JPH084338B2

JPH084338B2 - デイスク再生装置

Info

Publication number: JPH084338B2
Application number: JP61269072A
Authority: JP
Inventors: 坦北浦; 喜雄平内
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1986-11-12
Filing date: 1986-11-12
Publication date: 1996-01-17
Anticipated expiration: 2011-01-17
Also published as: JPS63122060A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、ハイビジョン帯域圧縮信号の再生を行うビ
デオディスク再生装置に関するものである。

従来の技術現行の標準テレビジョン方式に比べより高精細度な画
像が得られるハイビジョンの映像信号を、放送衛星の27
MHz帯域幅の１チャンネルを用いて伝送する帯域圧縮伝
送方式が提案されている。

参考文献1:二宮祐一他，「高品位テレビの衛星１チャ
ンネル伝送方式（MUSE）」，テレビジョン学会技術報告
方式回路研究会,TEBS95−2,昭和59年３月22日，テレ
ビ学技報VOL.7,No.44 ここに示してある伝送方式は、サブナイキストサンプ
リングによって本来20MHz以上の帯域を有するハイビジ
ョン（高品位テレビ）信号を約8MHzに帯域圧縮し、伝送
するもので、静止画像の場合は４フィールド即ち２フレ
ームで１枚の画像の伝送が完結する。従って受像装置内
部には伝送信号レート換算で２フレーム分のメモリを持
っており、伝送されてくるテレビジョン信号をフレーム
補間することにより１枚の画像を完成している。

一方本方式によりハイビジョン信号は20MHz以上の帯
域から8MHz程度まで帯域圧縮されているので、衛生放送
だけではなく記録再生の面からも有用であり、VTR、ビ
デオディスク等への応用が考えられている。

特にビデオディスクについては、ハイビジョンの高精
細度でワイドな迫力ある映像を一般家庭でも手軽に楽し
めるため早い時期の普及が期待される。このMUSE方式の
ビデオディスクについては次に示す参考文献２に光学式
ディスクの場合について詳細に説明されているが、現行
テレビジョン方式との大きな違いは同期信号が正極同期
のため簡単な振幅分離出来ず、従ってディスクの回転制
御等に同期信号を分離して用いることが不可能ではない
にせよ相当困難であることが特徴である。そこでパイロ
ット信号をFM変調されたMUSE信号に多重してディスク記
録し、このパイロットキャリア信号を再生時に検出して
用いることでディスクの回転制御等を行うことが示され
ている。

参考文献2:二宮祐一他，「MUSE方式によるホームビデ
オディスク」，テレビジョン学会技術報告方式回路研
究会,TEBS 99−4,昭和59年９月20日，前記参考文献２に説明されている如く、MUSE信号では
サブナイキストサンプリングにより成り立つ方式である
ので、再生信号にジッターがあるとリサンブル位相にズ
レを生じ、元の信号にデコード出来ない恐れがあるので
時間軸変動即ちジッターの補正を必要とするが、従来は
ディスクの再生用ピックアップを直接駆動したりあるい
はガルバノメータに固定されたミラーを振ることにより
機械的に補正してきた。

発明が解決しようとする問題点以上で説明したように、MUSE方式ビデオディスクでは
ジッター補正が重要であるが、今後民生用分野で普及す
るには機器の小型化、低価格化が重要であり、それには
機械的なジッター補正方式では限界がある。そこで電気
的な方法で行うことが考えられるが再生信号品質の点か
らはディジタルメモリを用いたディジタルタイムベース
コレクタ（以降TBSと略称する）を用いることが一般的
である。一方MUSE方式のテレビジョン信号は8HMz以上の
帯域を有するので再生帯域を損なわずにディジタル信号
に変換するには一般的には最低24MHz以上のサンプリン
グクロックでアナログ・ディジタル変換（以降A/Dと略
称する）する必要がある。ところがこの程度の周波数
は、普通のTTLのロジックICではほぼ限界に近く、特に
高速形のTTL−ICを必要とする。ところが高速形のTTL−
ICでは消費電力が大きく、また低速のICを使うために並
列化処理を行うと今後は回路素子の増加を招くといった
問題点があり特に民生用品として出来るだけ低コストで
LSI化等を行う場合に障害となっていた。

本発明は上記問題点を解決するために更に低速のサン
プリングクロックで作動させるTBCを持ったディスク再
生装置を抵抗せんとするものである。

問題点を解決するための手段本発明はMUSE方式のテレビジョン信号を記録したディ
スク再生信号よりパイロットキャリアを抜き出すパイロ
ットキャリア抽出回路と、前記パイロットキャリアに同
期して、前記再生信号からFM復調された帯域圧縮信号を
デコード時のリサンプルクロックと同じ周波数でディジ
タルに変換する、アナログ・ディジタル変換器のための
サンプリングクロック発生回路と、前記ディジタルに変
換されたディスク再生信号の水平同期信号中のサンプリ
ング点のレベルの値を検出する事によりサンプリング位
相を検出し、基準サンプリング位相からの進み遅れを制
御信号として出力する位相検出回路と、前記アナログ・
ディジタル変換器に供給するサンプリングクロックの位
相を前記位相検出回路の出力の制御信号によって変化さ
せる位相回路と、前記位相回路のクロックで書き込み、
基準のクロックで読み出すことにより再生信号の時間軸
変動を補正するメモリ回路とを備えたことを特徴とする
ディスク再生装置である。

作用本発明は、上記問題点を解決するための手段で説明し
た構成により、ジッターを持った状態の再生MUSE信号
を、MUSE信号をデコードする時のリサンプリングクロッ
クで直接A/D変換することにより、8.1MHzの帯域の信号
を16.2MHzのクロックで扱うことを可能にし、ディジタ
ルTBC回路の小形化，低消費電力化低コスト化を図ろう
とするものである。

MUSE信号を16.2MHzでリサンプリングするためにはサ
ンプリング位相が非常に重要で、特にTBCではジッター
を使った信号を正確なサンプリング位相でリサンプルす
る必要がある。

実施例以下第１図に従って本発明の詳細な説明を行う。

第１図において入、１は光学式あるいは静電容量式の
記録方式でMUSE方式テレビジョン信号がFM変調信号の状
態で記録されたディスクを再生し、再生FM信号を出力す
るディスク再生装置、２は再生されたFM信号をもとのMU
SE方式テレビジョン信号に復調するFM復調回路、３は復
調された信号をディジタルに変換するA/D変換器、４は
ディジタルメモリ回路で、ジッター補正に必要な容量を
持っている。通常は数水平走査期間分の容量を持ってい
る。５はジッター補正されたディジタル信号出力端子で
ある。６はディスク上にFM信号と重畳して記録されたパ
イロットキャリアを抜き出すパイロットキャリア抽出回
路で、パイロットキャリアとしては１例としては、水平
走査周波数の67.5倍、即ち約2.28MHzの周波数が使われ
ている。７はMUSE信号のリサンブルクロックである16.2
MHzのPLL回路で、抽出されたパイロットキャリアと、1
6.2MHzの電圧制御発振器の分周信号とが位相比較され、
この比較信号により前記電圧制御発振器の発振周波数を
制御して常にパイロットキャリアと同期したクロックが
得られる。８はディスクの回転制御のためのサーボ回転
を構成する位相比較回路で、第１の入力として前記パイ
ロットキャリアに同期した16.2MHzを分周して得られた
水平走査周波数が入力され、第２の入力として再生の基
準となる安定した周波数より分周して得られた水平走査
周波数が入力され、その２つの周波数の位相が比較され
て位相差に応じた制御電圧が出力される。９は基準の1
6.2MHz発振器で、これは外部より供給されても良く、あ
るいは外部より供給される他の同期信号や映像信号にジ
ェンロックするものでも良い。10はディスクの回転を行
うスピンドルモータでこの回転は前記位相比較回路８の
出力信号で制御される。なお、第１図では省略したが実
際にはスピンドルモータの制御は水平走査周波数だけで
はなくモータに直結されたフィールドジェネレータ（FG
と称される）出力信号と垂直同期信号との位相比較等他
の手段の制御も併用されることがある。11は前記16.2MH
z PLL7より得られたクロックの位相を制御して最適リサ
ンプル位相とするための位相回路で、外部より加えられ
る制御信号によって位相の移相量を変化させるものであ
る。具体的には、可変遅延線の遅延量を制御することな
どが一般に使われているが、どういう手段によっても良
い。12は前記A/D変換器によってディジタルに変換され
たMUSE信号の中の水平同期信号よりサンプリング位相を
検出し、誤差があれば前記移相回路11を制御する信号を
出力する位相検出回路で、これは公知ではあるが本実施
例の動作の理解を助けるために原理を第２図に示した説
明する。

第２図において、ａはMUSE信号の水平同期信号を示し
た図で、黒丸で示した点が正規のサンプリング位置で、
サンプリング間隔は16.2MHzである。，，で示し
たサンプリング点は位相検出に用いる点を示している。
ｂは位相検出回路のブロック図で、20は水平同期信号入
力端子、21は１クロックの遅延回路、22は加算回路、23
は係数乗算回路でここでは２倍の定数に設定されてい
る。24は減算回路、25はａ図のの時点のみ導通するス
イッチ、26は位相誤差検出出力端子である。この出力端
子26には図よりあきらかなように、，，点の値を
それぞれA,B,Cとすると、 2B−（Ａ＋Ｃ）なる値が得られる。この式より、もし点のサンプル位
置の値が，の1/2であればＯとなり、もしサンプリ
ング点が進んでおれば、Ｂの値は低くなるので検出出力
として負の値が得られ、もし遅れておれば正の値が得ら
れる。従って出力端子26に得られる値はサンプリング位
相誤差検出力であるので、この値サンプル位検制御信号
として用いることが出来る。なお第２図で説明したのは
原理であって、実際には、水平同期信号の極性は１ライ
ンごとに反転しているのでその対策が必要であり、また
位相検出信号も直接制御信号として用いるのではなく適
当な時定数で積分する等の処理が必要である。

このサンプリング位相制御が必要な理由は、パイロッ
トキャリアはもちろん完全にディスク上に記録されたテ
レビジョン信号と周波数的に同期しているので、このパ
イロットキャリアより作ったサンプリングクロックの周
波数もジッターを持ったままで完全にサンプリングされ
るテレビジョン信号と同期している。ところがパイロッ
トキャリアとテレビジョン信号とは位相関係の規定がな
されてなく、また、たとえ記録時に特定の位相関係にな
っていたとしても、ディスクの再生周波数特性は内周と
外周で異るためそれを補正する再生系の周波数特性は一
定でないので、例えば群遅延時間の周波数特性の変動が
あったり、更に、2MHz程度の振幅の不安定な信号から数
nsec程度の精度でサンプリングクロックを作ることは技
術的に困難といった点があげられる。従ってMUSE方式の
リサンプルクロックである16.2MHzでサンプリングする
時はこの位相制御が不可欠である。

再び第１図について説明する。第１図13はメモリコン
トロール回路で、これは前記メモリ回路４を制御するた
めのもので、前記移相回路出力のジッターを持ったディ
スク再生信号に同期したクロックでメモリ回路４に書き
込み、前記基準16.2MHz発振器出出力である安定なクロ
ックで読み出すことにより、ジッター補正されたディス
ク再生信号を得るようにするためのものである。なお、
各ブロックに示した回路の具体的な説明は、すべて公知
のものであるので省略する。

以上のようにして得られた、時間軸補正された再生信
号は、帯域圧縮されているのでMUSE方式デコーダに供給
され、もとのハイビジョン信号に復元されてディスプレ
イに表示されるわけであるが、本方式によってディジタ
ル信号に変換された信号はすでに、本来のMUSE方式デコ
ーダの入口で行う、16.2MHzのリサンプルを高い精度で
行っているため再びリサンプルを行う必要はない。従っ
てディジタル信号の状態のディスク再生信号は直接デコ
ーダのディジタル回路に接続することで、D/A,A/D変換
器を再度通過することにる信号の劣化を最少限にするこ
とが可能である。この場合、ディスク再生装置側のディ
ジタルクロックとデコーダ側のディジタルクロックの同
期をとる必要があるが、これはデコーダ側より16.2MHz
の基準クロックを第１図９の基準16.2MHz発振器の替り
に使うことで簡単に実現出来る。また逆にディスク再生
装置側の基準クロックをディジタルテレビジョン信号と
ともにデコーダに供給してデコーダ側で同期をとること
も可能である。

ディジタル信号の状態でデコーダとインタフェーイス
を行なった方が良好な結果が得られるという根拠をアナ
ログ信号の状態でインタフェイスを行なった場合の欠点
をあげることで、更に補強する。第３図はアナログイン
タフェイスの場合の説明図で、まずａは第１図３に示す
A/D変換器の構成を更に詳細に説明したもので、30はMUS
E信号入力端子、31は低域フィルタ（以下LPFと略称す
る）、32はクランプ回路、33はA/D変換器本体である。
同図においてLPF31の特性は非常に重要で、リサンブル
によってリンギングが発生しないためには振幅及び群遅
延の周波数特性をMUSE方式のエンコーダ側の出力段のLP
Fと厳密にマッチングをとったものでなくてはならな
い。次に同図ｂはアナログでデコーダとインタフェース
を行う場合のディスク再生装置の出力部分の説明図で、
34は第１図のメモリ回路４と同じもの、35は16MHzクロ
ックの信号を32MHzのクロックの信号に変換する２倍ク
ロック内挿回路、36は出力LPF、37はアナログ信号出力
端子である。同図ａで説明したように周波数特性が非常
に厳密に規定されているので、出力段のLPFのカットオ
フ付近の特性の乱れの影響を少しでも無くすため、16.2
MHzの状態のディジタル信号をわざわざ２倍にして出力L
PFのカットオフ周波数を高く設定し、8MHz付近の特性の
劣化を減らした回路となっている。ところがこのアナロ
グ信号がデコーダに供給されると、ディジタル信号に変
換する時に再び同図ａで示す構成と同じ回路を通過する
のでLPF31と同じフィルタをもう一度通ることになり、
フィルタの特性が２倍影響し信号の特性劣化が起こりリ
ンギング等の発生が生ずる恐れが出てくる。従って、例
えディスク再生装置の出力段で第３図ｂのように複雑な
構成のD/A変換を行ったとしても、アナログインタフェ
イスによって信号劣化は少なからず起こることになる。
ディジタルインタフェスを行なえばこういった再生信号
の特性劣化が起こらないという利点がある。

発明の効果本発明によれば、MUSE方式のテレビジョン信号を記録
したディスクを再生する場合に必要なジッター補正を、
最低限の低速のクロックでディジタル化して行なえるの
で時に低消費電力形のTTL−ICで構成出来る他、メモリ
回路の容量も少なくて済むという利点がある。更にLSI
化する時にも有効である。

またデコーダ装置と接続する時にもディジタルインタ
フェイスが簡単に出来るのでD/A,A/D変換器を通る回数
が１回分減り、その結果良好な再生画像品質が得られる
等非常に有用なディスク再生装置を提供出来るものであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるディスク再生装置の
ブロック図、第２図は同実施例の位相検出回路の動作原
理を説明するための図で、ａはMUSE信号中の水平同期信
号部分の波形図とサンプリング点を示す図、ｂは位相検
出回路の具体的な構成図、第３図はディジタルインタフ
ェイスが有効であるという根拠を補強するためアナロク
インタフェイスの場合の具体的な構成例を示した図で、
ａは入力A/D変換器のブロック図、ｂは出力D/A変換器の
ブロック図である。１……ディスク再生装置本体、２……FM復調回路、３…
…A/D変換器、４……メモリ回路、５……ディジタル信
号出力端子、６……パイロットキャリア抽出回路、７…
…16.2MHz PLL回路、８……位相比較回路、９……基準1
6.2MHz発振回路、10……スピンドルモータ、11……移相
回路、12……位相検出回路、13……メモリコントロール
回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディスク再生信号よりパイロットキャリア
を抜き出すパイロットキャリア抽出回路と、前記パイロ
ットキャリアに同期して、前記再生信号からFM復調され
た帯域圧縮信号をデコード時のリサンプルクロックと同
じ周波数でディジタルに変換する、アナログ・ディジタ
ル変換器のためのサンプリングクロック発生回路と、前
記ディジタルに変換されたディスク再生信号の水平同期
信号中のサンプリング点のレベルの値を検出する事によ
りサンプリング位相を検出し、基準サンプリング位相か
らの進み遅れを制御信号として出力する位相検出回路
と、前記アナログ・ディジタル変換器に供給するサンプ
リングクロックの位相を前記位相検出回路の出力の制御
信号によって変化させる位相回路と、前記位相回路のク
ロックで書き込み、基準のクロックで読み出すことによ
り再生信号の時間軸変動を補正するメモリ回路とを備え
たことを特徴とするディスク再生装置。
【請求項２】ディスク再生信号より抽出したパイロット
キャリアに同期したクロック信号と、基準のクロックと
の位相を比較する位相比較回路と、前記位相比較回路出
力信号に基づいてディスクの回転を制御することを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のディスク再生装置。
【請求項３】時間軸変動が補正されたディスク再生信号
をディジタル信号の状態で、前記ディスク再生信号であ
る帯域圧縮信号を復調するデコーダ装置に入力するよう
にディジタルインターフェース構成としたことを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のディスク再生装置。