圧は、第２制御ア
ンプ６０の反転入力端子に印加される。−万年反転入力
端子には電源３０から参照電圧が印加される。第２制御
アンプ６０の出力端子はスイッチＳ１によってパルス幅
変調器の入力端子１２に接続される。第２制御アンプ６
０の出力電圧はキャパシタＣ１によって積分され、次い
で第１フィードバック電圧としてパルス幅変調器１０の
入力端子１２に印加される。
流が供給される。電池の損傷を防ぐためにこの充電電流
は決められた一定モ均電流でなけれはならない。抵抗Ｒ
２が、２次巻線ｎ２と直列に接続されていて、充電電流
に比例した電圧がその抵抗の両端に発生する。積分器５
６とアッテネータ５５を介してこの電圧は、第２制御ア
ンプ６０の反転入力端子に印加される。−万年反転入力
端子には電源３０から参照電圧が印加される。第２制御
アンプ６０の出力端子はスイッチＳ１によってパルス幅
変調器の入力端子１２に接続される。第２制御アンプ６
０の出力電圧はキャパシタＣ１によって積分され、次い
で第１フィードバック電圧としてパルス幅変調器１０の
入力端子１２に印加される。
抵抗Ｒ１の両端の電圧も又第２フィードバック電圧とし
てキャパシタＣ１を介してこの入力端子１２に印加され
る。これらの電圧に応答して変調器１０がトランジスタ
Ｔ１の制御パルスの幅を制御し、平均充電電流を所定値
に実質上等しくさせる。スイッチＳ２によってモータＭ
が電池６と並列に接続される。スイッチＳ２が閉じると
この回路によつ′ＣモータＭに電源電圧が供給される。
てキャパシタＣ１を介してこの入力端子１２に印加され
る。これらの電圧に応答して変調器１０がトランジスタ
Ｔ１の制御パルスの幅を制御し、平均充電電流を所定値
に実質上等しくさせる。スイッチＳ２によってモータＭ
が電池６と並列に接続される。スイッチＳ２が閉じると
この回路によつ′ＣモータＭに電源電圧が供給される。
スイッチＳ２か閏じると同時にパルス幅変調器１０の入
力端子１２がスイッチＳ３によって第１制御アンプの出
力端子に接続される。モータＭの両端の電圧は第１図の
場合と同様な方法によって実質的に一定に保たれている
。第５図の回路に於いても、第３図で示されるように、
トランジスタＴ１のエミッタを接地することも可能であ
る事は明らかであろう。
力端子１２がスイッチＳ３によって第１制御アンプの出
力端子に接続される。モータＭの両端の電圧は第１図の
場合と同様な方法によって実質的に一定に保たれている
。第５図の回路に於いても、第３図で示されるように、
トランジスタＴ１のエミッタを接地することも可能であ
る事は明らかであろう。
第６図は本発明の電源回路の第４実施例を示し、同一の
部分には第１図と同一の参照番号が付されている。この
実施例に於いては、トランジスタスイッチＳ１は、比較
的ゆっくりとターンオフする高電圧トランジスタＴ２と
比較的早くターンオフする低電圧トランジスタＴ１を直
列に接続したものである。キャパシタＣ２はトランジス
タＴ２のベースとトランジスタＴ１のエミッタの間に接
続されている。
部分には第１図と同一の参照番号が付されている。この
実施例に於いては、トランジスタスイッチＳ１は、比較
的ゆっくりとターンオフする高電圧トランジスタＴ２と
比較的早くターンオフする低電圧トランジスタＴ１を直
列に接続したものである。キャパシタＣ２はトランジス
タＴ２のベースとトランジスタＴ１のエミッタの間に接
続されている。
さらに、このトランジスタＴ２のペースはツェナーダイ
オードＺ１ζこよって１妾地され、スイッチＳ４と抵抗
Ｒ３の直列回路を介して、順方向間開中正になる側の２
次巻線ｎ２の端子に接続されている。抵抗Ｒ３を電流源
に置き換えてもよいことに注意されたい。スイッチＳ４
はパルス幅変調器ＩＯが発生させるパルスによって開閉
される。それらのパルスはトランジスタＴ１用の制御パ
ルスと幅が同じである。
オードＺ１ζこよって１妾地され、スイッチＳ４と抵抗
Ｒ３の直列回路を介して、順方向間開中正になる側の２
次巻線ｎ２の端子に接続されている。抵抗Ｒ３を電流源
に置き換えてもよいことに注意されたい。スイッチＳ４
はパルス幅変調器ＩＯが発生させるパルスによって開閉
される。それらのパルスはトランジスタＴ１用の制御パ
ルスと幅が同じである。
制御パルスが存在しなくなるとトランジスタＴ１がター
ンオフし、スイッチＳ４が開く。次いて、トランジスタ
Ｔ２のコレクタ・ベース容量に蓄えられた電荷と空間電
荷がキャパシタＣ２に流れ込む。
ンオフし、スイッチＳ４が開く。次いて、トランジスタ
Ｔ２のコレクタ・ベース容量に蓄えられた電荷と空間電
荷がキャパシタＣ２に流れ込む。
このキャパシタの両端にかかる電圧は、ツェナーダイオ
ードによって制限される。これによってトランジスタＴ
２は瞬時にターンオフする。次のパルスがスタートする
とトランジスタＴ２にベース電流がキャパシタＣ２を介
して供給され、この電流はトランジスタＴ２のベース・
エミッタとトランジスタＴ１のコレクタ・エミッタを介
して放電される。これによりトランジスタＴ２は瞬時に
ターンオンすることができる。トランジスタ′ｒ２のベ
ース電流は、この時閉じているスイッチＳ４と抵抗Ｒ３
を介して、２次巻線ｎ２の両端の正の電圧によって発生
する。
ードによって制限される。これによってトランジスタＴ
２は瞬時にターンオフする。次のパルスがスタートする
とトランジスタＴ２にベース電流がキャパシタＣ２を介
して供給され、この電流はトランジスタＴ２のベース・
エミッタとトランジスタＴ１のコレクタ・エミッタを介
して放電される。これによりトランジスタＴ２は瞬時に
ターンオンすることができる。トランジスタ′ｒ２のベ
ース電流は、この時閉じているスイッチＳ４と抵抗Ｒ３
を介して、２次巻線ｎ２の両端の正の電圧によって発生
する。
これ以外、この回路は第１図と同様に動作する。
この発明はここで開示した実施例に限定されない。本発
明の範囲内で、当業者は多くの変形例を考えることがで
きよう。例えば、抵抗Ｒ１の両端の電圧を、キャパシタ
の代わりに他の方法でパルス幅変調器の第２入力端子に
印加することも可能である。
明の範囲内で、当業者は多くの変形例を考えることがで
きよう。例えば、抵抗Ｒ１の両端の電圧を、キャパシタ
の代わりに他の方法でパルス幅変調器の第２入力端子に
印加することも可能である。
ここで述べた実施例に於いては、？を源回路はどの場合
にもフライバックコンバータとして構成されている。し
かしながら、ダイオードＤＩの極性を反転させることに
よって、この回路を順方向コンバータにすることも出来
る。さらにトランジスタスイッチＳ１を図示した方法以
外で構成することもできる。実施例に示されたアッテネ
ータは全ての場合に必要とされるわけではなく省略して
もよい。
にもフライバックコンバータとして構成されている。し
かしながら、ダイオードＤＩの極性を反転させることに
よって、この回路を順方向コンバータにすることも出来
る。さらにトランジスタスイッチＳ１を図示した方法以
外で構成することもできる。実施例に示されたアッテネ
ータは全ての場合に必要とされるわけではなく省略して
もよい。
さらに、この電源回路の負Ｕは他のいかなる負荷でもか
まわない。この負荷がモータの場合には、キャパシタを
実施側のモータと並列に接続しても良い。
まわない。この負荷がモータの場合には、キャパシタを
実施側のモータと並列に接続しても良い。
第１図は本発明の電源回路の第１実施例を示し、第２図
は第１図の回路の動作を説明するためのいくつかの電圧
特性を示し、 第３図は本発明の電源回路の第２実施例を示し、第４図
は第３図に示された回路の動作を説明するためのいくつ
かの電圧特性を示し、 第５図は本発明の電源回路の第３実施例を示し、第〔３
図は本発明の電源回路の第４実施例を示す。 １、 ２． １１． １２・・・入力端子。 ３、 ４． １３． ２１． ３１・・・出力端子、６
・・・電池、 ｌＯ・・・パルス幅変調器、
２０・・・発振器、 ３０・・・参照電圧源、４
０・・・制御アンプ、 ５０．５５・・・アッテネー
タ、５６・・・積分器、 ６０・・・第２制御ア
ンプ出 願 人 エヌ・ヘー・フィリップスφフルーイ
ランペンファブリケン
は第１図の回路の動作を説明するためのいくつかの電圧
特性を示し、 第３図は本発明の電源回路の第２実施例を示し、第４図
は第３図に示された回路の動作を説明するためのいくつ
かの電圧特性を示し、 第５図は本発明の電源回路の第３実施例を示し、第〔３
図は本発明の電源回路の第４実施例を示す。 １、 ２． １１． １２・・・入力端子。 ３、 ４． １３． ２１． ３１・・・出力端子、６
・・・電池、 ｌＯ・・・パルス幅変調器、
２０・・・発振器、 ３０・・・参照電圧源、４
０・・・制御アンプ、 ５０．５５・・・アッテネー
タ、５６・・・積分器、 ６０・・・第２制御ア
ンプ出 願 人 エヌ・ヘー・フィリップスφフルーイ
ランペンファブリケン
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入力電圧が印加される第１及び第２入力端子の間に
接続されている、少なくとも、トランスの１次巻線、ト
ランジスタスイッチ及び第１抵抗からなる直列回路、 −負荷を接続する第１および第２出力端子の間に介挿さ
れた少なくともダイオードと前記トランスの２次巻線と
の直列回路、 −前記トランジスタスイッチに制御パルスを供給するパ
ルス幅変調器、 −前記パルス幅変調器の第１入力端に鋸歯状波信号を供
給する発振器、及び −前記パルス幅変調器の第２入力端に、参照信号とこの
電源回路の出力信号に比例する信号との差の尺度となる
第１フィードバック信号を供給する制御アンプを有する
電源回路において、前記第１抵抗の両端の電圧の尺度と
なる第２フィードバック信号を前記パルス幅変調器の前
記第２入力端に印加する手段が設けられている事を特徴
とする電源回路。 ２、第１端子が前記パルス幅変調器の前記第２入力端に
、第２端子が前記第１抵抗の一端に接続されているキャ
パシタが、前記手段に設けられていることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の電源回路。 ３、前記発振器が負に傾斜した鋸歯状波信号を発生させ
、 −前記第１抵抗の前記第２入力端子に接続されている側
の一端がアース電位の点に接続されていて、前記キャパ
シタの前記第２端子が、前記第１抵抗の前記第２入力端
子に接続されていない側の一端に接続されていることを
特徴とする特許請求の範囲第２項記載の電源回路。 ４、前記発振器が正に傾斜した鋸歯状波信号を発生させ
、 −前記第１抵抗の前記第２入力端子に接続されていない
側の一端がアース電位の点に接続され、−前記キャパシ
タの前記第２端子が、前記第１抵抗の前記第２入力端子
に接続されている側の一端に接続されていることを特徴
とする特許請求の範囲第２項記載の電源回路。 ５、前記負荷がモータで、当該電源回路の前記出力信号
が、前記モータを回転させる電圧であることを特徴とす
る特許請求の範囲第１、２、３または４項の何れかに記
載の電源回路。 ６、前記負荷が充電可能な電池で、当該電源回路の前記
出力信号が前記電池の充電電流であることを特徴とする
特許請求の範囲第１、２、３または４項の何れかに記載
の電源回路。 ７、モータが前記電池と並列に接続されていて、その並
列接続状態で当該電源回路の前記出力信号が前記モータ
を回転させる電圧であることを特徴とする特許請求の範
囲第６項に記載の電源回路。 ８、前記負荷が前記電池である場合に、参照信号と前記
電池の前記充電電流の平均値に比例する信号との差の尺
度となるフィードバック信号を、前記パルス幅変調器の
前記第２入力端子に供給する第１制御アンプ、及び −前記負荷が前記モータと並列の前記電池である場合に
、参照信号と前記モータ電圧に比例する信号との差の尺
度となるフィードバック信号を、前記パルス幅変調器の
前記第２入力端子に供給する第２制御アンプ を有することを特徴とする特許請求の範囲第７項に記載
の電源回路。 ９、前項の特許請求の範囲の何れかに記載の電源回路を
有するシエーバ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8700161 | 1987-01-23 | ||
| NL8700161 | 1987-01-23 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63194577A true JPS63194577A (ja) | 1988-08-11 |
| JP2704518B2 JP2704518B2 (ja) | 1998-01-26 |
Family
ID=19849461
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63008213A Expired - Lifetime JP2704518B2 (ja) | 1987-01-23 | 1988-01-18 | 電源回路 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4764856A (ja) |
| EP (1) | EP0278128B1 (ja) |
| JP (1) | JP2704518B2 (ja) |
| KR (1) | KR970003818B1 (ja) |
| AT (1) | ATE78379T1 (ja) |
| CA (1) | CA1287105C (ja) |
| DE (1) | DE3780442T2 (ja) |
| HK (1) | HK39794A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| GB8907918D0 (en) * | 1989-04-07 | 1989-05-24 | Chloride Group Plc | Improvements in controllers for electrical loads |
| DE69010664T2 (de) * | 1990-03-12 | 1994-11-17 | Alcatel Nv | Schaltnetzteil. |
| WO1993014506A1 (en) * | 1992-01-14 | 1993-07-22 | The Nippon Signal Co., Ltd. | Circuit for driving load |
| US5245526A (en) * | 1992-02-07 | 1993-09-14 | Power Integrations, Inc. | Below ground current sensing with current input to control threshold |
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-
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- 1987-05-28 US US07/055,658 patent/US4764856A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-30 AT AT87202650T patent/ATE78379T1/de active
- 1987-12-30 EP EP87202650A patent/EP0278128B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-30 DE DE8787202650T patent/DE3780442T2/de not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-01-18 JP JP63008213A patent/JP2704518B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1988-01-20 KR KR1019880000389A patent/KR970003818B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1988-01-20 CA CA000556893A patent/CA1287105C/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-04-28 HK HK39794A patent/HK39794A/xx not_active IP Right Cessation
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| JPS59220071A (ja) * | 1983-05-26 | 1984-12-11 | Toshiba Corp | スイツチング制御回路 |
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