JPH06507297A - ビデオレコーダーのナーバスクロック信号発生器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はビデオの録画及び再生システムに関するもので、特に複合ビデオ信号か ら分離された色度信号をカラーアンダ（ｃｏｌｏｒ　ｕｎｄｅｒ）信号にダウン コンバートし、再生時には再生された複合ビデオ信号内に色度信号を含むために カラーアンダ信号を色度信号にアップコンバートするのに使用されるナーバス（ ｎｅｒｖｏｕｓ）クロック信号の発生に関するものである。

発明の背景 最近、ビデオ信号についてのディジタル処理技術が発達するに従って高解像度と 良質の映像を供給する家庭用ＶＣＲが登場するようになった。本願の発明者Ｃ， Ｈ，５ｔｒｏｌｌｅ等より特許出願された、”Ｖｉｄｅｏ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｒｅ ｃｏｒｄｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｅｎａｂｌｉｎｇ　Ｌｉｍ１ｔｅｄ　Ｂａｎｄ ｗｉｄｔｈＲｅｃｏｒｄｉｎｇ　Ａｎｄ　Ｐｌａｙｂａｃｋ’という名称の米国 特許第５，１１３，２６２号（１９９２年５月１２日登録）の明細書と図面の内 容が本願において参考とされる。このシステムは標準ＶＨＳシステムと互換性の 高い解像度を有する家庭用ＶＣＲを提供可能に開発された。

上記米国特許第５．１１３．２６２号に開示されているビデオ信号録画システム は、複合ビデオ信号をディジタル化し、実質的には色度信号情報がないディジタ ル化された輝度信号を分離するため前記複合ビデオ信号を適合したディジタル時 間空間フィルタ作用をへるようにする。このディジタル化された輝度信号はディ ジタル帯域分離フィルタの入力信号として供給され、前記ディジタル帯域分離フ ィルタはディジタル化された輝度信号に対するディジタル低域通過フィルタ応答 とディジタル高域通過フィルタ応答を発生し、前記ディジタル化された輝度信号 は中間周波数帯域で生じるクロス才一バに応答する。ディジタルフィルタ高域応 答はディジタル低域通過フィルタ応答に関して適切にディエンファシスされた後 、中間周波数奇城辺で折り返して（ｆｏｌｄ）ディジタル低域通過フィルタ応答 の標準スペクトルと同様に基底帯域で同じ領域を占める反転スペクトルとして現 われる。水平、垂直同期信号に伴う縮小帯域幅の輝度信号は輝度信号搬送波の周 波数を変調するのに使用され、標準Ｖ　ＨＳシステムの過程と実質的に同一の方 式でビデオテープに録画された信号のｖ１１信号領域を発生するのに使用される 。

上記米国特許第５，１１３．２６２号に開示されているビデオ信号録画及び再生 システムの再生回路は、再生時にビデオテープから標準方式によりアナログ形態 に復し、継続してディジタル化される縮小帯域幅の輝度信号内にある時間軸誤差 （ｔｉｍｅ　ｂａｓｅ　ｅｒｒｏｒ　：　ＴＢＥ）を補正できる時間軸補正器（ ｔｉｍｅ　ｂａｓｅ　ｃｏｒｒｅｃｔｏｒ　：　ＴＢＣ）を備えている。ＴＢＣ はビデオ信号内に含まれている時間軸誤差を時間軸バッファとして作用するメモ リにより除去する装置である。ＴＢＥを有するビデオ信号と同期化されたクロッ ク信号に従ってＴＢ、Ｅを有するビデオ信号はメモリ内に書き込まれ、安定した クロック信号によりメモリから読み出される。’ＴＢＥ”という用語はＶＣＲ記 録再生システムにある機械的要素により信号に提供されるジッタを示すもので、 録画及び再生時にテープの速度変化、テープ振れ等がある。

時間軸上で補正された縮小帯域幅の輝度信号は折り返さないし、この折り返され ない信号は折返しアーティファクトが実質的にないディジタル化された輝度信号 の完全スペクトルを分離するために適切なディジタル時空フィルタリングをへる 。その次に実質的に折返しアーティファクトを有していない分離されディジタル 化された輝度信号の高周波数領域はりエンファシスされる。

上記米国特許第５，１１３，２６２号においてビデオ信号録画システムは、カラ ーアンダフォーマブト内で色度信号情報を録画及び再生するためどのような面で は標準ＶＨＳシステム過程に従う。カラーアンダフォーマブト内に録画された色 度信号情報を再生するだめの標準ＶＨＳシステム過程は後述される測定値を含ん でおり、このような測定値はビデオ信号内の時間軸誤差（ＴＢＥ）がカラー誤差 を導入するのを防止する。例えば、録画される複合ビデオ信号が他のビデオレコ ーダーから供給される時、信号の再生のために使用されるテープ伝送の速度変化 やテープ振れなどにより録画される複合テープビデオ信号内にＴＢＥが発生する 。録画時にも録画に使用されるテープ伝送の速度変化やテープの振れなどによっ てもＴＢＥが発生される。継続して再生時にも再生に使用されるテープ伝送の速 度変化やテープ振れなどによりまたＴＢＥが発生される。

録画時において、３．５８ＭＨｚの抑圧搬送波を有する分離された色度信号の側 波帯域は６２９　ｋＨｚの抑圧搬送波の複合振幅変調側波帯域を発生するために ４．２１ＭＨｚ振動と共にヘテロダインされる。カラーアンダ信号を発生するた めのダウンコンバート過程の間に干渉するカラーバーストはヘテロダインされ６ ２９ｋＨ２に下向される。ダウンコンバート過程に使用される４、２１ＭＨｚ振 動は位相同期発振器（ｐｈａｓｅ　−１ｏｃｋｅｄ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ　： 　ＰＬＯ）から供給されるもので、いわゆる“ナーバスクロック信号２と呼ばれ る。

ここで、ＰＬＯは電圧制御発振器（ｖｏｌｔａｇｅ　−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　 ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ　・ＶＣＯ）を備えており、ｖＣＯの周波数と位相は誤差 信号により電気的に制御され、走査線周波数の倍数に同期化される。このような 同期化を得るためにはｖＣＯは補正帰還（ｃｏｒｒｅｃｔｉｖｅ　−ｆｅｅｄｂ ａｃｋ）ループの連結部分内に含まれており、補正帰還ループ連結部分内でＶＣ Ｏは発振された振動を周波数分割器内に供給し、周波数分割器は前記振動の約数 振動を周波数及び位相比較器に供給し、周波数及び位相比較器はその比較結果を ループフィルタに供給するが、前記ループフィルタは速度を決定し前記速度と誤 差信号はループの連結部分によって減少することができ、ｖＣＯの振動が有する 周波数と位相を調節するためフィルタ応答はｖＣＯに印加される。これによって 、誤差信号を減少するためｖＣＯから出力される振動の周波数と位相を制御する 補正帰還ループが完成される。もし、フィルタ応答時定数が走査線の持続より長 くないと、４．２１ＭＨｚの周波数と位相は水平同期内にあるＴＢＥにより変わ る。６２９　ｋＨｚにダウンコンバートする場合には色度信号内のＴＢＥは４． ２１ＭＨｚ振動と差動的に結合されカラーアンダ搬送波はＴＢＥが全くなくなる 。アップコンバート過程内で再生時にカラーバーストと色度信号側波帯域を発生 するため４．２１ＭＨｚの安定した振動はカラーアンダ信号とヘテロダインされ 、色度信号側波帯域の３．５８ＭＨｚの搬送波はＴＢＥが全くなくなる。

本発明においての特徴は、複合ビデオ信号をディジタル化する時にアナログ−デ ィジタル変換器により複合ビデオ信号のサンプリング時間を定めるため使用され るクロック信号を発生させる必要があるものである。また、前記クロック信号は 結果するディジタルサンプルを時間軸補正メモリ内にクロック化する時に使用さ れる。既に上述したように複合ビデオ信号が他のビデオレコーダーから供給され る時、再生のため使用されるテープ伝送の速度変化やテープ振れにより録画され る複合ビデオ信号内にＴＢＥが発生するよう１こなる。

ｎ＠のため提供される複合ビデオ信号をディジタル化する間、アナログ−ディジ タル変換器にて水平走査線の画素のサンプリング瞬間を変化してＴＢＥをトラッ クするため、アナログ−ディジタル変換器のためのクロック信号はディジタル化 される複合ビデオ信号から分離された水平同期パルスと同期された位相同期発振 器（ｐｈａｓｅ　−１ｏｃｋｅｄ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ　：　ＰＬＯ）から供 給される。このＰＬＯは電圧制御発振器（ＶＣＯ）を備えており、ｖＣＯの周波 数と位相は誤差信号により電気的に制御され走査線周波数の倍数に同期化される 。

このＶＣＯの代わりに電流制御発振器が使用されることができ、このような事実 はＰＬＯ設計に慣れている者なら容易に分かる。

走査線周波数の倍数に対するこのような同期を得るため、ＶＣＯは補正帰還（ｃ ｏｒｒｅｃｔｉｖｅ　−ｆｅｅｄｂａｃｋ）ループ連結部分に含まれ、この補正 帰還ループ連結部分内でｖＣＯは発振された振動を周波数分割器内に供給し、前 記周波数分割器は前記振動の約数振動を周波数及び位相比較器に供給し、前記周 波数及び位相比較器はその比較結果を速度を決定するループフィルタに供給し、 前記速度と誤差信号はループ連結部分によって減少することができ、ＶＣＯの振 動が有する周波数と位相を調節するためフィルタ応答がｖＣＯに印加される。こ れによって、誤差信号を減少するためｖＣＯから出力される振動の周波数と位相 を制御する補正帰還ループを完成する。もし、フィルタ応答時定数が走査線持続 より長くないとｖＣＯからアナログ−ディジタル変換器に供給されたクロック信 号の周波数と位相は水平同期内のＴＢＥに従って変わる。水平同期内のＴＢＥは 輝度信号内のＴＢＥの指数であって、輝度信号内のＴＢＥは時間軸補正器メモリ が安定したクロックにより読み出される時に補償される。

本発明にしたがって、カラーアンダ信号と結合してダウンコンバートびアップコ ンバート過程内に使用される４、２１ＭＨ２の正弦波信号は４．２１ＭＨ２で発 振する位相同期されたアナログ発振器で直接発生しない。その代わりに４．２１ ＭＨｚの周波数のナーバスクロツク信号は高周波数の振動から出力され輝度信号 をディジタル化するために使用されるアナログ−ディジタル変換器にクロック信 号として提供される。このような出力は続出し専用メモリ（ｒｅａｄ　ｏｎｌｔ 　ｍｅｍｏｒｙ　：　ＲＯＭ）内に貯蔵された正弦波ルックアップ（ｌ。

ｏｋ　−ｕｐ）テーブルや、安定な発振器を高周波数振動とヘテロダインし、あ るいは周波数分割によって得られる高周波数振動の約数振動を使用することで行 われる。

コーダー内にあり、このビデオレコーダーは録画される複合ビデオ信号のサンプ ルをディジタル化するためのアナログ−ディジタル変換器を備えている。同期分 離器は録画される複合ビデオ信号から水平同期情報を分離する。フィルタリング により録画される複合ビデオ信号の色度信号情報領域が分離され、ダウンコンバ ータは分離された色度信号情報をナーバス搬送波信号と混合することによってカ ラーアンダ信号を発生する。周波数と位相が発振器制御信号に基づき決定される 連続の画素クロック信号を所定の比率で発生するための制御発振器が備えられて おり、この比率はナーバス搬送波信号周波数の２倍以上であり、アナログ−ディ ジタル変換器によりサンプリング比率を設定する。計数器は制御発振器により提 供される画素クロック信号の数を計数し、４本の走査線で発生する画素の数を計 数した後、その計数を初期値に戻す手段を備えている。周波数分割器は計数の約 数を発生するため規定因子により計数を分割する。誤差信号を更に発展させるた め計数器から出力された計数の約数が記録される複合ビデオ信号から分離された 水平同期情報からの周波数や位相と異なる時に判別器が判別する。低域通過フィ ルタは発振器制御信号を発生するため誤差信号に応答する。これによって上述し た制御発振器、計数器、周波数分割器、判別器、低域通過フィルタを備えている 位相同期ループ連結部分が完成され、ナーバス搬送波信号は計数器の条件に応答 して出力される。このような出力は読出し専用メモリ内に貯蔵された正弦波ルッ クアップテーブルや、安定し発振器と高周波数振動をヘテロダインし、あるいは 周波数分割によって得られるこのような振動の約数を使用することで行われる。

図面の簡単な説明 図１は本発明を具体化するビデオ録画回路の概略的ダイヤフラム図である。

図２は本発明をより具体化するに従う図１のビデオ録画回路作動を改善するため 修正された概略的ダイヤフラム図である。

図３は録画のため提供されるビデオ信号の中で録画過程の一つの段階として適切 な時空フィルタリングをへる時間軸誤差がどのくらい多いかを決定する図１及び 図２のビデオ録画回路内で使用される非標準入力検出器の概略的ダイヤフラム図 である。

図４は及び図５はそれぞ本発明による図１のビデオ録画回路内において、４．２ １ＭＨ２のナーバスクロックを発生するための代案的装置の概略的ダイヤフラム 図である。

図６は図２により修正された図１に示したビデオ録画回路のように使用するため の再生回路の概略的ダイヤフラム図である。

図７１図８及び図９はそれぞれ図６の再生回路内で４．２１ＭＨ２の安定したク ロックの発生のための装置の概略的ダイヤフラム図である。

発明の詳細な説明 図１を参照すれば本発明を具体化したビデオ録画再生システムの録画回路は、複 合ビデオ信号から色度信号を分離するため連結される色度信号分離器ｌＯと、４ ．２１ＭＨｚのナーバス正弦搬送波信号発生器１１と、分離された色度信号と４ ．２１ＭＨｚのナーバス正弦搬送波信号に応答してカラーアンダ信号を発生する ためのダウンコンバータ１２と、複合ビデオ信号のための第１のアナログ−ディ ジタル変換器（ＡＤＣＩ）１３と、カラーアンダ信号のための第２アナログ−デ ィジタル変換器（ＡＤＣ２）１４と、ディジタル化された複合ビデオ信号のため の第１の第１人出（ＦＩＦＯ）メモリ１５と、ディジタル化されたカラーアンダ 信号のための第２の第１人出（ＦＩＦＯ）、メモリ１６と、色度信号録画処理器 １７と、色度信号と同じ側波帯域を結合するためのディジタル加算器１８と、複 合ビデオ信号から水平及び垂直同期パルスを分離するための同期分離器１９とを 備えている。第１時間軸補正器（ＴＢＣＩ）は書込みアドレス発生器２０と読出 しアドレス発生器３０と結合した第１人出メモリ１５で形成される。第２時間軸 補正器（ＴＢＣ２）は書込みアドレス発生器２０と読出しアドレス発生器３０と 結合した第１人出メモリ１６で形成される。そして、前記録画回路は輝度信号録 画処理器４０を備え、本発明により輝度信号録画処理器４０内には過度のＴＢＥ を有する複合ビデオ信号が録画のため受信される時、輝度信号録画処理器４０内 の連結を修正するためのマルチプレクサ４９を備えている。

書込みアドレス発生器２０は２１〜２５要素を備えている第１位相同期ループ（ ＰＬＬＩ）である。低域通過フィルタ２１はＰＬＬ１の誤差信号のためのループ 時定数τ、を設定し、ループ時定数τ１は水平走査線の持続よりほぼ長くない。

電圧制御発振器２２は低域通過フィルタ２１によりフィルタリングをへるＰＬＬ １誤差信号により制御された水平走査線周波数を逓倍（例えば、６４０倍）した 周波数、またはこの周波数の辺りで発振する。ＶＣＯ２２からの振動はアナログ −ディジタル変換器１３及び１４により遂行されるサンプリングの時間を制御す る。書込みアドレス計数器２３は発振器２２から出力される振動の各周期を計数 するために連結されている。書込みアドレス計数器２３の計数３２０は周波数及 び位相比較器２５に供給される第１入力信号にデコーダ２４によりデコーディン グされる。位相固定ループ（ＰＬＬ）の設計分野の専門家に知られているように 、ｖＣＯから発振を計数し一つの選択された計数又は選択さたグループの隣接計 数をデコーディングすることにより、前記ｖＣＯの周波数及び位相を制御する誤 差信号を発生するため基準信号に比較される帰還信号の発生において発振周波数 の分周を提供する。比較器２５に供給される第２入力信号は分離された同期パル スを含んでいる。比較器２５は公知の形態の−っであって、第１及び第２入力信 号の相応するエツジ間の差動偏移に比例する出力信号を発生する。比較器２５は その出力信号を低域ループフィルタ２１に供給し、位相同期ループＰＬＬ１を閉 じる。ループフィルタ２１は１本の水平走査線の持続よりほぼ長くない時定数を 有し、位相同期ループＰＬＬ１の応答は垂直同期パルスよりは分離された水平同 期パルスに対するものであり、入力信号の時間軸誤差を非常に正確に応すること ができる程に速い。

読出しアドレス発生器３０は３１〜３５の要素を備える第２位相同期ループ（Ｐ ＬＬ２）である。低域通過フィルタ３１はＰＬＬ２の誤差信号のためのループ時 定数τ、を設定し、時定数τ、は水平走査線持続長さのほぼ２０倍である。電圧 制御発振器３２は低域通過フィルタ３１によりフィルタリングをへたＰＬＬ２の 誤差信号により制御され、水平走査線周波数を逓倍（例えば６４０倍）した周波 数またはこの周波数の辺りで発振する。読出しアドレス計数器３３は発振器３２ から出る振動の各周期を計数するために連結されている。読出しアドレス計数器 ３３の計数Ｏは周波数及び位相比較器３５に供給される第１入力信号としてデコ ーダ３４によりデコーディングされる。比較器３５に供給される第２入力信号は 分離された同期パルスを含んでいる。比較器３５は比較器２５の同じ形態であり 、その出力信号を低域ループフィルタ３１に供給し位相同期ループＰＬＬ２を閉 じる。水平走査線持続長さのほぼ２０倍であるループフィルタ３１０時定数は第 ２位相同期ループ（ＰＬＬ２）が入力信号の垂直同期信号と同期化されることを 許すが、入力信号の速い変化をトラックすることは許さない。

したがって、書込みアドレス計数器２３は複合ビデオ信号の時間変化に迅速に応 じ、かつ書込みアドレス信号ＷＲを発生し、書込みアドレス発生器２０はこの書 込みアドレス信号ＷＲをディジタル化された複合ビデオ信号のため第１ＦＩＦＯ メモリとディジタル化されたカラーアンダ信号のため第２ＦＩＦＯメモリの両方 に供給する。

読出しアドレス計数器３３は長い周期にわたって平均化された複合ビデオ入力信 号の時間と同期化され、テープのジッタなどに影響を受けないので読出しｆドレ ス計数器３３は時間軸補正器’Ｉ’ＢＣ１のＦ’ＩＦＯメモリ１５と時間軸補正 ４丁ＢＣ２のＦＩＦＯメモリｊ６のための比較的安定した読出しアドレス信号Ｒ Ｄを発生ずる。

ＦＩＦＯメモリ１５ど１６はそれぞれ画素の完全な走査線を貯蔵できると仮定さ れる。ＦＩＦＯメモリ１５と１６に供給される書込みアドレスとＦＩＦＯメモリ １５と１６に供給される読出しアドレス間のオフセットは読み出す前に過度に書 き込まれることなくメモリが一時的貯蔵機能を提供するのに必要である。このよ うなオフセラＦ・は半分の走査線だけ離れている出力ｌを発生するため、デコー ダ２４と３４を配列することによって簡単に供給される。

時間軸補正器ＴＢＣ１による複合ビデオ信号の高周波成分内にある時間軸誤差Ｔ ＢＥＩの除去はＦＩＦＯメモリ１５により形成され、アドレス発生器２０と３０ は輝度信号録画処理器４０内で輝度信号の空間処理を容易にする。輝度信号録画 処理器４０は時間フィルタ４Ｉと、空間フィルタ４２と、動信号検出器４３と、 ソフトスイッチ（ｓｏｆｔ　５ｗ１ｔｃｈ）４４と、動因子発生器４５とを備え る適切な輝度信号分離器を含む。米国特許第５．１１３．２６２号に上述された 時間フィルタ４１は“フレームコーム（ｆｒａｍｅ　ｃｏｍｂ）　”と知られて いる形態のコームフィルタ（ｃｏｍｂ　ｆｉｌｔｅｒ　）作用を含むコームフィ ルタであって、このコームフィルタ作用は連続的なテレビジョン映像の動く領域 よりは停止領域をフィルタリングするのに適する。前記特許出願書で空間フィル タ４２は“ラインコーム（ｌｉｎｅ　ｃｏｍｂ）”と知られた形態のコームフィ ルタ作用を含むコームフィルタであって、これは連続的テレビジョン映像の停止 領域よりは動く領域をフィルタリングするのに適合である。動因子発生器４５は 検出された動信号値によりアドレス指定された読出し専用メモリ（ＲＯＭ）のル ックアップテーブル内に録画された動因子にとに−１を発生する。ソフトスイッ チ４４は供給された動因子にとに−１に応答する時間フィルタ４１と空間フィル タ４２の出力比を決定する。米国特許第５，１１３，２６２号に更に特別に開示 されたこの適切な輝度信号分離器は米国特許第５，１１３．２６２号に上述され たより適切な形態のスペクトルフォルタ（ｓｐｅｅｔｒｕａｉ　ｆｏ！ｄｅｒ） に応する。動信号処理器４７は側波帯域で構成された信号Ｍを発生するため、動 信号検出器４３から出力された動信号を４相搬送波に変調し、この信号Ｍはカラ ーアンダ信号Ｃと共にインタリーピングするフキヌキホール（Ｆｕｋｉｎｕｋｉ 　ｈｏｌｅ）に入力される。信号ＣとＭは加算器１８Ｈ加数人力信号として供給 される。

本発明を遂行するだめの輝度信号録画処理器４０の修正された領域のみを以下に 更に詳しく述べる。本発明による構成と米国特許第５．１１３，２６２号に上述 した構成の差異は非標準入力検出器４８により非標準入力信号に分類された複合 ビデオ信号に応答するもので、動検出器４３により発生された無動（ｎｏ　ｍｏ ｔｉｏｎ）に対する算術０から完全動（ｆｕｌｌ　ｍｏｔｉｏｎ）に対する算術 ｌまでの範囲を存する動信号において、マルチプレクサ４９は動因子発生器４５ と動処理器４７に適用するために算術１を選択する。これは非標準入力信号の場 合において、動信号の有無に関係なく動因子発生器４５から出力される出力値に と１−Ｋが空間的に抽出された輝度信号サンプルを完全に構成するために輝度信 号りの条件となるようにする。すなわち、非標準入力信号が検出される時にＦＩ ＦＯメモリ１５から出力される時間軸上で補正され、ディジタル化された信号は 輝度信号りを発生するために空間領域内で初めて処理され、この輝度信号は輝度 信号録画処理器４０からの出力信号として提供される。

非標準入力検出器４８は制御信号を発生し、この制御信号は入力信号がＴＢＥを 含む非標準入力信号か否か入力信号に依存するｌと００うちの一つである。図１ に示されたように非標準入力検出器４８は書込みアドレス計数器２３から出力さ れる書込みアドレスＷＲと読出しアドレス計数器３３から出力される読出しアド レスＲＤの差異を決定してジッタを感知した後、現在の入力ビデオ信号の非標準 信号か否かを決定する形態である。このような非標準入力検出器に対する特別な 例が図４を参照して詳細に記述される。非標準入力検出器４８はこのような特別 な形態にのみ限定されるのではなく、非標準入力検出器の構成に要求されるのは 非標準入力検出器が現在の入力信号がＴＢＥを含む非標準信号か否かに対する検 出だけをすればよい。

録画装置の残りの領域は図１に示していないが、米国特許第５゜１１３．２６２ 号に記述されるのと類似している。輝度信号りはディジタル形態からアナログ形 態に変換され、ＦＭ搬送波の周波数変調に使用される。加算器１８から出力され たＣ＋Ｍ出力信号はディジタル形態からアナログ形態に変換され、ＦＭ搬送波に 加えられる。ヘリカル（ｈｅｌｉｃａｌ）走査技術を使用して和信号を磁気記録 媒体上に録画するようになる。

本発明による色度信号録画回路において、ダウンコンバータ１２は４．２１ＭＨ ｚのナーバス信号発生器１１の４．２１ＭＨｚのナーバス出力信号を受信し、そ のような色度信号のダウンコンバート過程の間に結果的なカラーアンダ信号内に ＴＢＥが現われる。結果的なカラーアンダ信号内に入力されＴＢＥはアナログ− ディジタル変換器１４から供給されるサンプリングクロック内のＴＢＥに相応す る。もし、ディジタルサンプルが規則的に発生するため安定したクロックを従っ てリタイム（ｒｅ　−ｔｉｍｅ）されると、アナログーディノタル変換器１４か ら供給されたディジタルサンプルはカラーアンダ搬送波信号についてＴＢＥがな くなる。したがって、再生時に安定なりロックを有するアップコンバートはカラ ー副搬送波位相内に感知すべき誤差のない色度信号を再発生できる。これは４． ２１ＭＨｚナーバス搬送波が他の方法で発生されたという点を除いては先行技術 と類似である。先行技術においては、録画時に輝度信号の時間軸補正がないが、 これは再生時に輝度／色度信号のトラッキング問題を引き起こすことができる輝 度信号と色度信号との間の差動ＴＢＥを発生させることができるためである。輝 度信号がディジタル化されず録画時にディジタル化したフィルタ過程をへるので 、輝度信号の時間軸補正は必要ではない。先行技術で再生時の過程はだだカラー アンダ信号を修正発振器から供給される安定した４、２１ＭＨｚ正弦波と混合す るので、カラーアンダ信号をアップコンバートした。これによって、ＶＨＦテレ ビジョンチャネル変調器に提供される複合ビデオ信号のための色度信号側波帯域 を再発生した。

４．２１ＭＨｚ正弦波とカラーアンダ信号の搬送波は共にＴＢＥがないので、カ ラーテレビジョン受信器内の局部カラー発振器の同期化を容易にする。局部カラ ー発振器のＡＦＰＣループのプルイン（ｐｕｌｌ−４ｎ）範囲は今まで超過する ことができることより一層狭い。

ビデオテープレコーダー内では録画時に輝度信号はディジタル化されディジタル 化したフィルタリングをへて、特に本発明が関係するレコーダーの形態でディジ タルフィルタリングが横方向内にある時にディジタルフィルタリングが進むこと にするため、輝度信号の時間軸補正が必要である。４．２１ＭＨｚナーバス搬送 波を使用した３、５８ＭＨｚ色度信号のダウンコンバートにより得るカラーアン ダ信号の発生はカラーアンダ搬送波周波数に関するＴＢＥを補正するために遂行 される。しかし、カラーアンダ信号の機能変調に関するＴＢＥはこの過程により 遂行されない。その理由は、輝度信号は時間軸上で補正されカラーアンダ信号の 変調機能は補正されないが、Ｌ信号内の輝度信号情報とアナログ−ディジタル変 換器によって供給されるディジタル化されたカラーアンダ信号内の色度信号情報 間の差動時間軸誤差が結果的にあるためである。このような差動時間軸誤差は記 録されたビデオの再生時、スクリーン上の色度信号及び輝度信号のトラックに対 する障害となる。

色度及び輝度信号のトラッキングに対する障害は、ＡＤＣ１４により供給される ディジタル化されたカラーアンダ信号に時間軸補正を適用することによって除去 されるが、このような時間軸補正はＡＤＣ１３により提供されるディジタル化さ れたカラーアンダ信号に適用される時間軸補正と相応する。ディジタル化された カラーアンダ信号の時間軸補正はＦＩＦＯメモリ１６により遂行されるか、ＦＴ ＦＯメモリ１６はＦＩＦＯメモリ１５の読出しアドレスを書込みアドレスとして 受信し、ＦＩＦＯメモリ１５の書込みアドレスを読出しアドレスとして受信する 。録画されたビデオテープが再生されるカラーテレビジョン受信器で局部カラー 発振器の同期化に対して要素１６．２０及び３０を有する時間軸補正器ＴＢＣ２ が持ち易い逆効果は再生装置で補償されることができる。この点は本明細書にお いて図６を説明する時に更に詳細に説明する。

時間軸上で補正されディジタル化されたカラーアンダ信号の色度信号はＦＩＦＯ メモリ１６から色度信号録画処理器１７に供給される。色度信号録画処理器１７ は入力色度信号に対する映像応答を制限し、動信号処理器４７から供給された動 信号Ｍが占めるようになるフキヌキホール内に入ってくるクロストークを防止す るため、反クロストーク（ａ口ｔｉ−ｃｒｏｓｓｔａｌｋ）フィルタリングを遂 行し、加算器１８の１つの入力信号とし最終的色度信号Ｃを供給する。

図２は図１に示された録画回路内の録画輝度信号処理器４０の代りに使用できる 修正された輝度信号録画処理器４００を示している。

この輝度信号録画処理器４００は録画輝度信号処理器４０の要素４１−４９に付 加して要素４０１−４０４を更に備えている。輝度信号録画処理器４００は加算 器１８に供給される動信号ＭをＯに設定するために非標準で分類された録画のた めに提供された入力信号に応答する。この過程は図１の録画回路内で遂行された ように、加算器１８に供給される動信号Ｍを非標準で分類された入力信号に応答 して完全値に設定するより望ましい。このような過程は動信号Ｍが完全値のとき 力ラーアンダ信号Ｃ内に望ましくないクロストークが入力されることを示すので 更に望ましい。しかし、このような過程はビデオテープ再生回路の信号差動のた めの若干の代案的方法の提供を必要とし、録画されたビデオ信号は前記過程がた だ２次元の空間領域内でのみ遂行され、時間領域内でフィールド対フィールド（ ｆｉｅｌｄ　−ｔｏ−ｆｉｅｌｄ）あるいはフレーム対フレーム（ｆｒａｍｅ　 −ｔｏ　−ｆｒａｍｅ）の条件の下で遂行されない。

非標準入力信号検出器４８が録画のため受信された入力信号を標準で分類し、ま たは実質的にＴＢＥがない場合に動信号処理器４７から出力される信号Ｍを加算 器１８に選択的に印加する時、そして、マルチプレクサ４０１に論理０を供給す る時マルチプレクサ４０１が使用される。非標準入力検出器４８が録画のため受 信したビデオ入力信号を非標準で分類し、あるいはマルチプレクサ４０１に論理 ｌを供給する時、マルチプレクサ４０１は加算器１８に動信号処理器４７から出 力される動信号Ｍよりは算術０を選択的に印加する。

ＩＤ信号発生器４０２は非標準入力検出器４８から出力された出力ｌに応答して 、公知の方法により入力信号を非標準信号で確認できるＩＤコードを発生する形 態である。例えば、ＩＤコードは非標準入力ビデオ信号が録画される時には擬似 雑音シーケンスの連続であることができ、標準入力信号が録画される時には黒レ ベルあるいは異なる擬似雑音シーケンスの連続であることができる。マルチプレ クサ４０３は入力信号としてスペクトルフォルタ４６の出力信号とＩＤ信号発生 器４０２の出力信号を受信し、ゲート信号発生器４０４からマルチプレクサ４０ ３に供給される入力信号のうちいずれか一つをマルチプレクサ４０３の出力信号 の基になるモデルとして選択するため、ゲート信号発生器４０４からマルチプレ クサ４０３に供給される制御信号の条件に応答する。ゲート信号発生器４０４は ゲート信号を発生するため垂直同期信号に応答し、このゲート信号は垂直消去期 間に応する間、あるいは垂直消去期間を早速応する間に予め規定された走査線の 活性領域時にマルチプレクサ４０３の出力信号の基になるモデルとしてＩＤコー ド入力信号を選択するマルチプレクサ４０３の条件となるようにする制御信号と してマルチプレクサ４０３に印加される。マルチプレクサ４０３の時間マルチプ レックスされた色度信号とＩＤ信号ＬしＩＤを録画回路の残りの部分に本質上伝 統的な方法で印加する。

図３には非標準入力信号検出器４８が可能な構造を更に詳細に示す。ディジタル 加算器４８１はＴＢＥのない信号を発生するために２進３２０（走査線内の６４ ０画素の半分）を計数器３３から出力される続出しアドレスに加算され、前記読 出しアドレスは計数器２３から供給された書込みアドレスと同一しなければなら ないし、ディジタル減算器４８２を使用して計数器２３から供給され書込みアド レスと差動的に結合する。減算器４８２はその差動信号を多くのサンプルを平均 するディジタル平均フィルタ４８３に供給する。

絶対値回路４８４はその入力信号に供給される４８２の出力信号内の平均を整流 する。絶対値回路４８４の出力信号はしきい値検出器４８５に供給され、しきい 値検出器４８５は典型的にディジタル比較器で構成される。しきい値検出器４８ ５は絶対値回路４８４の出力信号が予め規定された値を超過する時に論理ｌを発 生し、この論理ｌは録画のため受信されたビデオ入力信号が非標準で分類された ことを示す。もし、絶対値回路４８４の出力が前記予め規定された値を超過しな いとしきい値検出器４８５は論理０の出力を発生し、この論理０は録画のため受 信されたビデオ入力信号が標準で分類されたのを示す。

図４は書込みアドレス発生器２０内の位相同期ループＰＬＬ１に付加して他の位 相同期ループを有していないし、ナーバス４．２１ＭＨｚのクロックを発生する ための一つの方法を示している。書込みアドレス計数器２３は４段２進計数器２ ３１のキャリアウド（Ｃａｒｒｙ　ｏｕｔ　；　Ｃｏ）連結部分で６２９　ｋＨ ｚの方形波を発生するためにＶＣＯ２２から４段２進計数器２３１のキャリイン （ｃａｒｒｙ　ｉｎ　；Ｃ１）連結部分に供給されるＩＯ，ＩＭＨｚの振動を計 数する４段２進計数器２３１と、４段２進計数器２３１のキャリアウド連結部分 で４段２進計数器２３２のキャリイン連結部分に供給される６２９ｋＨｚの方形 波を計数する６段２進計数器２３１と、結合された計数が１０　０１１１　１１ １１に到達した後に結合された計数をｏｏ　ｏｏｏｏ　ｏｏｏｏに再設定するた めに計数器２３１と計数器２３２の結合された計数に応答するデコーダ２３３と を備えることを詳細に示している。

ナーバスクロック発生器１１は計数器２３１のキャリアウド（ＣＯ）連結部分か ら出力された６２９ｋＨｚの方形波を入力として受信する増幅器１１１と、時間 的に非常に安定した３、５８ＭＨｚの正弦波を発生する修正発振器１１２と、水 平走査線モジュロ４を計数するための計数器１１３と、モジュロ４の計数に従っ て３．５８ＭＨｚの正弦波を９０°ずつ偏移するためのプログラム可能を移相器 １１４と、移相器１１４から出力される位相偏移された３、５８ＭＨｚの正弦波 振動の和周波数と増幅器１１１の増幅した６２９ｋＨｚ出力信号に応答してナー バス４．２１ＭＨｚクロック周波数を発生するアップコンバータ１１５とを備え る。ここで、４．２１ＭＨｚ信号は位相同期ループＰＬＬ１の時定数τ１が短い ので“ナーバス”である。

ビデオ録画時に１本の走査線から次の走査線まで４．２１ＭＨｚには９０°の増 分偏移があるので、プログラム可能な移相器１１４が使用される。これはビデオ 録画時に１本の水平走査線から次の水平走査線まで６２９　ｋＨｚＯカラーアン ダ搬送波に望ましい９０゜の増分偏移を提供する。例えば、プログラム可能な移 相器１１４は３．５８ＭＨｚ正弦波の０９，９０°、１８０°、２７０°位相を 供給するため、タップ（ｔａｐ）連結されたアナログ遅延線と、各走査線のモジ ュロ４の計数に従ってこのプログラム可能な移相器の出力として３．５８ＭＨｚ の正弦波の４つの位相のうち相応する１つの位相を選択するためのマルチプレク サを備える。

図５は書込みアドレス発生器２０内の位相同期ループＰＬＬ１に付加して他の位 相同期ループを有していないし、ナーバス４．２１ＭＨｚのクロックを発生する ためのまた他の方法を示している。

ナーバス４．２１ＭＨｚのクロックは正弦波及び余弦波ルックアップテーブルを 貯蔵する続出し専用メモリ１１７を使用して発生でき、このようなルックアップ テーブルのうち適切な１つが水平走査線のモジュロ４の計数に従って読み出すた めに選択される。ビデオ録画時に１本の水平走査線から次の走査線まで４．２１ ＭＨｚでは９０°の偏移があるので、前記正弦波及びテーブルからのルックアッ プは４走査線周期の条件の下で遂行するようになる。ディジタル−アナログ変換 器１１８は図１と図２のダウンコンバータ１２に適用するため、ＲＯＭ１１７か ら出力された読出し信号をアナログ形態に変換する。

ＲＯＭルックアップテーブル技術に対する通常の知識を有する者なら４．２１Ｍ Ｈｚ正弦波及び余弦波になされた２本の完全な走査線を貯蔵するＲＯＭ＋１７の 使用よりは、２本の走査線に対する対称性と前記関数の類似性から得られる利点 をＲＯＭ貯蔵要求を減少するための時間軸内の偏移を除いては区別することがで きる。各走査線について正確な位相を存する４、２１ＭＨｚ搬送波を発生するた めの目的として４．２１ＭＨｚ正弦及び余弦関数の反走査線を貯蔵するＲＯＭの ためのアドレスを発生させ、ＲＯＭ出力信号が選択的に負となることを制御する ため１２ビツトの書込みアドレスのうち、３つの上位ビットは１２ビツトの書込 みアドレスのうち下位９つのビットの修正を制御するのに使用される。本明細書 に付加されたクレームでこのような代案的装置が読出し専用メモリという用語の 範囲内で述べる。

図４と図５には書込みアドレス計数器２３の再設定値が走査線計数器＋１３の計 数入力信号として使用されるのを示す。

本発明の目的のため、走査線計数器１１３は連続する水平走査線のモジュロ４を 計数するための２段２進計数器でなければならない。

しかし、他の目的のため連続的走査線又は反走査線のより高い計数を蓄積するた め、多重段階２進計数器が使用されることができる。

そして、計数器１１３の出力信号で２個のビットはプログラム可能な移相器１１ ４を制御するため、図４に使用される望ましい走査線のモジュロ４の計数を提供 するため使用可能である。また、２つのビットは４．２１ＭＨｚの正弦余弦ルッ クアップテーブルを貯蔵しているＲＯＭにアドレスを与えるために図５で使用さ れることができる。このような多重段階２進計数器１１３は２回のフレーム周期 に対する水平走査線を計数する形態でなければならない。そのようにして、その 故連続する水平走査線のモジュロ４の計数が適切に進行される。

図６の再生装置は輝度信号を復するため、先行技術による方法で録画媒体から復 された時間マルチプレックスされたＬ＋ＩＤ信号を受信し、カラーアップ信号を 復すため、先行技術による方法で録画媒体から復されたＣ＋Ｍカラーアンダ信号 のエンコーディング色度信号と動信号Ｃ＋Ｍを受信する。アナログＬ十ＩＤ及び アナログＣ十Ｍは第３アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ３）５１３及び第４ アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ４）５１４によりそれぞれディジタル化さ れ、前記変換器の構造は第１アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ＋）１３及び 第２アナログ−ディジタル変換器（八〇Ｄ２）＋４と類似している。ディジタル 化されたＬ＋ＩＤ信号は第３時間軸補正器５１５　（ＴＢＣ３）に供給され、第 ３時間軸補正器の構造は第１時間軸補正器１５（ＴＢＣＩ）と類似している。

ディジタル化されたＣ＋Ｍ信号は第４時間軸補正器５１６（ＴＢＣ４）に供給さ れ、第４時間軸補正器の構造は第２時間軸補正器１６（ＴＢＣ２）と類似してい る。したがって、再生時にスイッチング装置ｔ（図示せず）は分離された要素５ １３−５１６を使用するよりは要素５１３−５１６として要素１３−１６を使用 することで提供される。

輝度信号再生回路は第３アナログ−ディジタル変換器５１３（ＡＤＣ３）と、第 ３時間軸補正器５１５　（ＴＢＣ３）と、輝度信号再生処理器５４０と、ＩＤ信 号検出器５５０と、マルチプレクサ５５１とを備えている。適切なスイ・ソチン グ装置を通じて（図示せず）再生時に輝度信号録画処理器５４０は録画時に輝度 信号録画処理器４０で使用される要素を使用することができる。ＡＤＣ３（５１ ３）は再生された輝度信号及びＩＤ信号ＬしＩＤをディジタル化し、ＴＢＣ３（ ５１５）はこの結果としてディジタル化された信引こＴＢＥ補正を遂行する。も し、再生された輝度信号が非標準信号、又は再生された輝度信号が非標準信号で あれば輝度信号再生処理器５４０に算術ｌ（動信号Ｍの推定される最大値）を印 加するため、マルチプレクサ５５１の条件となる制御信号をＩＤ信号検出器５５ ０が発生させ、輝度信号再生処理器５４０に印加される算術１１よ空間処理によ り出力信号りを発生するための輝度信号録画処理器の条件となる。

輝度信号再生処理器５４０は輝度信号の元の周波数側波帯域（二層波数折返しに より入ってきた帯域幅の縮小した輝度信号を貯蔵するアンフォルタ（ｕｎｆｏｌ ｄｅｒ）　５４６と、折返し搬送波と望ましくなし１映像の側波帯域を除去する ための時間フィルタ５４１と、再生された信号が伝統的ＶＨＳシステムにより録 画される時に映像の質を改善するための雑音除去器５４３と、ソフトスイ・ソチ ５４４と、動因子発生器５４５と、マルチプレクサ５４７とを備えて（する。通 常のＶＨＳシステムかあるいは帯域幅縮小システムかテープ等から再生されるビ デオ信号の種類を指定するモード選択信号によりマルチプレクサ５４７の入力信 号として供給されるソフトスイッチ５４４から出力された出力信号と雑音除去器 ５４３から出力された出力信号のうちいずれか一つを選択することによって、マ ルチプレクサ５４７はその出力信号を再生する。既に述べた輝度信号録画処理器 ４００の動因子発生器４５と同一の動作により、ＩＤ信号検出器５５０の入力信 号に応答して動因子発生器は動作する。

色度信号再生回路は第４アナログ−ディジタル変換器５１４（ＡＤＣ４）と、第 ４時間軸補正器５１６　（ＴＢＣ４）と、４相の安定した４、２１ＭＨｚの搬送 波発生器５１９と、アップコンバータ５２０とを備える。ＡＤＣ４（５１４）は 再生された動及び色度信号をディジタル化し、ＴＢＣ４（５１６）はディジタル 化された動及び色度信号を再生する間にＴＢＥを補正する。動／色度信号分離器 ５１７は動信号と色度信号を分離し、動／色度信号分離器５１７は動因子発生器 ５４５に選択的に適用するために動信号をマルチプレクサ５５１に供給する。分 離された色度信号はディジタル−アナログ変換器５１８によりアップコンバータ ５２０の入力に適用するためアナログ形態に変換され、４．２１ＭＨｚ搬送波発 生器５１９によって提供される安定した４、２１ＭＨｚのクロック信号に従って ６２９ＫＨｚの周波数から３．５８ＭＨｚの周波数にアップコンバートされる。

４．２１ＭＨｚの搬送波発生器５１９は再生時に１本の水平走査線から次の水平 走査線までの位相変化を有する４相の安定した４、２１ＭＨｚのクロックを供給 する。このような位相偏移は１本の走査線から次の走査線まで６２９ＫＨｚ力ラ ーアンダ搬送波の位相偏移とヘテロダインされ、このような位相偏移はア・ノブ コンバータ５２０から提供される再発生された３、５８ＭＨｚの色度信号の側波 帯域内で除去される。したがって、アップコンバータ５２０から供給され再発生 された３、５８ＭＨｚの色度信号側波帯域の搬送波位相調整で線対線の変化は録 画のため、元の供給された複合信号内の３．５８ＭＨｚの色度信号側波帯域の搬 送波位相調整の線対線の変化を繰り返す。

アップコンバータ５２０から供給された再発生した３、５８ＭＨｚの色度信号側 波帯域は図６に示されたものに後続する回路において、マルチプレクサ５４７か ら供給された輝度信号りと加算結合するようになる。複合ビデオ信号を再発生す るためのこの加算結合過程に先行するフィルタリング過程が通常的に存在する。

前記複合ビデオ信号は変調された前搬送波と結合した後、低レベルのラフ４周波 数搬送波を変調するのに使用される。変調されたラジオ周波数搬送波カラーテレ ビジョン受信器の応用に適する。

図７には安定した４、２１ＭＨｚの搬送波発生器５１９が有することができる一 つの形態を示す。

再生時に使用される時間軸補正器ＴＢＣ４は録画時に時間軸補正器ＴＢＣ２のた め使用された同一の続出しアドレス発生器３０を使用する形態を取る。読出しア ドレス発生器３０は読出しアドレス発生器３３を含む。続出しアドレス計数器３ ３は４段２進計数器３３１のキャリアウド（ＣＯ）の連結部分で６２９ＫＨｚの 方形波を発生するため、ＶＣＯ３２から４段２進計数器３３！のキャリイン（Ｃ Ｉ）に連結部分に供給される１０．１ＭＨｚの振動を計数する４段２進計数器３ ３１と、４段２進計数器３３１のキャリアウド連結部分から６段２進計数器３３ １のキャリイン連結部分に供給される６２９ＫＨｚの方形波を計数する６段２進 計数器３３１と、計数器３３１と計数器３３２の結合された計数が１０　０１１ １　１１１１に至った後、ｏｏ　ｏｏｏｏ　ｏｏｏｏに再設定するために計数器 ３３１と計数器３３２の結合された計数に応答するデコーダ３３３を備えている ことを詳細に示している。

安定した４、２ｆＭＨｚのクロック発生器６０は４段２進計数器３３１のキャリ アウド（Ｃｏ）連結部分から出力された６２９ＫＨ２の方形波を入力信号として 受信する増幅器６１と、時間により非常に安定した３、５８ＭＨｚの正弦波を発 生するための修正発振器６２と、水平走査線のモジュロ４を計数するための計数 器６３と、モジュロ４の計数に従って３．５８ＭＨｚ正弦波を９０°ずつ偏移す るためのプログラム可能な移相器６４と、この移相器６４から位相偏移された３ 、５８ＭＨｚの正弦波振動の和周波数と増幅器６１の増幅した６２９ＫＨ２の出 力信号に応答して安定した４、２１ＭＨｚのクロック周波数を発生するアップコ ンバータ６５を備えている。また、６２９　ｋＨｚの出力信号は位相同期ループ ＰＬＬ１の時定数τ８の長さのため安定である。プログラム可能な移相器６４は 録画時に導入されたように再生時にも１本の走査線から次の走査線まで安定した ４、２１ＭＨｚのクロックの位相偏移と６２９ＫＨｚのカラーアッダ信号の位相 偏移をヘテロダインさせ、このような位相偏移はアップコンバータ５２０の出力 信号内で補償される。

図８には安定した４、２１ＭＨｚの搬送波発生器５１９が有することかできるま た他の形態を示す。再生時に使用される時間軸補正器ＴＢＣ４は録画時に時間軸 補正器ＴＢＣ２のため使用された同一の続出しアドレス発生器３０を使用する形 態を取る。読出しアドレス計数器３３は図７についての説明と実質的に同一の構 造を有する。

走査線計数器６３も図７の説明と実質的に同一の構造を有する。読出し専用メモ リ６７は正弦波及び余弦波ルックアップテーブルを貯蔵し、ディジタル−アナロ グ変換器６８は図６のアップコンバータ５２０に適用するためＲＯＭ６７から出 力された読出し信号をアナログ形態で変換する。ＲＯＭ６７内のルックアップテ ーブルは続出しのために順次選択され、このような選択は走査線計数器６３から 供給された水平走査線のモジュロ４の計数に従って行われる。このような選択は ビデオ録画時と同様に再生時に１本の走査線から次の走査線まで６２９ＫＨｚ力 ラ一アンダ信号の位相偏移ヘテロダインする４、２１ＭＨｚクロックの位相偏移 を導入するためのものであって、このような位相偏倚はアップコンバータ５２０ から供給される３、５８ＭＨｚの色度信号の側波帯域内で除去される。

図９には図６の安定した４、２１ＭＨ２信号発生器が有することができる異なる 形態を依然として示しており、このような形態は従来のＶＨＳビデオレコーダー 再生装置に使用される形態と類似している。たとえ、図７及び図８の安定した４ 、２１ＭＨｚ発生器のように単純ではないが、高速前進（ｆａｓｔ−ｆｏｒｗａ ｒｄ）、フレーム停止画面（ｆｒａｍｅ−ｆｒｅｅｚｅ）あるいは異なる技術的 方法がよりよく調節される。ディジタル−アナログ変換器５１８から出力された アナログ力ラーアンダ信号と発生した４相の安定した４、２１ＭＨｚクロックは 混合器６０１でヘテロダインされる。複合ビデオ信号に適合するように位相調整 を有する３、５８ＭＨｚ信号の側波帯域は高周波映像信号を抑圧する帯域通過フ ィルタにより分離される。パーストゲート６０３は３．５８ＭＨｚ信号の側波帯 域からカラーバーストを選択して位相検出器６０４に送出し、位相検出器６０４ は修正発振器６１０から供給された３、５８ＭＨｚの振動から分離されたバース トの誤差を検出する。３．５８ＭＨｚの振動を発生する修正発振器はカラーテレ ビジョン受信器内に非常に多く使用されるので、このような修正発振器は比較的 安価で、テープ速度を制御するサーボ機構のための時間軸基準として通常使用さ れる。前記誤差信号は幾つの画素持続長さ程度の時定数τ、を存する低域通過フ ィルタ６０５を通過した後、電圧制御された６２９ＫＨｚの発振器に制御信号と して入力され、電圧制御された６２９Ｋｊ（ｚの発振器はカラーアッダ信号の４ 相搬送波を再生する。発振器６０６によって供給された４相６２９ＫＨｚの振動 と修正発振器６１０から出力された単一位相の３．５８ＭＨｚの振動は４相２． ９５ＭＨｚ信号と４．２１ＭＨｚ搬送波を発生するために混合器６０７でヘテロ ダインされる。帯域通過フィルタ６０８は混合器６０１に適用するため安定した ４、２１ＭＨｚの信号として４相４．２１ＭＨｚの搬送波を選択する。相互連結 した要素６０１−６０８により形成される退化（ｄｅｇｅｎｅｒａｔｉｖｅ）帰 還ループは再生時に３．５８ＭＨｚ色度信号の側波帯域に伴うカラーバースト信 号からビデオ録画時に加えられた線対線の位相変調を除去する。

位相同期ループの設計において、多数の変形された形態はこの分野で通常の知識 を有する者にはよく知られている事実で、本発明の代案的実施例として使用可能 である。例えば、アドレス計数器の出力は事実上ディジタル化されたのこぎり波 としてアドレス計数器により、その振動数が計数されるＶＣＯに対する誤差信号 を発生するための水平同期パルスの反復されるエツジに応答するようにラッチさ れることもできる。また他の例として、読出し専用メモリにアドレスを与えるた めのアドレス計数器からのディジタル化されたのこぎり波を使用するように位相 同期ループの上述した形態が変更されることもでき、ここで前記読出し専用メモ リはその振動数が計数されるｖＣＯに対する誤差信号を発生するために水平同期 パルスの反復されるエツジに応答してラッチされる非常に急な傾斜を有する判別 器の特性を貯蔵している。その他の例として、ディジタル判別器応答はアナログ 形態に変換でき、水平同期パルスはその振動が計数されるＶＣｏのため誤差信号 を発生するためのアナログ判別器応答をゲートするため使用されることもできる 。位相同期ループ設計において多くの他の変形が公知されている。

混合器１２と５２０はそれぞれヘテロダイン信号の差異が混合器出力フィルタリ ングにより選択され、その混合器の出力信号となる形態で開示された。その代り に、ヘテロダイン信号の和がその混合器の出力フィルタリングにより選択される 形態の混合器が本発明の精神を具体化する他のビデオ記録／再生システムで使用 され、ここで４．２１ＭＨｚ搬送波は２．９５ＭＨｚ搬送波に代替される。しか し、このような事実は標準ＶＨ３方式から外れているものを示す。

カラーアッダ信号の発生が完全あるいは実質的にディジタル体系で遂行されるビ デオテープレコーダーは本発明をよりひろい側面で具体化することができる。本 発明においては分離され記録される輝度及び色度信号の時間軸補正について折り 返されたスペクトル輝度信号の処理過程を特別に参照して述べた。しかし、分離 記録される輝度及び色度信号に関するＴＢＣはビデオ録画／再生システムに一般 的に適用可能であり、輝度信号又は色度信号又はこの二つの信号全部をディジタ ル処理する過程が遂行され、時間軸安定性を要求するビデオ記録／再生システム では汎用的な応用性を有する。

フロントページの続き （８１）指定国　ＥＰ（ＡＴ、ＢＥ、ＣＨ，ＤＥ。

ＤＫ、ＥＳ、ＦＲ，ＧＢ、ＧＲ，ＩＥ、ＩＴ、ＬＵ、ＭＣ，ＮＬ、ＰＴ、ＳＥ） 、ＣＡ、ＪＰ、ＲＵ（７２）発明者　ストロール、クリストファー、ヒユーアメ リカ合衆国　ニューシャーシー 〇８６４８　、　ローレンスビル、ビックレイ　ロード　２７５ （７２）発明者　パラバン、アルビン、ルベンアメリカ合衆国　ニューシャーシ ー ０８８３３　、レバノン、フォーン　ドライブ

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. １．水平同期情報を又含む複合ビデオ信号の抑圧搬送波の変調よりなる色度情報 領域に応答的なカラーアンダ信号を発生する電子部品の組合せであって、 該複合ビデオ信号から水平同期情報を分離するための分離器と、該複合ビデオ信 号の色度情報領域を分離するための手段と、該複合ビデオ信号をサンプリングし 、該サンプリングによって得られたサンプルをディジタル化するためのアナログ ーディジタル変換器と、 該分離された色度情報とナーバス搬送波信号とを混合してもって該カラーアンダ 信号を発生するためのダウンコンバータと、周波数と位相とが発振器制御信号に より決定される連続画素クロック信号をある比率で発生し、前記比率が該複合ビ デオ信号の最高周波数の２倍以上で、前記アナログーディジタル変換器によりサ ンプリング比率を設定する制御発振器と、該複合ビデオ信号の４本の走査線で発 生する画素クロック信号を計数した後、計数を初期値に戻す手段を含んでおり、 前記制御発振器によって提供される画素クロック信号の数を計数し、その計数を 発生するための計数器と、 該計数器の状態に応じて、周波数と位相とがその比率の約数としての該画素クロ ック信号の周波数と位相とに関連する帰還信号を発生する手段と、 誤差信号を発生するため、該帰還信号が該複合ビデオ信号から分離された水平同 期情報と周波数又は位相において異なる時に判別するための判別器と、 前記制御発振器、前記計数器、前記周波数分割器、前記判別器、及び低域通過フ ィルタを含むフェーズロックループ接続を完成するように、該誤差信号に応答し て前記発振制御信号を発生するための低域通過フィルタと、 前記ナーバス搬送波信号を取り出すため前記計数器の条件に応答する手段とを含 む組合せ。
2. ２．前記ナーバス搬送波信号を発生するための手段は、前記ナーバス搬送波信号 の連続的なディジタル信号サンプルを発生するため、テーブルルックアップ回路 にテーブルルックアップアドレス信号として提供され、前記計数器から出力され る計数に応答するテーブルルックアップ回路と、 前記分離された色度を混合するため、前記ナーバス搬送波信号の前記連続的サン プルを前記ダウンコンバータに印加される連続的なアナログ形態の該ナーバス搬 送波信号に変換するためのディジタルーアナログ変換器とを含む請求項１記載の 組合せ。
3. ３．前記テーブルルックアップ回路は読出し専用メモリを含む請求項２記載の組 合せ。
4. ４．前記テーブルルックアップ回路は読出し専用メモリだけで構成されることを 特徴とする請求項２記載の組合せ。
5. ５．前記ダウンコンバータに印加される前記ナーバス搬送波信号の連続的なアナ ログ形態は４．２１１ＭＨｚの周波数を有するアナログ正弦波信号であることを 特徴とする請求項２記載の組合せ。
6. ６．前記ダウンコンバータに印加される前記ナーバス搬送波信号の前記連続的な アナログ形態は２．９５ＭＨｚの周波数を有するアナログ正弦波信号であること を特徴とする請求項２記載の組合せ。
7. ７．前記ナーバス搬送波信号を発生するための手段は、該複合ビデオ信号の色度 情報領域の抑圧搬送波周波数で発振する発振器と、 前記計数器の計数から水平走査線計数モジュロ４を誘導するための手段と、 該複合ビデオ信号の色度情報領域の抑圧搬送波周波数で発振する該発振器から取 り出された４つの位相の信号の中で相応ずる１つを提供するため、前記水平走査 線の計数モジュロ４によって制御され、前記４つの位相は混合信号を発生するた めに増加する水平走査線のモジュロ４により前記４つの位相が連続して選択され るに従って９０°ずつ変わる手段と、 抑圧搬送波周波数で方形波を発生するための手段と、前記方形波を前記混合信号 と混合し、もって該ナーバス搬送波信号を発生するためのアップコンバータを含 む請求項１記載の組合せ。
8. ８．前記ダウンコンバータに印加される前記ナーバス搬送波信号は４．２１ＭＨ Ｚの周波数を有するアナログ正弦波信号であることを特徴とする請求項７記載の 組合せ。
9. ９．前記ダウンコンバータに印加される前記ナーバス搬送波信号は２．９５ＭＨ ｚの周波数を有するアナログ正弦波信号であることを特徴とする請求項７記載の 組合せ。
10. １０．該帰還信号を発生する手段は該計数器の状態に応答する該帰還信号を得る 複合器を含む請求項１記載の組合せ。
11. １１．水平同期情報を含む複合ビデオ信号から得られる画像描写信号を記録し、 カラーアンダ信号へ変換するために複合ビデオ信号から色度成分を分離する種類 であり、輝度搬送波を複合ビデオ信号の残りの成分で周波数変調し、カラーアン ダ信号を周波数変調輝度搬送波と組み合わせて該画像描写的信号を発生するビデ オレコーダにおいて、 記録される複合ビデオ信号から水平同期情報を分離する分離器と； 記録される複合ビデオ信号から色度情報領域を分離する手段と；記録される複合 ビデオ信号をサンプリングし該サンプリングから得られたサンプルをディジタル 化するアナログディジタル変換器と； 該分離された色度情報をナーバス搬送波信号と混合してカラーアンダ信号を発生 するダウンコンバータと；発振器制御信号に応じて決定された周波数及び位相の 比率で一連の画素クロック信号を発生し、該比率は該複合ビデオ信号の最高周波 数の２倍より大きく、該アナログディジタル変換器によるサンプリングの比率を 設定する制御発振器と；該制御発振器によって供給された画素クロック信号の数 を計数して計数を発生し、４個の走査線において発生する画素クロック信号の数 を計数した後にそれからの該計数をその初期値に戻す手段を含む計数器と； 該計数器の状態に応答して、該比率の約数として、該画素クロック信号比率の周 波数及び位相に関連する周波数及び位相を有する帰還信号を発生する手段と； 該帰還信号が記録されている複合ビデオ信号から分離された水平同期情報と周波 数又は位相が異なる時を判別する判別器と；該発振器制御信号を発生して該制御 発振器、該計数器、該分周器、該判別器及び低域通過フィルタを含むフェーズロ ックループ接続をなす低域通過フィルタと； 該計数器の状態に応答して該ナーバス搬送波信号を得る手段とよりなる組合せ。
12. １２．水平同期情報をも含む複合ビデオ信号の、色度領域に応答するカラーアン ダ信号を発生し、該色度情報は抑圧搬送波の変調よりなる、電子部品の組合せで あって、 該複合ビデオ信号から水平同期情報を分離する分離器と；該複合ビデオ信号の色 度情報領域を分離する手段と；該複合ビデオ信号をサンプリングし該サンプリン グによって得られたサンプルをディジタル化するアナログディジタル変換器と； 該分離色度情報をナーバス搬送波信号と混合して該カラーアンダ信号を発生する ダウンコンバータと； 発振器制御信号に応じて決定された周波数及び位相の比率で一連の画素クロック 信号を発生し、該比率は該複合ビデオ信号の最高周波数の２倍より大きく、該ア ナログディジタル変換器によるサンプリングの比率を設定する制御発振器と；該 制御発振器によって供給された画素クロック信号の数を計数して計数を発生する 計数器であって、該計数器は該複合ビデオ信号の４個の走査線において発生する 画素クロック信号の数を計数した後にそれからの該計数をその初期値に戻す手段 を含み、該計数器は各々が異なる時点で第１及び第２の出力状態を有する第１の 複数の計数器段を含み、該第１の複数の計数器段は該カラーアンダ信号の抑圧搬 送波の周波数で方形波を発生するために該画素クロック信号を共に計数し、該方 形波は該第１及び第２の出力状態間の遷移を示し、該計数器は各々が異なる時点 で第１及び第２の出力状態を有する第２の複数の他の計数器段を含み、該第２の 複数の計数器段は該方形波において該第１から該第２の状態への遷移を共に計数 し、該第１及び第２の複数の計数器段は共に画素計数を発生し、該計数器は水平 走査線における画素の数が計数された時に該第１及び第２の複数の計数段をそれ らの第１出力状態に再設定する手段を含み、該計数器は各々が異なる時点で第１ 及び第２の状態を有する第３の複数の更に他の計数器段を含み、該第３の複数の 計数器段は該第１及び第２の複数の計数器段を再設定する手段がそれらをそれら の第１の出力状態に再設定する回数を共に計数し、水平走査線計数モジュロ４を 供給する計数器と； 該計数器の現在の出力状態に応答して、該比率の約数として、該画素クロック信 号比率の周波数及び位相に関連する周波数及び位相の帰還信号を発生する手段と ； 該帰還信号が該複合ビデオ信号から分離された水平同期情報と周波数又は位相が 異なる時を判別して誤り信号を生ずる判別器と；該誤り信号に応じて、該発振器 制御信号を発生し、それにより該制御発振器、該計数器、該周波数分割器、該判 別器及び低域通過フィルタを含むフェーズロックループ接続を完成する低域通過 フィルタと； 該複合ビデオ信号の色度状態領域の抑圧搬送波の周波数で発振する発振器と； 該水平走査線計数モジュロ４によって制御され、該複合ビデオ信号の色度情報領 域の抑圧搬送波の周波数で発振する該発振器から得られた４つの位相の発振のう ちの対応する一つを供給し、それらが水平走査線計数モジュロ４をインクリメン トし混合信号を発生することによって順次選択されるよう該４つの位相は９０° ずつ順次異なる手段と； 該方形波を該混合信号と混合して該ナーバス搬送波信号を発生するアップコンバ ータとよりなる組合せ。