JP2688385B2 - ビデオレコーダーのナーバスクロック信号発生器 - Google Patents
ビデオレコーダーのナーバスクロック信号発生器Info
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はビデオの録画及び再生システムに関するもの
で、特に複合ビデオ信号から分離された色度信号をカラ
ーアンダ（color under）信号にダウンコンバートし、
再生時には再生された複合ビデオ信号内に色度信号を含
むためにカラーアンダ信号を色度信号にアップコンバー
トするのに使用されるナーバス（nervous）クロック信
号の発生に関するものである。
で、特に複合ビデオ信号から分離された色度信号をカラ
ーアンダ（color under）信号にダウンコンバートし、
再生時には再生された複合ビデオ信号内に色度信号を含
むためにカラーアンダ信号を色度信号にアップコンバー
トするのに使用されるナーバス（nervous）クロック信
号の発生に関するものである。
発明の背景 最近、ビデオ信号についてのディジタル処理技術が発
達するに従って高解像度と良質の映像を供給する家庭用
VCRが登場するようになった。本願の発明者C.H.Strolle
等より特許出願された、“Video Signal Recording Sys
tem Enabling Limited Bandwidth Recording And Playb
ack"という名称の米国特許第5,113,262号（1992年５月1
2日登録）の明細書と図面の内容が本願において参考と
される。このシステムは標準VHSシステムと互換性の高
い解像度を有する家庭用VCRを提供可能に開発された。
達するに従って高解像度と良質の映像を供給する家庭用
VCRが登場するようになった。本願の発明者C.H.Strolle
等より特許出願された、“Video Signal Recording Sys
tem Enabling Limited Bandwidth Recording And Playb
ack"という名称の米国特許第5,113,262号（1992年５月1
2日登録）の明細書と図面の内容が本願において参考と
される。このシステムは標準VHSシステムと互換性の高
い解像度を有する家庭用VCRを提供可能に開発された。
上記米国特許第5,113,262号に開示されているビデオ
信号録画システムは、複合ビデオ信号をディジタル化
し、実質的には色度信号情報がないディジタル化された
輝度信号を分離するため前記複合ビデオ信号を適合した
ディジタル時間空間フィルタ作用をへるようにする。こ
のディジタル化された輝度信号はディジタル帯域分離フ
ィルタの入力信号として供給され、前記ディジタル帯域
分離フィルタはディジタル化された輝度信号に対するデ
ィジタル低域通過フィルタ応答とディジタル高域通過フ
ィルタ応答を発生し、前記ディジタル化された輝度信号
は中間周波数帯域で生じるクロスオーバに応答する。デ
ィジタルフィルタ高域応答はディジタル低域通過フィル
タ応答に関して適切にディエンファシスされた後、中間
周波数帯域辺で折り返して（fold）ディジタル低域通過
フィルタ応答の標準スペクトルと同様に基底帯域で同じ
領域を占める反転スペクトルとして現われる。水平、垂
直同期信号に伴う縮小帯域幅の輝度信号は輝度信号搬送
波の周波数を変調するのに使用され、標準VHSシステム
の過程と実質的に同一の方式でビデオテープに録画され
た信号の輝度信号領域を発生するのに使用される。
信号録画システムは、複合ビデオ信号をディジタル化
し、実質的には色度信号情報がないディジタル化された
輝度信号を分離するため前記複合ビデオ信号を適合した
ディジタル時間空間フィルタ作用をへるようにする。こ
のディジタル化された輝度信号はディジタル帯域分離フ
ィルタの入力信号として供給され、前記ディジタル帯域
分離フィルタはディジタル化された輝度信号に対するデ
ィジタル低域通過フィルタ応答とディジタル高域通過フ
ィルタ応答を発生し、前記ディジタル化された輝度信号
は中間周波数帯域で生じるクロスオーバに応答する。デ
ィジタルフィルタ高域応答はディジタル低域通過フィル
タ応答に関して適切にディエンファシスされた後、中間
周波数帯域辺で折り返して（fold）ディジタル低域通過
フィルタ応答の標準スペクトルと同様に基底帯域で同じ
領域を占める反転スペクトルとして現われる。水平、垂
直同期信号に伴う縮小帯域幅の輝度信号は輝度信号搬送
波の周波数を変調するのに使用され、標準VHSシステム
の過程と実質的に同一の方式でビデオテープに録画され
た信号の輝度信号領域を発生するのに使用される。
上記米国特許第5,113,262号に開示されているビデオ
信号録画及び再生システムの再生回路は、再生時にビデ
オテープから標準方式によりアナログ形態に復し、継続
してディジタル化される縮小帯域幅の輝度信号内にある
時間軸誤差（time base error :TBE）を補正できる時間
軸補正器（time base corrector :TBC）を備えている。
TBCはビデオ信号内に含まれている時間軸誤差を時間軸
バッファとして作用するメモリにより除去する装置であ
る。TBEを有するビデオ信号と同期化されたクロック信
号に従ってTBEを有するビデオ信号はメモリ内に書き込
まれ、安定したクロック信号によりメモリから読み出さ
れる。“TBE"という用語はVCR記録再生システムにある
機械的要素により信号に提供されるジッタを示すもの
で、録画及び再生時にテープの速度変化、テープ振れ等
がある。
信号録画及び再生システムの再生回路は、再生時にビデ
オテープから標準方式によりアナログ形態に復し、継続
してディジタル化される縮小帯域幅の輝度信号内にある
時間軸誤差（time base error :TBE）を補正できる時間
軸補正器（time base corrector :TBC）を備えている。
TBCはビデオ信号内に含まれている時間軸誤差を時間軸
バッファとして作用するメモリにより除去する装置であ
る。TBEを有するビデオ信号と同期化されたクロック信
号に従ってTBEを有するビデオ信号はメモリ内に書き込
まれ、安定したクロック信号によりメモリから読み出さ
れる。“TBE"という用語はVCR記録再生システムにある
機械的要素により信号に提供されるジッタを示すもの
で、録画及び再生時にテープの速度変化、テープ振れ等
がある。
時間軸上で補正された縮小帯域幅の輝度信号は折り返
さないし、この折り返されない信号は折返しアーティフ
ァクトが実質的にないディジタル化された輝度信号の完
全スペクトルを分離するために適切なディジタル時空フ
ィルタリングをへる。その次に実質的に折返しアーティ
ファクトを有していない分離されディジタル化された輝
度信号の高周波数領域はリエンファシスされる。
さないし、この折り返されない信号は折返しアーティフ
ァクトが実質的にないディジタル化された輝度信号の完
全スペクトルを分離するために適切なディジタル時空フ
ィルタリングをへる。その次に実質的に折返しアーティ
ファクトを有していない分離されディジタル化された輝
度信号の高周波数領域はリエンファシスされる。
上記米国特許第5,113,262号においてビデオ信号録画
システムは、カラーアンダフォーマット内で色度信号情
報を録画及び再生するためどのような面では標準VHSシ
ステム過程に従う。カラーアンダフォーマット内に録画
された色度信号情報を再生するための標準VHSシステム
過程は後述される測定値を含んでおり、このような測定
値はビデオ信号内の時間軸誤差（TBE）がカラー誤差を
導入するのを防止する。例えば、録画される複合ビデオ
信号が他のビデオレコーダーから供給される時、信号の
再生のために使用されるテープ伝送の速度変化やテープ
振れなどにより録画される複合テープビデオ信号内にTB
Eが発生する。録画時にも録画に使用されるテープ伝送
の速度変化やテープの振れなどによってもTBEが発生さ
れる。継続して再生時にも再生に使用されるテープ伝送
の速度変化やテープ振れなどによりまたTBEが発生され
る。
システムは、カラーアンダフォーマット内で色度信号情
報を録画及び再生するためどのような面では標準VHSシ
ステム過程に従う。カラーアンダフォーマット内に録画
された色度信号情報を再生するための標準VHSシステム
過程は後述される測定値を含んでおり、このような測定
値はビデオ信号内の時間軸誤差（TBE）がカラー誤差を
導入するのを防止する。例えば、録画される複合ビデオ
信号が他のビデオレコーダーから供給される時、信号の
再生のために使用されるテープ伝送の速度変化やテープ
振れなどにより録画される複合テープビデオ信号内にTB
Eが発生する。録画時にも録画に使用されるテープ伝送
の速度変化やテープの振れなどによってもTBEが発生さ
れる。継続して再生時にも再生に使用されるテープ伝送
の速度変化やテープ振れなどによりまたTBEが発生され
る。
録画時において、3.58MHzの抑圧搬送波を有する分離
された色度信号の側波帯域は629kHzの抑圧搬送波の複合
振幅変調側波帯域を発生するために4.21MHz振動と共に
ヘテロダインされる。カラーアンダ信号を発生するため
のダウンコンバート過程の間に干渉するカラーバースト
はヘテロダインされる629kHzに下向される。ダウンコン
バート過程に使用される4.21MHz振動は位相同期発振器
（phase−locked oscillator :PLO）から供給されるも
ので、いわゆる“ナーバスクロック信号”と呼ばれる。
ここで、PLOは電圧制御発振器（voltage−controlled o
scillator :VCO）を備えており、VCOの周波数と位相は
誤差信号により電気的に制御され、走査線周波数の倍数
に同期化される。このような同期化を得るためにはVCO
は補正帰還（corrective−feedback）ループの連結部分
内に含まれており、補正帰還ループ連結部分内でVCOは
発振された振動を周波数分割器内に供給し、周波数分割
器は前記振動の約数振動を周波数及び位相比較器に供給
し、周波数及び位相比較器はその比較結果をループフィ
ルタに供給するが、前記ループフィルタは速度を決定し
前記速度と誤差信号はループの連結部分によって減少す
ることができ、VCOの振動が有する周波数と位相を調節
するためフィルタ応答はVCOに印加される。これによっ
て、誤差信号を減少するためVCOから出力される振動の
周波数と位相を制御する補正帰還ループが完成される。
もし、フィルタ応答時定数が走査線の持続より長くない
と、4.21MHzの周波数と位相は水平同期内にあるTBEによ
り変わる。629kHzにダウンコンバートする場合には色度
信号内のTBEは4.21MHz振動と差動的に結合されたカラー
アンダ搬送波はTBEが全くなくなる。アップコンバート
過程内で再生時にカラーバーストと色度信号側波帯域を
発生するため4.21MHzの安定した振動はカラーアンダ信
号とヘテロダインされ、色度信号側波帯域の3.58MHzの
搬送波はTBEが全くなくなる。
された色度信号の側波帯域は629kHzの抑圧搬送波の複合
振幅変調側波帯域を発生するために4.21MHz振動と共に
ヘテロダインされる。カラーアンダ信号を発生するため
のダウンコンバート過程の間に干渉するカラーバースト
はヘテロダインされる629kHzに下向される。ダウンコン
バート過程に使用される4.21MHz振動は位相同期発振器
（phase−locked oscillator :PLO）から供給されるも
ので、いわゆる“ナーバスクロック信号”と呼ばれる。
ここで、PLOは電圧制御発振器（voltage−controlled o
scillator :VCO）を備えており、VCOの周波数と位相は
誤差信号により電気的に制御され、走査線周波数の倍数
に同期化される。このような同期化を得るためにはVCO
は補正帰還（corrective−feedback）ループの連結部分
内に含まれており、補正帰還ループ連結部分内でVCOは
発振された振動を周波数分割器内に供給し、周波数分割
器は前記振動の約数振動を周波数及び位相比較器に供給
し、周波数及び位相比較器はその比較結果をループフィ
ルタに供給するが、前記ループフィルタは速度を決定し
前記速度と誤差信号はループの連結部分によって減少す
ることができ、VCOの振動が有する周波数と位相を調節
するためフィルタ応答はVCOに印加される。これによっ
て、誤差信号を減少するためVCOから出力される振動の
周波数と位相を制御する補正帰還ループが完成される。
もし、フィルタ応答時定数が走査線の持続より長くない
と、4.21MHzの周波数と位相は水平同期内にあるTBEによ
り変わる。629kHzにダウンコンバートする場合には色度
信号内のTBEは4.21MHz振動と差動的に結合されたカラー
アンダ搬送波はTBEが全くなくなる。アップコンバート
過程内で再生時にカラーバーストと色度信号側波帯域を
発生するため4.21MHzの安定した振動はカラーアンダ信
号とヘテロダインされ、色度信号側波帯域の3.58MHzの
搬送波はTBEが全くなくなる。
本発明においての特徴は、複合ビデオ信号をディジタ
ル化する時にアナログ−ディジタル変換器により複合ビ
デオ信号のサンプリング時間を定めるため使用されるク
ロック信号を発生させる必要があるものである。また、
前記クロック信号は結果するデジタルサンプルを時間軸
補正メモリ内にクロックする時に使用される。既に上述
したように複合ビデオ信号が他のビデオレコーダーから
供給される時、再生のため使用されるテープ伝送の速度
変化やテープ振れにより録画される複合ビデオ信号内に
TBEが発生するようになる。録画のため提供される複合
ビデオ信号をディジタル化する間、アナログ−ディジタ
ル変換器にて水平走査線の画素のサンプリング瞬間を変
化してTBEをトラックするため、アナログ−ディジタル
変換器のためのクロック信号はディジタル化される複合
ビデオ信号から分離された水平同期パルスと同期された
位相同期発振器（phase−locked oscillator :PLO）か
ら供給される。このPLOは電圧制御発振器（VCO）を備え
ており、VCOの周波数と位相は誤差信号により電気的に
制御され走査線周波数の倍数に同期化される。このVCO
の代わりに電流制御発振器が使用されることができ、こ
のような事実はPLO設計に慣れている者なら容易に分か
る。
ル化する時にアナログ−ディジタル変換器により複合ビ
デオ信号のサンプリング時間を定めるため使用されるク
ロック信号を発生させる必要があるものである。また、
前記クロック信号は結果するデジタルサンプルを時間軸
補正メモリ内にクロックする時に使用される。既に上述
したように複合ビデオ信号が他のビデオレコーダーから
供給される時、再生のため使用されるテープ伝送の速度
変化やテープ振れにより録画される複合ビデオ信号内に
TBEが発生するようになる。録画のため提供される複合
ビデオ信号をディジタル化する間、アナログ−ディジタ
ル変換器にて水平走査線の画素のサンプリング瞬間を変
化してTBEをトラックするため、アナログ−ディジタル
変換器のためのクロック信号はディジタル化される複合
ビデオ信号から分離された水平同期パルスと同期された
位相同期発振器（phase−locked oscillator :PLO）か
ら供給される。このPLOは電圧制御発振器（VCO）を備え
ており、VCOの周波数と位相は誤差信号により電気的に
制御され走査線周波数の倍数に同期化される。このVCO
の代わりに電流制御発振器が使用されることができ、こ
のような事実はPLO設計に慣れている者なら容易に分か
る。
走査線周波数の倍数に対するこのような同期を得るた
め、VCOは補正帰還（corrective−feedback）ループ連
結部分に含まれ、この補正帰還ループ連結部分内でVCO
は発振された振動を周波数分割器内に供給し、前記周波
数分割器は前記振動の約数振動を周波数及び位相比較器
に供給し、前記周波数及び位相比較器はその比較結果を
速度を決定するループフィルタに供給し、前記速度と誤
差信号はループ連結部分によって減少することができ、
VCOの振動が有する周波数と位相を調節するためフィル
タ応答がVCOに印加される。これによって、誤差信号を
減少するためVCOから出力される振動の周波数と位相を
制御する補正帰還ループを完成する。もし、フィルタ応
答時定数が走査線持続より長くないとVCOからアナログ
−ディジタル変換器に供給されたクロック信号の周波数
と位相は水平同期内のTBEに従って変わる。水平同期内
のTBEは輝度信号内のTBEの指数であって、輝度信号内の
TBEは時間軸補正器メモリが安定したクロックにより読
み出される時に補償される。
め、VCOは補正帰還（corrective−feedback）ループ連
結部分に含まれ、この補正帰還ループ連結部分内でVCO
は発振された振動を周波数分割器内に供給し、前記周波
数分割器は前記振動の約数振動を周波数及び位相比較器
に供給し、前記周波数及び位相比較器はその比較結果を
速度を決定するループフィルタに供給し、前記速度と誤
差信号はループ連結部分によって減少することができ、
VCOの振動が有する周波数と位相を調節するためフィル
タ応答がVCOに印加される。これによって、誤差信号を
減少するためVCOから出力される振動の周波数と位相を
制御する補正帰還ループを完成する。もし、フィルタ応
答時定数が走査線持続より長くないとVCOからアナログ
−ディジタル変換器に供給されたクロック信号の周波数
と位相は水平同期内のTBEに従って変わる。水平同期内
のTBEは輝度信号内のTBEの指数であって、輝度信号内の
TBEは時間軸補正器メモリが安定したクロックにより読
み出される時に補償される。
本発明にしたがって、カラーアンダ信号と結合してダ
ウンコンバートびアップコンバート過程内に使用される
4.21MHzの正弦波信号は4.21MHzで発振する位相同期され
たアナログ発振器で直接発生しない。その代わりに4.21
MHzの周波数のナーバスクロック信号は高周波数の振動
から出力され輝度信号をディジタル化するために使用さ
れるアナログ−ディジタル変換器にクロック信号として
提供される。このような出力は読出し専用メモリ（read
onlt memory:ROM）内に貯蔵された正弦波ルックアップ
（look−up）テーブルや、安定な発振器を高周波数振動
とヘテロダインし、あるいは周波数分割によって得られ
る高周波数振動の約数振動を使用することで行われる。
ウンコンバートびアップコンバート過程内に使用される
4.21MHzの正弦波信号は4.21MHzで発振する位相同期され
たアナログ発振器で直接発生しない。その代わりに4.21
MHzの周波数のナーバスクロック信号は高周波数の振動
から出力され輝度信号をディジタル化するために使用さ
れるアナログ−ディジタル変換器にクロック信号として
提供される。このような出力は読出し専用メモリ（read
onlt memory:ROM）内に貯蔵された正弦波ルックアップ
（look−up）テーブルや、安定な発振器を高周波数振動
とヘテロダインし、あるいは周波数分割によって得られ
る高周波数振動の約数振動を使用することで行われる。
発明の要約 本発明の一実施例は複合ビデオ信号を録画するための
ビデオレコーダー内にあり、このビデオレコーダーは録
画される複合ビデオ信号のサンプルをディジタル化する
ためのアナログ−ディジタル変換器を備えている。同期
分離器は録画される複合ビデオ信号から水平同期情報を
分離する。フィルタリングにより録画される複合ビデオ
信号の色度信号情報領域が分離され、ダウンコンバータ
は分離された色度信号情報をナーバス搬送波信号と混合
することによってカラーアンダ信号を発生する。周波数
と位相が発振器制御信号に基づき決定される連続の画素
クロック信号を所定の比率で発生するための制御発振器
が備えられており、この比率はナーバス搬送波信号周波
数の２倍以上であり、アナログ−ディジタル変換器によ
りサンプリング比率を設定する。計数器は制御発振器に
より提供される画素クロック信号の数を計数し、４本の
走査線で発生する画素の数を計数した後、その計数を初
期値に戻す手段を備えている。周波数分割器は計数の約
数を発生するため規定因子により計数を分割する。誤差
信号を更に発展させるため計数器から出力された計数の
約数が記録される複合ビデオ信号から分離された水平同
期情報からの周波数や位相と異なる時に判別器が判別す
る。低域通過フィルタは発振器制御信号を発生するため
誤差信号に応答する。これによって上述した制御発振
器、計数器、周波数分割器、判別器、低域通過フィルタ
を備えている位相同期ループ連結部分が完成され、ナー
バス搬送波信号は計数器の条件に応答して出力される。
このような出力は読出し専用メモリ内に貯蔵された正弦
波ルックアップテーブルや、安定し発振器と高周波数振
動をヘテロダインし、あるいは周波数分割によって得ら
れるこのような振動の約数を使用することで行われる。
ビデオレコーダー内にあり、このビデオレコーダーは録
画される複合ビデオ信号のサンプルをディジタル化する
ためのアナログ−ディジタル変換器を備えている。同期
分離器は録画される複合ビデオ信号から水平同期情報を
分離する。フィルタリングにより録画される複合ビデオ
信号の色度信号情報領域が分離され、ダウンコンバータ
は分離された色度信号情報をナーバス搬送波信号と混合
することによってカラーアンダ信号を発生する。周波数
と位相が発振器制御信号に基づき決定される連続の画素
クロック信号を所定の比率で発生するための制御発振器
が備えられており、この比率はナーバス搬送波信号周波
数の２倍以上であり、アナログ−ディジタル変換器によ
りサンプリング比率を設定する。計数器は制御発振器に
より提供される画素クロック信号の数を計数し、４本の
走査線で発生する画素の数を計数した後、その計数を初
期値に戻す手段を備えている。周波数分割器は計数の約
数を発生するため規定因子により計数を分割する。誤差
信号を更に発展させるため計数器から出力された計数の
約数が記録される複合ビデオ信号から分離された水平同
期情報からの周波数や位相と異なる時に判別器が判別す
る。低域通過フィルタは発振器制御信号を発生するため
誤差信号に応答する。これによって上述した制御発振
器、計数器、周波数分割器、判別器、低域通過フィルタ
を備えている位相同期ループ連結部分が完成され、ナー
バス搬送波信号は計数器の条件に応答して出力される。
このような出力は読出し専用メモリ内に貯蔵された正弦
波ルックアップテーブルや、安定し発振器と高周波数振
動をヘテロダインし、あるいは周波数分割によって得ら
れるこのような振動の約数を使用することで行われる。
図面の簡単な説明 図１は本発明を具体化するビデオ録画回路の概略的ダ
イヤフラム図である。
イヤフラム図である。
図２は本発明をより具体化するに従う図１のビデオ録
画回路作動を改善するため修正された概略的ダイヤフラ
ム図である。
画回路作動を改善するため修正された概略的ダイヤフラ
ム図である。
図３は録画のため提供されるビデオ信号の中で録画過
程の一つの段階として適切な時空フィルタリングをへる
時間軸誤差がどのくらい多いかを決定する図１及び図２
のビデオ録画回路内で使用される非標準入力検出器の概
略的ダイヤフラム図である。
程の一つの段階として適切な時空フィルタリングをへる
時間軸誤差がどのくらい多いかを決定する図１及び図２
のビデオ録画回路内で使用される非標準入力検出器の概
略的ダイヤフラム図である。
図４は及び図５はそれぞれ本発明による図１のビデオ
録画回路内において、4.21MHzのナーバスクロックを発
生するための代案的装置の概略的ダイヤフラム図であ
る。
録画回路内において、4.21MHzのナーバスクロックを発
生するための代案的装置の概略的ダイヤフラム図であ
る。
図６は図２により修正された図１に示したビデオ録画
回路のように使用するための再生回路の概略的ダイヤフ
ラム図である。
回路のように使用するための再生回路の概略的ダイヤフ
ラム図である。
図7,図８及び図９はそれぞれ図６の再生回路内で4.21
MHzの安定したクロックの発生のための装置の概略的ダ
イヤフラム図である。
MHzの安定したクロックの発生のための装置の概略的ダ
イヤフラム図である。
発明の詳細な説明 図１を参照すれば本発明を具体化したビデオ録画再生
システムの録画回路は、複合ビデオ信号から色度信号を
分離するため連結される色度信号分離器10と、4.21MHz
のナーバス正弦搬送波信号発生器11と、分離された色度
信号と4.21MHzのナーバス正弦搬送波信号に応答してカ
ラーアンダ信号を発生するためのダウンコンバータ12
と、複合ビデオ信号のための第１のアナログ−ディジタ
ル変換器（ADC1）13と、カラーアンダ信号のための第２
アナログ−ディジタル変換器（ADC2）14と、ディジタル
化された複合ビデオ信号のための第１の第１入出（FIF
O）メモリ15と、ディジタル化されたカラーアンダ信号
のための第２の第１入出（FIFO）メモリ16と、色度信号
録画処理器17と、色度信号と同じ側波帯域を結合するた
めのディジタル加算器18と、複合ビデオ信号から水平及
び垂直同期パルスを分離するための同期分離器19とを備
えている。第１時間軸補正器（TBC1）は書込みアドレス
発生器20と読出しアドレス発生器30と結合した第１入出
メモリ15で形成される。第２時間軸補正器（TBC2）は書
込みアドレス発生器20と読出しアドレス発生器30と結合
した第１入出メモリ16で形成される。そして、前記録画
回路は輝度信号録画処理器40を備え、本発明により輝度
信号録画処理器40内には過度のTBEを有する複合ビデオ
信号が録画のため受信される時、輝度信号録画処理器40
内の連結を修正するためのマルチプレクサ49を備えてい
る。
システムの録画回路は、複合ビデオ信号から色度信号を
分離するため連結される色度信号分離器10と、4.21MHz
のナーバス正弦搬送波信号発生器11と、分離された色度
信号と4.21MHzのナーバス正弦搬送波信号に応答してカ
ラーアンダ信号を発生するためのダウンコンバータ12
と、複合ビデオ信号のための第１のアナログ−ディジタ
ル変換器（ADC1）13と、カラーアンダ信号のための第２
アナログ−ディジタル変換器（ADC2）14と、ディジタル
化された複合ビデオ信号のための第１の第１入出（FIF
O）メモリ15と、ディジタル化されたカラーアンダ信号
のための第２の第１入出（FIFO）メモリ16と、色度信号
録画処理器17と、色度信号と同じ側波帯域を結合するた
めのディジタル加算器18と、複合ビデオ信号から水平及
び垂直同期パルスを分離するための同期分離器19とを備
えている。第１時間軸補正器（TBC1）は書込みアドレス
発生器20と読出しアドレス発生器30と結合した第１入出
メモリ15で形成される。第２時間軸補正器（TBC2）は書
込みアドレス発生器20と読出しアドレス発生器30と結合
した第１入出メモリ16で形成される。そして、前記録画
回路は輝度信号録画処理器40を備え、本発明により輝度
信号録画処理器40内には過度のTBEを有する複合ビデオ
信号が録画のため受信される時、輝度信号録画処理器40
内の連結を修正するためのマルチプレクサ49を備えてい
る。
書込みアドレス発生器20は21〜25要素を備えている第
１位相同期ループ（PLL1）である。低域通過フィルタ21
はPLL1の誤差信号のためのループ時定数τ１を設定し、
ループ時定数τ１は水平走査線の持続よりほぼ長くな
い。電圧制御発振器22は低域通過フィルタ21によりフィ
ルタリングをへるPLL1誤差信号により制御された水平走
査線周波数を逓倍（例えば、640倍）した周波数、また
はこの周波数の辺りで発振する。VCO22からの振動はア
ナログ−ディジタル変換器13及び14により遂行されるサ
ンプリングの時間を制御する。書込みアドレス計数器23
は発振器22から出力される振動の各周期を計数するため
に連結されている。書込みアドレス計数器23の計数320
は周波数及び位相比較器25に供給される第１入力信号に
デコーダ24によりデコーディングされる。位相固定ルー
プ（PLL）の設計分野の専門家に知られているように、V
COから発振を計数し一つの選択された計数又は選択さた
グループの隣接計数をデコーディングすることにより、
前記VCOの周波数及び位相を制御する誤差信号を発生す
るため基準信号に比較される帰還信号の発生において発
振周波数の分周を提供する。比較器25に供給される第２
入力信号は分離された同期パルスを含んでいる。比較器
25は公知の形態の一つであって、第１及び第２入力信号
の相応するエッジ間の差動偏移に比例する出力信号を発
生する。比較器25はその出力信号を低域ループフィルタ
21に供給し、位相同期ループPLL1を閉じる。ループフィ
ルタ21は１本の水平走査線の持続よりほぼ長くない時定
数を有し、位相同期ループPLL1の応答は垂直同期パルス
よりは分離された水平同期パルスに対するものであり、
入力信号の時間軸誤差を非常に正確に応ずることができ
る程に速い。
１位相同期ループ（PLL1）である。低域通過フィルタ21
はPLL1の誤差信号のためのループ時定数τ１を設定し、
ループ時定数τ１は水平走査線の持続よりほぼ長くな
い。電圧制御発振器22は低域通過フィルタ21によりフィ
ルタリングをへるPLL1誤差信号により制御された水平走
査線周波数を逓倍（例えば、640倍）した周波数、また
はこの周波数の辺りで発振する。VCO22からの振動はア
ナログ−ディジタル変換器13及び14により遂行されるサ
ンプリングの時間を制御する。書込みアドレス計数器23
は発振器22から出力される振動の各周期を計数するため
に連結されている。書込みアドレス計数器23の計数320
は周波数及び位相比較器25に供給される第１入力信号に
デコーダ24によりデコーディングされる。位相固定ルー
プ（PLL）の設計分野の専門家に知られているように、V
COから発振を計数し一つの選択された計数又は選択さた
グループの隣接計数をデコーディングすることにより、
前記VCOの周波数及び位相を制御する誤差信号を発生す
るため基準信号に比較される帰還信号の発生において発
振周波数の分周を提供する。比較器25に供給される第２
入力信号は分離された同期パルスを含んでいる。比較器
25は公知の形態の一つであって、第１及び第２入力信号
の相応するエッジ間の差動偏移に比例する出力信号を発
生する。比較器25はその出力信号を低域ループフィルタ
21に供給し、位相同期ループPLL1を閉じる。ループフィ
ルタ21は１本の水平走査線の持続よりほぼ長くない時定
数を有し、位相同期ループPLL1の応答は垂直同期パルス
よりは分離された水平同期パルスに対するものであり、
入力信号の時間軸誤差を非常に正確に応ずることができ
る程に速い。
読出しアドレス発生器30は31〜35の要素を備える第２
位相同期ループ（PLL2）である。低域通過フィルタ31は
PLL2の誤差信号のためのループ時定数τ２を設定し、時
定数τ２は水平走査線持続長さのほぼ20倍である。電圧
制御発振器32は低域通過フィルタ31によりフィルタリン
グをへたPLL2の誤差信号により制御され、水平走査線周
波数を逓倍（例えば640倍）した周波数またはこの周波
数の辺りで発振する。読出しアドレス計数器33は発振器
32から出る振動の各周期を計数するために連結されてい
る。読出しアドレス計数器33の計数０は周波数及び位相
比較器35に供給される第１入力信号としてデコーダ34に
よりデコーディングされる。比較器35に供給される第２
入力信号は分離された同期パルスを含んでいる。比較器
35は比較器25の同じ形態であり、その出力信号を低域ル
ープフィルタ31に供給し位相同期ループPLL2を閉じる。
水平走査線持続長さのほぼ20倍であるループフィルタ31
の時定数は第２位相同期ループ（PLL2）が入力信号の垂
直同期信号と同期化されることを許すが、入力信号の速
い変化をトラックすることは許さない。
位相同期ループ（PLL2）である。低域通過フィルタ31は
PLL2の誤差信号のためのループ時定数τ２を設定し、時
定数τ２は水平走査線持続長さのほぼ20倍である。電圧
制御発振器32は低域通過フィルタ31によりフィルタリン
グをへたPLL2の誤差信号により制御され、水平走査線周
波数を逓倍（例えば640倍）した周波数またはこの周波
数の辺りで発振する。読出しアドレス計数器33は発振器
32から出る振動の各周期を計数するために連結されてい
る。読出しアドレス計数器33の計数０は周波数及び位相
比較器35に供給される第１入力信号としてデコーダ34に
よりデコーディングされる。比較器35に供給される第２
入力信号は分離された同期パルスを含んでいる。比較器
35は比較器25の同じ形態であり、その出力信号を低域ル
ープフィルタ31に供給し位相同期ループPLL2を閉じる。
水平走査線持続長さのほぼ20倍であるループフィルタ31
の時定数は第２位相同期ループ（PLL2）が入力信号の垂
直同期信号と同期化されることを許すが、入力信号の速
い変化をトラックすることは許さない。
したがって、書込みアドレス計数器23は複合ビデオ信
号の時間変換に迅速に応じ、かつ書込みアドレス信号WR
を発生し、書込みアドレス発生器20はこの書込みアドレ
ス信号WRをディジタル化された複合ビデオ信号のため第
1FIFOメモリとディジタル化されたカラーアンダ信号の
ため第2FIFOメモリの両方に供給する。読出しアドレス
計数器33は長い周期にわたって平均化された複合ビデオ
入力信号の時間と同期化され、テープのジッタなどに影
響を受けないので読出しアドレス計数器33は時間軸補正
器TBC1のFIFOメモリ15と時間軸補正器TBC2のFIFOメモリ
16のための比較的安定した読出しアドレス信号RDを発生
する。
号の時間変換に迅速に応じ、かつ書込みアドレス信号WR
を発生し、書込みアドレス発生器20はこの書込みアドレ
ス信号WRをディジタル化された複合ビデオ信号のため第
1FIFOメモリとディジタル化されたカラーアンダ信号の
ため第2FIFOメモリの両方に供給する。読出しアドレス
計数器33は長い周期にわたって平均化された複合ビデオ
入力信号の時間と同期化され、テープのジッタなどに影
響を受けないので読出しアドレス計数器33は時間軸補正
器TBC1のFIFOメモリ15と時間軸補正器TBC2のFIFOメモリ
16のための比較的安定した読出しアドレス信号RDを発生
する。
FIFOメモリ15と16はそれぞれ画素の完全な走査線を貯
蔵できると仮定される。FIFOメモリ15と16に供給される
書込みアドレスとFIFOメモリ15と16に供給される読出し
アドレス間のオフセットは読み出す前に過度に書き込ま
れることなくメモリが一時的貯蔵機能を提供するのに必
要である。このようなオフセットは半分の走査線だけ離
れている出力１を発生するため、デコーダ24と34を配列
することによって簡単に供給される。
蔵できると仮定される。FIFOメモリ15と16に供給される
書込みアドレスとFIFOメモリ15と16に供給される読出し
アドレス間のオフセットは読み出す前に過度に書き込ま
れることなくメモリが一時的貯蔵機能を提供するのに必
要である。このようなオフセットは半分の走査線だけ離
れている出力１を発生するため、デコーダ24と34を配列
することによって簡単に供給される。
時間軸補正器TBC1による複合ビデオ信号の高周波成分
内にある時間軸誤差TBE1の除去はFIFOメモリ15により形
成され、アドレス発生器20と30は輝度信号録画処理器40
内で輝度信号の空間処理を容易にする。輝度信号録画処
理器40は時間フィルタ41と、空間フィルタ42と、動信号
検出器43と、ソフトスイッチ（soft switch）44と、動
因子発生器45とを備える適切な輝度信号分離器を含む。
米国特許第5,113,262号に上述された時間フィルタ41は
“フレームコーム（frame comb）”と知られている形態
のコームフィルタ（comb filter）作用を含むコームフ
ィルタであって、このコームフィルタ作用は連続的なテ
レビジョン映像の動く領域よりは停止領域をフィルタリ
ングするのに適する。前記特許出願書で空間フィルタ42
は“ラインコーム（line comb）”と知られた形態のコ
ームフィルタ作用を含むコームフィルタであって、これ
は連続的テレビジョン映像の停止領域よりは動く領域を
フィルタリングするのに適合である。動因子発生器45は
検出された動信号値によりアドレス指定された読出し専
用メモリ（ROM）のルックアップテーブル内に録画され
た動因子ＫとＫ−１を発生する。ソフトスイッチ44は供
給された動因子ＫとＫ−１に応答する時間フィルタ41と
空間フィルタ42の出力比を決定する。米国特許第5,113,
262号に更に特別に開示されたこの適切な輝度信号分離
器は米国特許第5,113,262号に上述されたより適切な形
態のスペクトルフォルダ（spectrum folder）に応ず
る。動信号処理器47は側波帯域で構成された信号Ｍを発
生するため、動信号検出器43から出力された動信号を４
相搬送波に変調し、この信号Ｍはカラーアンダ信号Ｃと
共にインタリービングするフキヌキホール（Fukinuki h
ole）に入力される。信号ＣとＭは加算器18に加数入力
信号として供給される。
内にある時間軸誤差TBE1の除去はFIFOメモリ15により形
成され、アドレス発生器20と30は輝度信号録画処理器40
内で輝度信号の空間処理を容易にする。輝度信号録画処
理器40は時間フィルタ41と、空間フィルタ42と、動信号
検出器43と、ソフトスイッチ（soft switch）44と、動
因子発生器45とを備える適切な輝度信号分離器を含む。
米国特許第5,113,262号に上述された時間フィルタ41は
“フレームコーム（frame comb）”と知られている形態
のコームフィルタ（comb filter）作用を含むコームフ
ィルタであって、このコームフィルタ作用は連続的なテ
レビジョン映像の動く領域よりは停止領域をフィルタリ
ングするのに適する。前記特許出願書で空間フィルタ42
は“ラインコーム（line comb）”と知られた形態のコ
ームフィルタ作用を含むコームフィルタであって、これ
は連続的テレビジョン映像の停止領域よりは動く領域を
フィルタリングするのに適合である。動因子発生器45は
検出された動信号値によりアドレス指定された読出し専
用メモリ（ROM）のルックアップテーブル内に録画され
た動因子ＫとＫ−１を発生する。ソフトスイッチ44は供
給された動因子ＫとＫ−１に応答する時間フィルタ41と
空間フィルタ42の出力比を決定する。米国特許第5,113,
262号に更に特別に開示されたこの適切な輝度信号分離
器は米国特許第5,113,262号に上述されたより適切な形
態のスペクトルフォルダ（spectrum folder）に応ず
る。動信号処理器47は側波帯域で構成された信号Ｍを発
生するため、動信号検出器43から出力された動信号を４
相搬送波に変調し、この信号Ｍはカラーアンダ信号Ｃと
共にインタリービングするフキヌキホール（Fukinuki h
ole）に入力される。信号ＣとＭは加算器18に加数入力
信号として供給される。
本発明を遂行するための輝度信号録画処理器40の修正
された領域のみを以下に更に詳しく述べる。本発明によ
る構成と米国特許第5,113,262号に上述した構成の差異
は非標準入力検出器48により非標準入力信号に分類され
た複合ビデオ信号に応答するもので、動検出器43により
発生された無動（no motion）に対する算術０から完全
動（full motion）に対する算術１までの範囲を有する
動信号において、マルチプレクサ49は動因子発生器45と
動処理器47に適用するために算術１を選択する。これは
非標準入力信号の場合において、動信号の有無に関係な
く動因子発生器45から出力される出力値Ｋと１−Ｋが空
間的に抽出された輝度信号サンプルを完全に構成するた
めに輝度信号Ｌの条件となるようにする。すなわち、非
標準入力信号が検出される時にFIFOメモリ15から出力さ
れる時間軸上で補正され、ディジタル化された信号は輝
度信号Ｌを発生するために空間領域内で初めて処理さ
れ、この輝度信号は輝度信号録画処理器40からの出力信
号として提供される。
された領域のみを以下に更に詳しく述べる。本発明によ
る構成と米国特許第5,113,262号に上述した構成の差異
は非標準入力検出器48により非標準入力信号に分類され
た複合ビデオ信号に応答するもので、動検出器43により
発生された無動（no motion）に対する算術０から完全
動（full motion）に対する算術１までの範囲を有する
動信号において、マルチプレクサ49は動因子発生器45と
動処理器47に適用するために算術１を選択する。これは
非標準入力信号の場合において、動信号の有無に関係な
く動因子発生器45から出力される出力値Ｋと１−Ｋが空
間的に抽出された輝度信号サンプルを完全に構成するた
めに輝度信号Ｌの条件となるようにする。すなわち、非
標準入力信号が検出される時にFIFOメモリ15から出力さ
れる時間軸上で補正され、ディジタル化された信号は輝
度信号Ｌを発生するために空間領域内で初めて処理さ
れ、この輝度信号は輝度信号録画処理器40からの出力信
号として提供される。
非標準入力検出器48は制御信号を発生し、この制御信
号は入力信号がTBEを含む非標準入力信号か否か入力信
号に依存する１と０のうちの一つである。図１に示され
たように非標準入力検出器48は書込みアドレス計数器23
から出力される書込みアドレスWRと読出しアドレス計数
器33から出力される読出しアドレスRDの差異を決定して
ジッタを感知した後、現在の入力ビデオ信号の非標準信
号か否かを決定する形態である。このような非標準入力
検出器に対する特別な例が図４を参照して詳細に記述さ
れる。非標準入力検出器48はこのような特別な形態にの
み限定されるのではなく、非標準入力検出器の構成に要
求されるのは非標準入力検出器が現在の入力信号がTBE
を含む非標準信号か否かに対する検出だけをすればよ
い。
号は入力信号がTBEを含む非標準入力信号か否か入力信
号に依存する１と０のうちの一つである。図１に示され
たように非標準入力検出器48は書込みアドレス計数器23
から出力される書込みアドレスWRと読出しアドレス計数
器33から出力される読出しアドレスRDの差異を決定して
ジッタを感知した後、現在の入力ビデオ信号の非標準信
号か否かを決定する形態である。このような非標準入力
検出器に対する特別な例が図４を参照して詳細に記述さ
れる。非標準入力検出器48はこのような特別な形態にの
み限定されるのではなく、非標準入力検出器の構成に要
求されるのは非標準入力検出器が現在の入力信号がTBE
を含む非標準信号か否かに対する検出だけをすればよ
い。
録画装置の残りの領域は図１に示していないが、米国
特許第5,113,262号に記述されるのと類似している。輝
度信号Ｌはディジタル形態からアナログ形態に変換さ
れ、FM搬送波の周波数変調に使用される。加算器18から
出力されたＣ＋Ｍ出力信号はディジタル形態からアナロ
グ形態に変換され、FM搬送波に加えられる。ヘリカル
（helical）走査技術を使用して和信号を磁気記録媒体
上に録画するようになる。
特許第5,113,262号に記述されるのと類似している。輝
度信号Ｌはディジタル形態からアナログ形態に変換さ
れ、FM搬送波の周波数変調に使用される。加算器18から
出力されたＣ＋Ｍ出力信号はディジタル形態からアナロ
グ形態に変換され、FM搬送波に加えられる。ヘリカル
（helical）走査技術を使用して和信号を磁気記録媒体
上に録画するようになる。
本発明による色度信号録画回路において、ダウンコン
バータ12は4.21MHzのナーバス信号発生器11の4.21MHzの
ナーバス出力信号を受信し、そのような色度信号のダウ
ンコンバート過程の間に結果的なカラーアンダ信号内に
TBEが現われる。結果的なカラーアンダ信号内に入力さ
れてTBEはアナログ−ディジタル変換器14から供給され
るサンプリングクロック内のTBEに相応する。もし、デ
ィジタルサンプルが規則的に発生するため安定したクロ
ックを従ってリタイム（re−time）されると、アナログ
−ディジタル変換器14から供給されたディジタルサンプ
ルはカラーアンダ搬送波信号についてTBEがなくなる。
したがって、再生時に安定なクロックを有するアップコ
ンバートはカラー副搬送波位相内に感知すべき誤差のな
い色度信号を再発生できる。これは4.21MHzナーバス搬
送波が他の方法で発生されたという点を除いては先行技
術と類似である。先行技術においては、録画時に輝度信
号の時間軸補正がないが、これは再生時に輝度／色度信
号のトラッキング問題を引き起こすことができる輝度信
号と色度信号との間の差動TBEを発生させることができ
るためである。輝度信号がディジタル化されず録画時に
ディジタル化したフィルタ過程をへるので、輝度信号の
時間軸補正は必要ではない。先行技術で再生時の過程は
ただカラーアンダ信号を修正発振器から供給される安定
した4.21MHz正弦波と混合するので、カラーアンダ信号
をアップコンバートした。これによって、VHFテレビジ
ョンチャネル変調器に提供される複合ビデオ信号のため
の色度信号側波帯域を再発生した。4.21MHz正弦波とカ
ラーアンダ信号の搬送波は共にTBEがないので、カラー
テレビジョン受信器内の局部カラー発振器の同期化を容
易にする。局部カラー発振器のAFPCループのプルイン
（pull−in）範囲は今まで超過することができることよ
り一層狭い。
バータ12は4.21MHzのナーバス信号発生器11の4.21MHzの
ナーバス出力信号を受信し、そのような色度信号のダウ
ンコンバート過程の間に結果的なカラーアンダ信号内に
TBEが現われる。結果的なカラーアンダ信号内に入力さ
れてTBEはアナログ−ディジタル変換器14から供給され
るサンプリングクロック内のTBEに相応する。もし、デ
ィジタルサンプルが規則的に発生するため安定したクロ
ックを従ってリタイム（re−time）されると、アナログ
−ディジタル変換器14から供給されたディジタルサンプ
ルはカラーアンダ搬送波信号についてTBEがなくなる。
したがって、再生時に安定なクロックを有するアップコ
ンバートはカラー副搬送波位相内に感知すべき誤差のな
い色度信号を再発生できる。これは4.21MHzナーバス搬
送波が他の方法で発生されたという点を除いては先行技
術と類似である。先行技術においては、録画時に輝度信
号の時間軸補正がないが、これは再生時に輝度／色度信
号のトラッキング問題を引き起こすことができる輝度信
号と色度信号との間の差動TBEを発生させることができ
るためである。輝度信号がディジタル化されず録画時に
ディジタル化したフィルタ過程をへるので、輝度信号の
時間軸補正は必要ではない。先行技術で再生時の過程は
ただカラーアンダ信号を修正発振器から供給される安定
した4.21MHz正弦波と混合するので、カラーアンダ信号
をアップコンバートした。これによって、VHFテレビジ
ョンチャネル変調器に提供される複合ビデオ信号のため
の色度信号側波帯域を再発生した。4.21MHz正弦波とカ
ラーアンダ信号の搬送波は共にTBEがないので、カラー
テレビジョン受信器内の局部カラー発振器の同期化を容
易にする。局部カラー発振器のAFPCループのプルイン
（pull−in）範囲は今まで超過することができることよ
り一層狭い。
ビデオテープレコーダー内では録画時に輝度信号はデ
ィジタル化されディジタル化したフィルタリングをへ
て、特に本発明が関係するレコーダーの形態でディジタ
ルフィルタリングが横方向内にある時にディジタルフィ
ルタリングが進むことにするため、輝度信号の時間軸補
正が必要である。4.21MHzナーバス搬送波を使用した3.5
8MHz色度信号のダウンコンバートにより得るカラーアン
ダ信号の発生はカラーアンダ搬送波周波数に関するTBE
を補正するために遂行される。しかし、カラーアンダ信
号の機能変調に関するTBEはこの過程により遂行されな
い。その理由は、輝度信号は時間軸上で補正されカラー
アンダ信号の変調機能は補正されないが、Ｌ信号内の輝
度信号情報とアナログ−ディジタル変換器によって供給
されるディジタル化されたカラーアンダ信号内の色度信
号情報間の差動時間軸誤差が結果的にあるためである。
このような差動時間軸誤差は記録されたビデオの再生
時、スクリーン上の色度信号及び輝度信号のトラックに
対する障害となる。
ィジタル化されディジタル化したフィルタリングをへ
て、特に本発明が関係するレコーダーの形態でディジタ
ルフィルタリングが横方向内にある時にディジタルフィ
ルタリングが進むことにするため、輝度信号の時間軸補
正が必要である。4.21MHzナーバス搬送波を使用した3.5
8MHz色度信号のダウンコンバートにより得るカラーアン
ダ信号の発生はカラーアンダ搬送波周波数に関するTBE
を補正するために遂行される。しかし、カラーアンダ信
号の機能変調に関するTBEはこの過程により遂行されな
い。その理由は、輝度信号は時間軸上で補正されカラー
アンダ信号の変調機能は補正されないが、Ｌ信号内の輝
度信号情報とアナログ−ディジタル変換器によって供給
されるディジタル化されたカラーアンダ信号内の色度信
号情報間の差動時間軸誤差が結果的にあるためである。
このような差動時間軸誤差は記録されたビデオの再生
時、スクリーン上の色度信号及び輝度信号のトラックに
対する障害となる。
色度及び輝度信号のトラッキングに対する障害は、AD
C14により供給されるディジタル化されたカラーアンダ
信号に時間軸補正を適用することによって除去される
が、このような時間軸補正はADC13により提供されるデ
ィジタル化されたカラーアンダ信号に適用される時間軸
補正と相応する。ディジタル化されたカラーアンダ信号
の時間軸補正はFIFOメモリ16により遂行されるか、FIFO
メモリ16はFIFOメモリ15の読出しアドレスを書込みアド
レスとして受信し、FIFOメモリ15の書込みアドレスを読
出しアドレスとして受信する。録画されたビデオテープ
が再生されるカラーテレビジョン受信器で局部カラー発
振器の同期化に対して要素16,20及び30を有する時間軸
補正器TBC2が持ち易い逆効果は再生装置で補償されるこ
とができる。この点は本明細書において図６を説明する
時に更に詳細に説明する。
C14により供給されるディジタル化されたカラーアンダ
信号に時間軸補正を適用することによって除去される
が、このような時間軸補正はADC13により提供されるデ
ィジタル化されたカラーアンダ信号に適用される時間軸
補正と相応する。ディジタル化されたカラーアンダ信号
の時間軸補正はFIFOメモリ16により遂行されるか、FIFO
メモリ16はFIFOメモリ15の読出しアドレスを書込みアド
レスとして受信し、FIFOメモリ15の書込みアドレスを読
出しアドレスとして受信する。録画されたビデオテープ
が再生されるカラーテレビジョン受信器で局部カラー発
振器の同期化に対して要素16,20及び30を有する時間軸
補正器TBC2が持ち易い逆効果は再生装置で補償されるこ
とができる。この点は本明細書において図６を説明する
時に更に詳細に説明する。
時間軸上で補正されディジタル化されたカラーアンダ
信号の色度信号はFIFOメモリ16から色度信号録画処理器
17に供給される。色度信号録画処理器17は入力色度信号
に対する映像応答を制限し、動信号処理器47から供給さ
れた動信号Ｍが占めるようになるフキヌキホール内に入
ってくるクロストークを防止するため、反クロストーク
（anti−crosstalk）フィルタリングを遂行し、加算器1
8の１つの入力信号とし最終的色度信号Ｃを供給する。
信号の色度信号はFIFOメモリ16から色度信号録画処理器
17に供給される。色度信号録画処理器17は入力色度信号
に対する映像応答を制限し、動信号処理器47から供給さ
れた動信号Ｍが占めるようになるフキヌキホール内に入
ってくるクロストークを防止するため、反クロストーク
（anti−crosstalk）フィルタリングを遂行し、加算器1
8の１つの入力信号とし最終的色度信号Ｃを供給する。
図２は図１に示された録画回路内の録画輝度信号処理
器40の代りに使用できる修正された輝度信号録画処理器
400を示している。この輝度信号録画処理器400は録画輝
度信号処理器40の要素41−49に付加して要素401−404を
更に備えている。輝度信号録画処理器400は加算器18に
供給される動信号Ｍを０に設定するために非標準で分類
された録画のために提供された入力信号に応答する。こ
の過程は図１の録画回路内で遂行されたように、加算器
18に供給される動信号Ｍを非標準で分類された入力信号
に応答して完全値に設定するより望ましい。このような
過程は動信号Ｍが完全値のときカラーアンダ信号Ｃ内に
望ましくないクロストークが入力されることを示すので
更に望ましい。しかし、このような過程はビデオテープ
再生回路の信号差動のための若干の代案的方法の提供を
必要とし、録画されたビデオ信号は前記過程がただ２次
元の空間領域内でのみ遂行され、時間領域内でフィール
ド対フィールド（field−to−field）あるいはフレーム
対フレーム（frame−to−frame）の条件の下で遂行され
ない。
器40の代りに使用できる修正された輝度信号録画処理器
400を示している。この輝度信号録画処理器400は録画輝
度信号処理器40の要素41−49に付加して要素401−404を
更に備えている。輝度信号録画処理器400は加算器18に
供給される動信号Ｍを０に設定するために非標準で分類
された録画のために提供された入力信号に応答する。こ
の過程は図１の録画回路内で遂行されたように、加算器
18に供給される動信号Ｍを非標準で分類された入力信号
に応答して完全値に設定するより望ましい。このような
過程は動信号Ｍが完全値のときカラーアンダ信号Ｃ内に
望ましくないクロストークが入力されることを示すので
更に望ましい。しかし、このような過程はビデオテープ
再生回路の信号差動のための若干の代案的方法の提供を
必要とし、録画されたビデオ信号は前記過程がただ２次
元の空間領域内でのみ遂行され、時間領域内でフィール
ド対フィールド（field−to−field）あるいはフレーム
対フレーム（frame−to−frame）の条件の下で遂行され
ない。
非標準入力信号検出器48が録画のため受信された入力
信号を標準で分類し、または実質的にTBEがない場合に
動信号処理器47から出力される信号Ｍを加算器18に選択
的に印加する時、そして、マルチプレクサ401に論理０
を供給する時マルチプレクサ401が使用される。非標準
入力検出器48が録画のため受信したビデオ入力信号を非
標準で分類し、あるいはマルチプレクサ401に論理１を
供給する時、マルチプレクサ401は加算器18に動信号処
理器47から出力される動信号Ｍよりは算術０を選択的に
印加する。
信号を標準で分類し、または実質的にTBEがない場合に
動信号処理器47から出力される信号Ｍを加算器18に選択
的に印加する時、そして、マルチプレクサ401に論理０
を供給する時マルチプレクサ401が使用される。非標準
入力検出器48が録画のため受信したビデオ入力信号を非
標準で分類し、あるいはマルチプレクサ401に論理１を
供給する時、マルチプレクサ401は加算器18に動信号処
理器47から出力される動信号Ｍよりは算術０を選択的に
印加する。
ID信号発生器402は非標準入力検出器48から出力され
た出力１に応答して、公知の方法により入力信号を非標
準信号で確認できるIDコードを発生する形態である。例
えば、IDコードは非標準入力ビデオ信号が録画される時
には擬似雑音シーケンスの連続であることができ、標準
入力信号が録画される時には黒レベルあるいは異なる擬
似雑音シーケンスの連続であることができる。マルチプ
レクサ403は入力信号としてスペクトルフォルダ46の出
力信号とID信号発生器402の出力信号を受信し、ゲート
信号発生器404からマルチプレクサ403に供給される入力
信号のうちいずれか一つをマルチプレクサ403の出力信
号の基になるモデルとして選択するため、ゲート信号発
生器404からマルチプレクサ403に供給される制御信号の
条件に応答する。ゲート信号発生器404はゲート信号を
発生するため垂直同期信号に応答し、このゲート信号は
垂直消去期間に応ずる間、あるいは垂直消去期間を早速
応ずる間に予め規定された走査線の活性領域時にマルチ
プレクサ403の出力信号の基になるモデルとしてIDコー
ド入力信号を選択するマルチプレクサ403の条件となる
ようにする制御信号としてマルチプレクサ403に印加さ
れる。マルチプレクサ403の時間マルチプレックスされ
た色度信号とID信号Ｌ＋IDを録画回路の残りの部分に本
質上伝統的な方法で印加する。
た出力１に応答して、公知の方法により入力信号を非標
準信号で確認できるIDコードを発生する形態である。例
えば、IDコードは非標準入力ビデオ信号が録画される時
には擬似雑音シーケンスの連続であることができ、標準
入力信号が録画される時には黒レベルあるいは異なる擬
似雑音シーケンスの連続であることができる。マルチプ
レクサ403は入力信号としてスペクトルフォルダ46の出
力信号とID信号発生器402の出力信号を受信し、ゲート
信号発生器404からマルチプレクサ403に供給される入力
信号のうちいずれか一つをマルチプレクサ403の出力信
号の基になるモデルとして選択するため、ゲート信号発
生器404からマルチプレクサ403に供給される制御信号の
条件に応答する。ゲート信号発生器404はゲート信号を
発生するため垂直同期信号に応答し、このゲート信号は
垂直消去期間に応ずる間、あるいは垂直消去期間を早速
応ずる間に予め規定された走査線の活性領域時にマルチ
プレクサ403の出力信号の基になるモデルとしてIDコー
ド入力信号を選択するマルチプレクサ403の条件となる
ようにする制御信号としてマルチプレクサ403に印加さ
れる。マルチプレクサ403の時間マルチプレックスされ
た色度信号とID信号Ｌ＋IDを録画回路の残りの部分に本
質上伝統的な方法で印加する。
図３には非標準入力信号検出器48が可能な構造を更に
詳細に示す。ディジタル加算器481はTBEのない信号を発
生するために２進320（走査線内の640画素の半分）を計
数器33から出力される読出しアドレスに加算され、前記
読出しアドレスは計数器23から供給された書込みアドレ
スと同一しなければならないし、ディジタル減算器482
を使用して計数器23から供給され書込みアドレスと差動
的に結合する。減算器482はその差動信号を多くのサン
プルを平均するディジタル平均フィルタ483に供給す
る。絶対値回路484はその入力信号に供給される482の出
力信号内の平均を整流する。絶対値回路484の出力信号
はしきい値検出器485に供給され、しきい値検出器485は
典型的にディジタル比較器で構成される。しきい値検出
器485は絶対値回路484の出力信号が予め規定された値を
超過する時に論理１を発生し、この論理１は録画のため
受信されたビデオ入力信号が非標準で分類されたことを
示す。もし、絶対値回路484の出力が前記予め規定され
た値を超過しないとしきい値検出器485は論理０の出力
を発生し、この論理０は録画のため受信されたビデオ入
力信号が標準で分類されたのを示す。
詳細に示す。ディジタル加算器481はTBEのない信号を発
生するために２進320（走査線内の640画素の半分）を計
数器33から出力される読出しアドレスに加算され、前記
読出しアドレスは計数器23から供給された書込みアドレ
スと同一しなければならないし、ディジタル減算器482
を使用して計数器23から供給され書込みアドレスと差動
的に結合する。減算器482はその差動信号を多くのサン
プルを平均するディジタル平均フィルタ483に供給す
る。絶対値回路484はその入力信号に供給される482の出
力信号内の平均を整流する。絶対値回路484の出力信号
はしきい値検出器485に供給され、しきい値検出器485は
典型的にディジタル比較器で構成される。しきい値検出
器485は絶対値回路484の出力信号が予め規定された値を
超過する時に論理１を発生し、この論理１は録画のため
受信されたビデオ入力信号が非標準で分類されたことを
示す。もし、絶対値回路484の出力が前記予め規定され
た値を超過しないとしきい値検出器485は論理０の出力
を発生し、この論理０は録画のため受信されたビデオ入
力信号が標準で分類されたのを示す。
図４は書込みアドレス発生器20内の位相同期ループPL
L1に付加して他の位相同期ループを有していないし、ナ
ーバス4.21MHzのクロックを発生するための一つの方法
を示している。書込みアドレス計数器23は４段２進計数
器231のキャリアウト（carry out ;CO）連結部分で629k
Hzの方形波を発生するためにVCO22から４段２進計数器2
31のキャリイン（carry in;CI）連結部分に供給される1
0.1MHzの振動を計数する４段２進計数器231と、４段２
進計数器231のキャリアウト連結部分で４段２進計数器2
32のキャリイン連結部分に供給される629kHzの方形波を
計数する６段２進計数器231と、結合された計数が10 01
11 1111に到達した後に結合された計数を00 0000 0000
に再設定するために計数器231と計数器232の結合された
計数に応答するデコーダ233とを備えることを詳細に示
している。
L1に付加して他の位相同期ループを有していないし、ナ
ーバス4.21MHzのクロックを発生するための一つの方法
を示している。書込みアドレス計数器23は４段２進計数
器231のキャリアウト（carry out ;CO）連結部分で629k
Hzの方形波を発生するためにVCO22から４段２進計数器2
31のキャリイン（carry in;CI）連結部分に供給される1
0.1MHzの振動を計数する４段２進計数器231と、４段２
進計数器231のキャリアウト連結部分で４段２進計数器2
32のキャリイン連結部分に供給される629kHzの方形波を
計数する６段２進計数器231と、結合された計数が10 01
11 1111に到達した後に結合された計数を00 0000 0000
に再設定するために計数器231と計数器232の結合された
計数に応答するデコーダ233とを備えることを詳細に示
している。
ナーバスクロック発生器11は計数器231のキャリアウ
ト（CO）連結部分から出力された629kHzの方形波を入力
として受信する増幅器111と、時間的に非常に安定した
3.58MHzの正弦波を発生する修正発振器112と、水平走査
線モジュロ４を計数するための計数器113と、モジュロ
４の計数に従って3.58MHzの正弦波を90°ずつ偏移する
ためのプログラム可能を移相器114と、移相器114から出
力される移相偏移された3.58MHzの正弦波振動の和周波
数と増幅器111の増幅した629kHz出力信号に応答してナ
ーバス4.21MHzクロック周波数を発生するアップコンバ
ータ115とを備える。ここで、4.21MHz信号は位相同期ル
ープPLL1の時定数τ１が短いので“ナーバス”である。
ト（CO）連結部分から出力された629kHzの方形波を入力
として受信する増幅器111と、時間的に非常に安定した
3.58MHzの正弦波を発生する修正発振器112と、水平走査
線モジュロ４を計数するための計数器113と、モジュロ
４の計数に従って3.58MHzの正弦波を90°ずつ偏移する
ためのプログラム可能を移相器114と、移相器114から出
力される移相偏移された3.58MHzの正弦波振動の和周波
数と増幅器111の増幅した629kHz出力信号に応答してナ
ーバス4.21MHzクロック周波数を発生するアップコンバ
ータ115とを備える。ここで、4.21MHz信号は位相同期ル
ープPLL1の時定数τ１が短いので“ナーバス”である。
ビデオ録画時に１本の走査線から次の走査線まで4.21
MHzには90°の増分偏移があるので、プログラム可能な
移相器114が使用される。これはビデオ録画時に１本の
水平走査線から次の水平走査線まで629kHzのカラーアン
ダ搬送波に望ましい90°の増分偏移を提供する。例え
ば、プログラム可能な移相器114は3.58MHz正弦波の０
°,90°,180°,270°位相を供給するため、タップ（ta
p）連結されたアナログ遅延線と、各走査線のモジュロ
４の計数に従ってこのプログラム可能な移相器の出力と
して3.58MHzの正弦波の４つの位相のうち相応する１つ
の位相を選択するためのマルチプレクサを備える。
MHzには90°の増分偏移があるので、プログラム可能な
移相器114が使用される。これはビデオ録画時に１本の
水平走査線から次の水平走査線まで629kHzのカラーアン
ダ搬送波に望ましい90°の増分偏移を提供する。例え
ば、プログラム可能な移相器114は3.58MHz正弦波の０
°,90°,180°,270°位相を供給するため、タップ（ta
p）連結されたアナログ遅延線と、各走査線のモジュロ
４の計数に従ってこのプログラム可能な移相器の出力と
して3.58MHzの正弦波の４つの位相のうち相応する１つ
の位相を選択するためのマルチプレクサを備える。
図５は書込みアドレス発生器20内の位相同期ループPL
L1に付加して他の位相同期ループを有していないし、ナ
ーバス4.21MHzのクロックを発生するためのまた他の方
法を示している。ナーバス4.21MHzのクロックは正弦波
及び余弦波ルックアップテーブルを貯蔵する読出し専用
メモリ117を使用して発生でき、このようなルックアッ
プテーブルのうち適切な１つが水平走査線のモジュロ４
の計数に従って読み出すために選択される。ビデオ録画
時に１本の水平走査線から次の走査線まで4.21MHzでは9
0°の偏移があるので、前記正弦波及びテーブルからの
ルックアップは４走査線周期の条件の下で遂行するよう
になる。ディジタル−アナログ変換器118は図１と図２
のダウンコンバータ12に適用するため、ROM117から出力
された読出し信号をアナログ形態に変換する。
L1に付加して他の位相同期ループを有していないし、ナ
ーバス4.21MHzのクロックを発生するためのまた他の方
法を示している。ナーバス4.21MHzのクロックは正弦波
及び余弦波ルックアップテーブルを貯蔵する読出し専用
メモリ117を使用して発生でき、このようなルックアッ
プテーブルのうち適切な１つが水平走査線のモジュロ４
の計数に従って読み出すために選択される。ビデオ録画
時に１本の水平走査線から次の走査線まで4.21MHzでは9
0°の偏移があるので、前記正弦波及びテーブルからの
ルックアップは４走査線周期の条件の下で遂行するよう
になる。ディジタル−アナログ変換器118は図１と図２
のダウンコンバータ12に適用するため、ROM117から出力
された読出し信号をアナログ形態に変換する。
ROMルックアップテーブル技術に対する通常の知識を
有する者なら4.21MHz正弦波及び余弦波になされた２本
の完全な走査線を貯蔵するROM117の使用よりは、２本の
走査線に対する対称性と前記関数の類似性から得られる
利点をROM貯蔵要求を減少するための時間軸内の偏移を
除いては区別することができる。各走査線について正確
な位相を有する4.21MHz搬送波を発生するための目的と
して4.21MHz正弦及び余弦関数の反走査線を貯蔵するROM
のためのアドレスを発生させ、ROM出力信号が選択的に
負となることを制御するため12ビットの書込みアドレス
のうち、３つの上位ビットは12ビットの書込みアドレス
のうち下位９つのビットの修正を制御するのに使用され
る。本明細書に付加されたクレームでこのような代案的
装置が読出し専用メモリという用語の範囲内で述べる。
有する者なら4.21MHz正弦波及び余弦波になされた２本
の完全な走査線を貯蔵するROM117の使用よりは、２本の
走査線に対する対称性と前記関数の類似性から得られる
利点をROM貯蔵要求を減少するための時間軸内の偏移を
除いては区別することができる。各走査線について正確
な位相を有する4.21MHz搬送波を発生するための目的と
して4.21MHz正弦及び余弦関数の反走査線を貯蔵するROM
のためのアドレスを発生させ、ROM出力信号が選択的に
負となることを制御するため12ビットの書込みアドレス
のうち、３つの上位ビットは12ビットの書込みアドレス
のうち下位９つのビットの修正を制御するのに使用され
る。本明細書に付加されたクレームでこのような代案的
装置が読出し専用メモリという用語の範囲内で述べる。
図４と図５には書込みアドレス計数器23の再設定値が
走査線計数器113の計数入力信号として使用されるのを
示す。
走査線計数器113の計数入力信号として使用されるのを
示す。
本発明の目的のため、走査線計数器113は連続する水
平走査線のモジュロ４を計数するための２段２進計数器
でなければならない。しかし、他の目的のため連続的走
査線又は反走査線のより高い計数を蓄積するため、多重
段階２進計数器が使用されることができる。そして、計
数器113の出力信号で２個のビットはプログラム可能な
移相器114を制御するため、図４に使用される望ましい
走査線のモジュロ４の計数を提供するため使用可能であ
る。また、２つのビットは4.21MHzの正弦余弦ルックア
ップテーブルを貯蔵しているROMにアドレスを与えるた
めに図５で使用されることができる。このような多重段
階２進計数器113は２回のフレーム周期に対する水平走
査線を計数する形態でなければならない。そのようにし
て、その故連続する水平走査線のモジュロ４の計数が適
切に進行される。
平走査線のモジュロ４を計数するための２段２進計数器
でなければならない。しかし、他の目的のため連続的走
査線又は反走査線のより高い計数を蓄積するため、多重
段階２進計数器が使用されることができる。そして、計
数器113の出力信号で２個のビットはプログラム可能な
移相器114を制御するため、図４に使用される望ましい
走査線のモジュロ４の計数を提供するため使用可能であ
る。また、２つのビットは4.21MHzの正弦余弦ルックア
ップテーブルを貯蔵しているROMにアドレスを与えるた
めに図５で使用されることができる。このような多重段
階２進計数器113は２回のフレーム周期に対する水平走
査線を計数する形態でなければならない。そのようにし
て、その故連続する水平走査線のモジュロ４の計数が適
切に進行される。
図６の再生装置は輝度信号を復するため、先行技術に
よる方法で録画媒体から復された時間マルチプレックス
されたＬ＋ID信号を受信し、カラーアンダ信号を復すた
め、先行技術による方法で録画媒体から復されたＣ＋Ｍ
カラーアンダ信号のエンコーディング色度信号と動信号
Ｃ＋Ｍを受信する。アナログＬ＋ID及びアナログＣ＋Ｍ
は第３アナログ−ディジタル変換器（ADC3）513及び第
４アナログ−ディジタル変換器（ADC4）514によりそれ
ぞれディジタル化され、前記変換器の構造は第１アナロ
グ−ディジタル変換（ADC1）13及び第２アナログ−ディ
ジタル変換器（ACD2）14と類似している。ディジタル化
されたＬ＋ID信号は第３時間軸補正器515（TBC3）に供
給され、第３時間軸補正器の構造は第１時間軸補正器15
（TBC1）と類似している。ディジタル化されたＣ＋Ｍ信
号は第４時間軸補正器516（TBC4）に供給され、第４時
間軸補正器の構造は第２時間軸補正器16（TBC2）と類似
している。したがって、再生時にスイッチング装置（図
示せず）は分離された要素513−516を使用するよりは要
素513−516として要素13−16を使用することで提供され
る。
よる方法で録画媒体から復された時間マルチプレックス
されたＬ＋ID信号を受信し、カラーアンダ信号を復すた
め、先行技術による方法で録画媒体から復されたＣ＋Ｍ
カラーアンダ信号のエンコーディング色度信号と動信号
Ｃ＋Ｍを受信する。アナログＬ＋ID及びアナログＣ＋Ｍ
は第３アナログ−ディジタル変換器（ADC3）513及び第
４アナログ−ディジタル変換器（ADC4）514によりそれ
ぞれディジタル化され、前記変換器の構造は第１アナロ
グ−ディジタル変換（ADC1）13及び第２アナログ−ディ
ジタル変換器（ACD2）14と類似している。ディジタル化
されたＬ＋ID信号は第３時間軸補正器515（TBC3）に供
給され、第３時間軸補正器の構造は第１時間軸補正器15
（TBC1）と類似している。ディジタル化されたＣ＋Ｍ信
号は第４時間軸補正器516（TBC4）に供給され、第４時
間軸補正器の構造は第２時間軸補正器16（TBC2）と類似
している。したがって、再生時にスイッチング装置（図
示せず）は分離された要素513−516を使用するよりは要
素513−516として要素13−16を使用することで提供され
る。
輝度信号再生回路は第３アナログ−ディジタル変換器
513（ADC3）と、第３時間軸補正器515（TBC3）と、輝度
信号再生処理器540と、ID信号検出器550と、マルチプレ
クサ551とを備えている。適切なスイッチング装置を通
じて（図示せず）再生時に輝度信号録画処理器540は録
画時に輝度信号録画処理器40で使用される要素を使用す
ることができる。ADC3（513）は再生された輝度信号及
びID信号Ｌ＋IDをディジタル化し、TBC3（515）はこの
結果としてディジタル化された信号にTBE補正を遂行す
る。もし、再生された輝度信号が非標準信号、又は再生
された輝度信号が非標準信号であれば輝度信号再生処理
器540に算術１（動信号Ｍの推定される最大値）を印加
するため、マルチプレクサ551の条件となる制御信号をI
D信号検出器550が発生させ、輝度信号再生処理器540に
印加される算術１は空間処理により出力信号Ｌを発生す
るための輝度信号録画処理器の条件となる。
513（ADC3）と、第３時間軸補正器515（TBC3）と、輝度
信号再生処理器540と、ID信号検出器550と、マルチプレ
クサ551とを備えている。適切なスイッチング装置を通
じて（図示せず）再生時に輝度信号録画処理器540は録
画時に輝度信号録画処理器40で使用される要素を使用す
ることができる。ADC3（513）は再生された輝度信号及
びID信号Ｌ＋IDをディジタル化し、TBC3（515）はこの
結果としてディジタル化された信号にTBE補正を遂行す
る。もし、再生された輝度信号が非標準信号、又は再生
された輝度信号が非標準信号であれば輝度信号再生処理
器540に算術１（動信号Ｍの推定される最大値）を印加
するため、マルチプレクサ551の条件となる制御信号をI
D信号検出器550が発生させ、輝度信号再生処理器540に
印加される算術１は空間処理により出力信号Ｌを発生す
るための輝度信号録画処理器の条件となる。
輝度信号再生処理器540は輝度信号の元の周波数側波
帯域に周波数折返しにより入ってきた帯域幅の縮小した
輝度信号を貯蔵するアンフォルダ（unfolder）546と、
折返し搬送波と望ましくない映像の側波帯域を除去する
ための時間フィルタ541と、再生された信号が伝統的VHS
システムにより録画される時に映像の質を改善するため
の雑音除去器543と、ソフトスイッチ544と、動因子発生
545と、アルチプレクサ547とを備えている。通常のVHS
システムかあるいは帯域幅縮小システムかテープ等から
再生されるビデオ信号の種類を指定するモード選択信号
によりマルチプレクサ547の入力信号として供給される
ソフトスイッチ544から出力された出力信号と雑音除去
器543から出力された出力信号のうちいずれか一つを選
択することによって、マルチプレクサ547はその出力信
号を再生する。既に述べた輝度信号録画処理器400の動
因子発生器45と同一の動作により、ID信号検出器550の
入力信号に応答して動因子発生器は動作する。
帯域に周波数折返しにより入ってきた帯域幅の縮小した
輝度信号を貯蔵するアンフォルダ（unfolder）546と、
折返し搬送波と望ましくない映像の側波帯域を除去する
ための時間フィルタ541と、再生された信号が伝統的VHS
システムにより録画される時に映像の質を改善するため
の雑音除去器543と、ソフトスイッチ544と、動因子発生
545と、アルチプレクサ547とを備えている。通常のVHS
システムかあるいは帯域幅縮小システムかテープ等から
再生されるビデオ信号の種類を指定するモード選択信号
によりマルチプレクサ547の入力信号として供給される
ソフトスイッチ544から出力された出力信号と雑音除去
器543から出力された出力信号のうちいずれか一つを選
択することによって、マルチプレクサ547はその出力信
号を再生する。既に述べた輝度信号録画処理器400の動
因子発生器45と同一の動作により、ID信号検出器550の
入力信号に応答して動因子発生器は動作する。
色度信号再生回路は第４アナログ−ディジタル変換器
514（ADC4）と、第４時間軸補正器516（TBC4）と、４相
の安定した4.21MHzの搬送波発生器519と、アップコンバ
ータ520とを備える。ADC4（514）は再生された動及び色
度信号をディジタル化し、TBC4（516）はディジタル化
された動及び色度信号を再生する間にTBEを補正する。
動／色度信号分離器517は動信号と色度信号を分離し、
動／色度信号分離器517は動因子発生器545に選択的に適
用するために動信号をマルチプレクサ551に供給する。
分離された色度信号はディジタル−アナログ変換器518
によりアップコンバータ520の入力に適用するためアナ
ログ形態に変換され、4.21MHz搬送波発生器519によって
提供される安定した4.21MHzのクロック信号に従って629
KHzの周波数から3.58MHzの周波数にアップコンバートさ
れる。4.21MHZの搬送波発生器519は再生時に１本の水平
走査線から次の水平走査線までの位相変化を有する４相
の安定した4.21MHZのクロックを供給する。このような
位相偏移は１本の走査線から次の走査線まで629KHzカラ
ーアンダ搬送波の位相偏移とヘテロダインされ、このよ
うな位相偏移はアップコンバータ520から提供される再
発生された3.58MHzの色度信号の側波帯域内で除去され
る。したがって、アップコンバータ520から供給され再
発生された3.58MHzの色度信号側波帯域の搬送波位相調
整で線対線の変化は録画のため、元の供給された複合信
号内の3.58MHzの色度信号側波帯域の搬送波位相調整の
線対線の変化を繰り返す。
514（ADC4）と、第４時間軸補正器516（TBC4）と、４相
の安定した4.21MHzの搬送波発生器519と、アップコンバ
ータ520とを備える。ADC4（514）は再生された動及び色
度信号をディジタル化し、TBC4（516）はディジタル化
された動及び色度信号を再生する間にTBEを補正する。
動／色度信号分離器517は動信号と色度信号を分離し、
動／色度信号分離器517は動因子発生器545に選択的に適
用するために動信号をマルチプレクサ551に供給する。
分離された色度信号はディジタル−アナログ変換器518
によりアップコンバータ520の入力に適用するためアナ
ログ形態に変換され、4.21MHz搬送波発生器519によって
提供される安定した4.21MHzのクロック信号に従って629
KHzの周波数から3.58MHzの周波数にアップコンバートさ
れる。4.21MHZの搬送波発生器519は再生時に１本の水平
走査線から次の水平走査線までの位相変化を有する４相
の安定した4.21MHZのクロックを供給する。このような
位相偏移は１本の走査線から次の走査線まで629KHzカラ
ーアンダ搬送波の位相偏移とヘテロダインされ、このよ
うな位相偏移はアップコンバータ520から提供される再
発生された3.58MHzの色度信号の側波帯域内で除去され
る。したがって、アップコンバータ520から供給され再
発生された3.58MHzの色度信号側波帯域の搬送波位相調
整で線対線の変化は録画のため、元の供給された複合信
号内の3.58MHzの色度信号側波帯域の搬送波位相調整の
線対線の変化を繰り返す。
アップコンバータ520から供給された再発生した3.58M
Hzの色度信号側波帯域は図６に示されたものに後続する
回路において、マルチプレクサ547から供給された輝度
信号Ｌと加算結合するようになる。複合ビデオ信号を再
発生するためのこの加算結合過程に先行するフィルタリ
ング過程が通常的に存在する。前記複合ビデオ信号は変
調された音搬送波と結合した後、低レベルのラジオ周波
数搬送波を変調するのに使用される。変調されたラジオ
周波数搬送波カラーテレビジョン受信器の応用に適す
る。
Hzの色度信号側波帯域は図６に示されたものに後続する
回路において、マルチプレクサ547から供給された輝度
信号Ｌと加算結合するようになる。複合ビデオ信号を再
発生するためのこの加算結合過程に先行するフィルタリ
ング過程が通常的に存在する。前記複合ビデオ信号は変
調された音搬送波と結合した後、低レベルのラジオ周波
数搬送波を変調するのに使用される。変調されたラジオ
周波数搬送波カラーテレビジョン受信器の応用に適す
る。
図７には安定した4.21MHzの搬送波発生器519が有する
ことができる一つの形態を示す。
ことができる一つの形態を示す。
再生時に使用される時間軸補正器TBC4は録画時に時間
軸補正器TBC2のため使用された同一の読出しアドレス発
生器30を使用する形態を取る。読出しアドレス発生器30
は読出しアドレス発生器33を含む。読出しアドレス計数
器33は４段２進計数器331のキャリアウト（CO）の連結
部分で629KHzの方形波を発生するため、VCO32から４段
２進計数器331のキャリイン（CI）に連結部分に供給さ
れる10.1MHzの振動を計数する４段２進計数器331と、４
段２進計数器331のキャリアウト連結部分から６段２進
計数器331のキャリイン連結部分に供給される629KHzの
方形波を計数する６段２進計数器331と、計数器331と計
数器332の結合された計数が10 0111 1111に至った後、0
0 0000 0000に再設定するために計数器331と計数器332
の結合された計数に応答するデコーダ333を備えている
ことを詳細に示している。
軸補正器TBC2のため使用された同一の読出しアドレス発
生器30を使用する形態を取る。読出しアドレス発生器30
は読出しアドレス発生器33を含む。読出しアドレス計数
器33は４段２進計数器331のキャリアウト（CO）の連結
部分で629KHzの方形波を発生するため、VCO32から４段
２進計数器331のキャリイン（CI）に連結部分に供給さ
れる10.1MHzの振動を計数する４段２進計数器331と、４
段２進計数器331のキャリアウト連結部分から６段２進
計数器331のキャリイン連結部分に供給される629KHzの
方形波を計数する６段２進計数器331と、計数器331と計
数器332の結合された計数が10 0111 1111に至った後、0
0 0000 0000に再設定するために計数器331と計数器332
の結合された計数に応答するデコーダ333を備えている
ことを詳細に示している。
安定した4.21MHzのクロック発生器60は４段２進計数
器331のキャリアウト（CO）連結部分から出力された629
KHzの方形波を入力信号として受信する増幅器61と、時
間により非常に安定した3.58MHzの正弦波を発生するた
めの修正発振器62と、水平走査線のモジュロ４を計数す
るための計数器63と、モジュロ４の計数に従って3.58MH
z正弦波90°ずつ偏移するためのプログラム可能な移相
器64と、この移相器64から位相偏移された3.58MHzの正
弦波振動の和周波数と増幅器61の増幅した629KHzの出力
信号に応答して安定した4.21MHzのクロック周波数を発
生するアップコンバータ65を備えている。また、629kHz
の出力信号は位相同期ループPLL1の時定数τ２の長さの
ため安定である。プログラム可能な移相器64は録画時に
導入されたように再生時にも１本の走査線から次の走査
線まで安定した4.21MHzのクロックの位相偏移と629KHZ
のカラーアンダ信号の位相偏移をヘテロダインさせ、こ
のような位相偏移はアップコンバータ520の出力信号内
で補償される。
器331のキャリアウト（CO）連結部分から出力された629
KHzの方形波を入力信号として受信する増幅器61と、時
間により非常に安定した3.58MHzの正弦波を発生するた
めの修正発振器62と、水平走査線のモジュロ４を計数す
るための計数器63と、モジュロ４の計数に従って3.58MH
z正弦波90°ずつ偏移するためのプログラム可能な移相
器64と、この移相器64から位相偏移された3.58MHzの正
弦波振動の和周波数と増幅器61の増幅した629KHzの出力
信号に応答して安定した4.21MHzのクロック周波数を発
生するアップコンバータ65を備えている。また、629kHz
の出力信号は位相同期ループPLL1の時定数τ２の長さの
ため安定である。プログラム可能な移相器64は録画時に
導入されたように再生時にも１本の走査線から次の走査
線まで安定した4.21MHzのクロックの位相偏移と629KHZ
のカラーアンダ信号の位相偏移をヘテロダインさせ、こ
のような位相偏移はアップコンバータ520の出力信号内
で補償される。
図８には安定した4.21MHzの搬送波発生器519が有する
ことができるまた他の形態を示す。再生時に使用される
時間軸補正器TBC4は録画時に時間軸補正器TBC2のため使
用された同一の読出しアドレス発生器30を使用する形態
を取る。読出しアドレス計数器33は図７についての説明
と実質的に同一の構造を有する。走査線計数器63も図７
の説明と実質的に同一の構造を有する。読出し専用メモ
リ67は正弦波及び余弦波ルックアップテーブルを貯蔵
し、ディジタル−アナログ変換器68は図６のアップコン
バータ520に適用するためROM67から出力された読出し信
号をアナログ形態で変換する。ROM67内のルックアップ
テーブルは読出しのために順次選択され、このような選
択は走査線計数器63から供給された水平走査線のモジュ
ロ４の計数に従って行われる。このような選択はビデオ
録画時と同様に再生時に１本の走査線から次の走査線ま
で629KHzカラーアンダ信号の位相偏移ヘテロダインする
4.21MHzクロックの位相偏移を導入するためのものであ
って、このような位相偏倚はアップコンバータ520から
供給される3.58MHZの色度信号の側波帯域内で除去され
る。
ことができるまた他の形態を示す。再生時に使用される
時間軸補正器TBC4は録画時に時間軸補正器TBC2のため使
用された同一の読出しアドレス発生器30を使用する形態
を取る。読出しアドレス計数器33は図７についての説明
と実質的に同一の構造を有する。走査線計数器63も図７
の説明と実質的に同一の構造を有する。読出し専用メモ
リ67は正弦波及び余弦波ルックアップテーブルを貯蔵
し、ディジタル−アナログ変換器68は図６のアップコン
バータ520に適用するためROM67から出力された読出し信
号をアナログ形態で変換する。ROM67内のルックアップ
テーブルは読出しのために順次選択され、このような選
択は走査線計数器63から供給された水平走査線のモジュ
ロ４の計数に従って行われる。このような選択はビデオ
録画時と同様に再生時に１本の走査線から次の走査線ま
で629KHzカラーアンダ信号の位相偏移ヘテロダインする
4.21MHzクロックの位相偏移を導入するためのものであ
って、このような位相偏倚はアップコンバータ520から
供給される3.58MHZの色度信号の側波帯域内で除去され
る。
図９には図６の安定した4.21MHz信号発生器が有する
ことができる異なる形態を依然として示しており、この
ような形態は従来のVHSビデオレコーダー再生装置に使
用される形態と類似している。たとえ、図７及び図８の
安定した4.21MHz発生器のように単純ではないが、高速
前進（fast−forward）、フレーム停止画面（frame−fr
eeze）あるいは異なる技術的方法がよりよく調節され
る。ディジタル−アナログ変換器518から出力されたア
ナログカラーアンダ信号と発生した４相の安定した4.21
MHzクロックは混合器601でヘテロダインされる。複合ビ
デオ信号に適合するように位相調整を有する3.58MHz信
号の側波帯域は高周波映像信号を抑圧する帯域通過フィ
ルタにより分離される。バーストゲート603は3.58MHz信
号の側波帯域からカラーバーストを選択して位相検出器
604に送出し、位相検出器604は修正発振器610から供給
された3.58MHzの振動から分離されたバーストの誤差を
検出する。3.58MHzの振動を発生する修正発振器はカラ
ーテレビジョン受信器内に非常に多く使用されるので、
このような修正発振器は比較的安価で、テープ速度を制
御するサーボ機構のための時間軸基準として通常使用さ
れる。前記誤差信号は幾つの画素持続長さ程度の時定数
τ３を有する低域通過フィルタ605を通過した後、電圧
制御された629KHzの発振器に制御信号として入力され、
電圧制御された629KHzの発振器はカラーアンダ信号の４
相搬送波を再生する。発振器606によって供給された４
相629KHzの振動と修正発振器610から出力された単一位
相の3.58MHzの振動は４相2.95MHz信号と4.21MHz搬送波
を発生するために混合器607でヘテロダインされる。帯
域通過フィルタ608は混合器601に適用するため安定した
4.21MHzの信号として４相4.21MHzの搬送波を選択する。
相互連結した要素601−608により形成される退化（dege
nerative）帰還ループは再生時に3.58MHZ色度信号の側
波帯域に伴うカラーバースト信号からビデオ録画時に加
えられた線対線の位相変調を除去する。
ことができる異なる形態を依然として示しており、この
ような形態は従来のVHSビデオレコーダー再生装置に使
用される形態と類似している。たとえ、図７及び図８の
安定した4.21MHz発生器のように単純ではないが、高速
前進（fast−forward）、フレーム停止画面（frame−fr
eeze）あるいは異なる技術的方法がよりよく調節され
る。ディジタル−アナログ変換器518から出力されたア
ナログカラーアンダ信号と発生した４相の安定した4.21
MHzクロックは混合器601でヘテロダインされる。複合ビ
デオ信号に適合するように位相調整を有する3.58MHz信
号の側波帯域は高周波映像信号を抑圧する帯域通過フィ
ルタにより分離される。バーストゲート603は3.58MHz信
号の側波帯域からカラーバーストを選択して位相検出器
604に送出し、位相検出器604は修正発振器610から供給
された3.58MHzの振動から分離されたバーストの誤差を
検出する。3.58MHzの振動を発生する修正発振器はカラ
ーテレビジョン受信器内に非常に多く使用されるので、
このような修正発振器は比較的安価で、テープ速度を制
御するサーボ機構のための時間軸基準として通常使用さ
れる。前記誤差信号は幾つの画素持続長さ程度の時定数
τ３を有する低域通過フィルタ605を通過した後、電圧
制御された629KHzの発振器に制御信号として入力され、
電圧制御された629KHzの発振器はカラーアンダ信号の４
相搬送波を再生する。発振器606によって供給された４
相629KHzの振動と修正発振器610から出力された単一位
相の3.58MHzの振動は４相2.95MHz信号と4.21MHz搬送波
を発生するために混合器607でヘテロダインされる。帯
域通過フィルタ608は混合器601に適用するため安定した
4.21MHzの信号として４相4.21MHzの搬送波を選択する。
相互連結した要素601−608により形成される退化（dege
nerative）帰還ループは再生時に3.58MHZ色度信号の側
波帯域に伴うカラーバースト信号からビデオ録画時に加
えられた線対線の位相変調を除去する。
位相同期ループの設計において、多数の変形された形
態はこの分野で通常の知識を有する者にはよく知られて
いる事実で、本発明の代案的実施例として使用可能であ
る。例えば、アドレス計数器の出力は事実上ディジタル
化されたのこぎり波としてアドレス計数器により、その
振動数が計数されるVCOに対する誤差信号を発生するた
めの水平同期パルスの反復されるエッジに応答するよう
にラッチされることもできる。また他の例として、読出
し専用メモリにアドレスを与えるためのアドレス計数器
からのディジタル化されたのこぎり波を使用するように
位相同期ループの上述した形態が変更されることもで
き、ここで前記読出し専用メモリはその振動数が計数さ
れるVCOに対する誤差信号を発生するために水平同期パ
ルスの反復れるエッジに応答してラッチされる非常に急
な傾斜を有する判別器の特性を貯蔵している。その他の
例として、ディジタル判別器応答はアナログ形態に変換
でき、水平同期パルスはその振動が計数されるVCOのた
め誤差信号を発生するためのアナログ判別器応答をゲー
トするため使用されることもできる。位相同期ループ設
計において多くの他の変形が公知されている。
態はこの分野で通常の知識を有する者にはよく知られて
いる事実で、本発明の代案的実施例として使用可能であ
る。例えば、アドレス計数器の出力は事実上ディジタル
化されたのこぎり波としてアドレス計数器により、その
振動数が計数されるVCOに対する誤差信号を発生するた
めの水平同期パルスの反復されるエッジに応答するよう
にラッチされることもできる。また他の例として、読出
し専用メモリにアドレスを与えるためのアドレス計数器
からのディジタル化されたのこぎり波を使用するように
位相同期ループの上述した形態が変更されることもで
き、ここで前記読出し専用メモリはその振動数が計数さ
れるVCOに対する誤差信号を発生するために水平同期パ
ルスの反復れるエッジに応答してラッチされる非常に急
な傾斜を有する判別器の特性を貯蔵している。その他の
例として、ディジタル判別器応答はアナログ形態に変換
でき、水平同期パルスはその振動が計数されるVCOのた
め誤差信号を発生するためのアナログ判別器応答をゲー
トするため使用されることもできる。位相同期ループ設
計において多くの他の変形が公知されている。
混合器12と520はそれぞれヘテロダイン信号の差異が
混合器出力フィルタリングにより選択され、その混合器
の出力信号となる形態で開示された。その代りに、ヘテ
ロダイン信号の和がその混合器の出力フィルタリングに
より選択される形態の混合器が本発明の精神を具体化す
る他のビデオ記録／再生システムで使用され、ここで4.
21MHz搬送波は2.95MHz搬送波に代替される。しかし、こ
のような事実は標準VHS方式から外れているものを示
す。
混合器出力フィルタリングにより選択され、その混合器
の出力信号となる形態で開示された。その代りに、ヘテ
ロダイン信号の和がその混合器の出力フィルタリングに
より選択される形態の混合器が本発明の精神を具体化す
る他のビデオ記録／再生システムで使用され、ここで4.
21MHz搬送波は2.95MHz搬送波に代替される。しかし、こ
のような事実は標準VHS方式から外れているものを示
す。
カラーアンダ信号の発生が完全あるいは実質的にディ
ジタル体系で遂行されるビデオテープレコーダーは本発
明をよりひろい側面で具体化することができる。本発明
においては分離され記録される輝度及び色度信号の時間
軸補正について折り返されたスペクトル輝度信号の処理
過程を特別に参照して述べた。しかし、分離記録される
輝度及び色度信号に関するTBCはビデオ録画／再生シス
テムに一般的に適用可能であり、輝度信号又は色度信号
又はこの二つの信号全部をディジタル処理する過程が遂
行され、時間軸安定性を要求するビデオ記録／再生シス
テムでは汎用的な応用性を有する。
ジタル体系で遂行されるビデオテープレコーダーは本発
明をよりひろい側面で具体化することができる。本発明
においては分離され記録される輝度及び色度信号の時間
軸補正について折り返されたスペクトル輝度信号の処理
過程を特別に参照して述べた。しかし、分離記録される
輝度及び色度信号に関するTBCはビデオ録画／再生シス
テムに一般的に適用可能であり、輝度信号又は色度信号
又はこの二つの信号全部をディジタル処理する過程が遂
行され、時間軸安定性を要求するビデオ記録／再生シス
テムでは汎用的な応用性を有する。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 バラバン，アルビン，ルベン アメリカ合衆国 ニュージャージー 08833，レバノン，フォーン ドライブ 19
Claims (12)
- 【請求項１】水平同期情報を又含む複合ビデオ信号の抑
圧搬送波の変調よりなる色度情報領域に応答的なカラー
アンダ信号を発生する電子部品の組合せであって、 該複合ビデオ信号から水平同期情報を分離するための分
離器と、 該複合ビデオ信号の色度情報領域を分離するための手段
と、 該複合ビデオ信号をサンプリングし、該サンプリングに
よって得られたサンプルをディジタル化するためのアナ
ログ−ディジタル変換器と、 該分離された色度情報とナーバス搬送波信号とを混合し
てもって該カラーアンダ信号を発生するためのダウンコ
ンバータと、 周波数と位相とが発振器制御信号により決定される連続
画素クロック信号をある比率で発生し、前記比率が該複
合ビデオ信号の最高周波数の２倍以上で、前記アナログ
−ディジタル変換器によりサンプリング比率を設定する
制御発振器と、 該複合ビデオ信号の４本の走査線で発生する画素クロッ
ク信号を計数した後、計数を初期値に戻す手段を含んで
おり、前記制御発振器によって提供される画素クロック
信号の数を計数し、その計数を発生するための計数器
と、 該計数器の状態に応じて、周波数と位相とがその比率の
約数としての該画素クロック信号の周波数と位相とに関
連する帰還信号を発生する手段と、 誤差信号を発生するため、該帰還信号が該複合ビデオ信
号から分離された水平同期情報と周波数又は位相におい
て異なる時に判別するための判別器と、 前記制御発振器、前記計数器、前記周波数分割器、前記
判別器、及び低域通過フィルタを含むフェーズロックル
ープ接続を完成するように、該誤差信号に応答して前記
発振制御信号を発生するための低域通過フィルタと、 前記ナーバス搬送波信号を取り出すため前記計数器の条
件に応答する手段とを含む組合せ。 - 【請求項２】前記ナーバス搬送波信号を発生するための
手段は、 前記ナーバス搬送波信号の連続的なディジタル信号サン
プルを発生するため、テーブルルックアップ回路にテー
ブルルックアップアドレス信号として提供され、前記計
数器から出力される計数に応答するテーブルルックアッ
プ回路と、 前記分離された色度を混合するため、前記ナーバス搬送
波信号の前記連続的サンプルを前記ダウンコンバータに
印加される連続的なアナログ形態の該ナーバス搬送波信
号に変換するためのディジタル−アナログ変換器とを含
む請求項１記載の組合せ。 - 【請求項３】前記テーブルルックアップ回路は読出し専
用メモリを含む請求項２記載の組合せ。 - 【請求項４】前記テーブルルックアップ回路は読出し専
用メモリだけで構成されることを特徴とする請求項２記
載の組合せ。 - 【請求項５】前記ダウンコンバータに印加される前記ナ
ーバス搬送波信号の連続的なアナログ形態は4.211MHzの
周波数を有するアナログ正弦波信号であることを特徴と
する請求項２記載の組合せ。 - 【請求項６】前記ダウンコンバータに印加される前記ナ
ーバス搬送波信号の前記連続的なアナログ形態は2.95MH
zの周波数を有するアナログ正弦波信号であることを特
徴とする請求項２記載の組合せ。 - 【請求項７】前記ナーバス搬送波信号を発生するための
手段は、 該複合ビデオ信号の色度情報領域の抑圧搬送波周波数で
発振する発振器と、 前記計数器の計数から水平走査線計数モジュロ４を誘導
するための手段と、 該複合ビデオ信号の色度情報領域の抑圧搬送波周波数で
発振する該発振器から取り出された４つの位相の信号の
中で相応する１つを提供するため、前記水平走査線の計
数モジュロ４によって制御され、前記４つの位相は混合
信号を発生するために増加する水平走査線のモジュロ４
により前記４つの位相が連続して選択されるに従って90
°ずつ変わる手段と、 抑圧搬送波周波数で方形波を発生するための手段と、 前記方形波を前記混合信号と混合し、もって該ナーバス
搬送波信号を発生するためのアップコンバータを含む請
求項１記載の組合せ。 - 【請求項８】前記ダウンコンバータに印加される前記ナ
ーバス搬送波信号は4.21MHZの周波数を有するアナログ
正弦波信号であることを特徴とする請求項７記載の組合
せ。 - 【請求項９】前記ダウンコンバータに印加される前記ナ
ーバス搬送波信号は2.95MHzの周波数を有するアナログ
正弦波信号であることを特徴とする請求項７記載の組合
せ。 - 【請求項１０】該帰還信号を発生する手段は該計数器の
状態に応答する該帰還信号を得る複合器を含む請求項１
記載の組合せ。 - 【請求項１１】水平同期情報を含む複合ビデオ信号から
得られる画像描写信号を記録し、カラーアンダ信号へ変
換するために複合ビデオ信号から色度成分を分離する種
類であり、輝度搬送波を複合ビデオ信号の残りの成分で
周波数変調し、カラーアンダ信号を周波数変調輝度搬送
波と組み合わせて該画像描写的信号を発生するビデオレ
コーダにおいて、 記録される複合ビデオ信号から水平同期情報を分離する
分離器と； 記録される複合ビデオ信号から色度情報領域を分離する
手段と； 記録される複合ビデオ信号をサンプリングし該サンプリ
ングから得られたサンプルをディジタル化するアナログ
ディジタル変換器と； 該分離された色度情報をナーバス搬送波信号と混合して
カラーアンダ信号を発生するダウンコンバータと； 発振器制御信号に応じて決定された周波数及び位相の比
率で一連の画素クロック信号を発生し、該比率は該複合
ビデオ信号の最高周波数の２倍より大きく、該アナログ
ディジタル変換器によるサンプリングの比率を設定する
制御発振器と； 該制御発振器によって供給された画素クロック信号の数
を計数して計数を発生し、４個の走査線において発生す
る画素クロック信号の数を計数した後にそれからの該計
数をその初期値に戻す手段を含む計数器と； 該計数器の状態に応答して、該比率の約数として、該画
素クロック信号比率の周波数及び位相に関連する周波数
及び位相を有する帰還信号を発生する手段と； 該帰還信号が記録されている複合ビデオ信号から分離さ
れた水平同期情報と周波数又は位相が異なる時を判別す
る判別器と； 該発振器制御信号を発生して該制御発振器、該計数器、
該分周器、該判別器及び低域通過フィルタを含むフェー
ズロックループ接続をなす低域通過フィルタと； 該計数器の状態に応答して該ナーバス搬送波信号を得る
手段とよりなる組合せ。 - 【請求項１２】水平同期情報をも含む複合ビデオ信号
の、色度領域に応答するカラーアンダ信号を発生し、該
色度情報は抑圧搬送波の変調よりなる、電子部品の組合
せであって、 該複合ビデオ信号から水平同期情報を分離する分離器
と； 該複合ビデオ信号の色度情報領域を分離する手段と； 該複合ビデオ信号をサンプリングし該サンプリングによ
って得られたサンプルをディジタル化するアナログディ
ジタル変換器と； 該分離色度情報をナーバス搬送波信号と混合して該カラ
ーアンダ信号を発生するダウンコンバータと； 発振器制御信号に応じて決定された周波数及び位相の比
率で一連の画素クロック信号を発生し、該比率は該複合
ビデオ信号の最高周波数の２倍より大きく、該アナログ
ディジタル変換器によるサンプリングの比率を設定する
制御発振器と； 該制御発振器によって供給された画素クロック信号の数
を計数して計数を発生する計数器であって、該計数器は
該複合ビデオ信号の４個の走査線において発生する画素
クロック信号の数を計数した後にそれからの該計数をそ
の初期値に戻す手段を含み、該計数器は各々が異なる時
点で第１及び第２の出力状態を有する第１の複数の計数
器段を含み、該第１の複数の計数器段は該カラーアンダ
信号の抑圧搬送波の周波数で方形波を発生するために該
画素クロック信号を共に計数し、該方形波は該第１及び
第２の出力状態間の遷移を示し、該計数器は各々が異な
る時点で第１及び第２の出力状態を有する第２の複数の
他の計数器段を含み、該第２の複数の計数器段は該方形
波において該第１から該第２の状態への遷移を共に計数
し、該第１及び第２の複数の計数器段は共に画素計数を
発生し、該計数器は水平走査線における画素の数が計数
された時に該第１及び第２の複数の計数段をそれらの第
１出力状態に再設定する手段を含み、該計数器は各々が
異なる時点で第１及び第２の状態を有する第３の複数の
更に他の計数器段を含み、該第３の複数の計数器段は該
第１及び第２の複数の計数器段を再設定する手段がそれ
らをそれらの第１の出力状態に再設定する回数を共に計
数し、水平走査線計数モジュロ４を供給する計数器と； 該計数器の現在の出力状態に応答して、該比率の約数と
して、該画素クロック信号比率の周波数及び位相に関連
する周波数及び位相の帰還信号を発生する手段と； 該帰還信号が該複合ビデオ信号から分離された水平同期
情報と周波数又は位相が異なる時を判別して誤り信号を
生ずる判別器と； 該誤り信号に応じて、該発振器制御信号を発生し、それ
により該制御発振器、該計数器、該周波数分割器、該判
別器及び低域通過フィルタを含むフェーズロックループ
接続を完成する低域通過フィルタと； 該複合ビデオ信号の色度状態領域の抑圧搬送波の周波数
で発振する発振器と； 該水平走査線計数モジュロ４によって制御され、該複合
ビデオ信号の色度情報領域の抑圧搬送波の周波数で発振
する該発振器から得られた４つの位相の発振のうちの対
応する一つを供給し、それらが水平走査線計数モジュロ
４をインクリメントし混合信号を発生することによって
順次選択されるよう該４つの位相は90°ずつ順次異なる
手段と； 該方形波を該混合信号と混合して該ナーバス搬送波信号
を発生するアップコンバータとよりなる組合せ。
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