JPS63122060A - デイスク再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ハイビジョン帯域圧縮信号の再生を行うビデ
オディスク再生装置に関するものである。

従来の技術 現行の標準テレビジョン方式に比べより高精細度な画像
が得られる・・イビジョンの映像信号を、放送衛星の２
７ＭＨ２帯域幅の１チヤンネルを用いて伝送する帯域圧
縮伝送方式が提案されている。

参考文献１：二宮祐−他、「高品位テレビの衛星１チャ
ンネル伝送方式（ＭＵＳＥ）Ｊ、テレビジョン学会技術
報告　方式回路研究会、ＴＥＢＳ９５−２．昭和５９年
３月２２日、テレビ学技報ＶＯＬ、７．Ｎ［Ｌ４４ ここに示しである伝送方式は、サブナイキストサンプリ
ングによって本来２０ＭＨｚ以上の帯域を有するハイビ
ジョン（高品位テレビ）信号を約８　ＭＨｚ　に帯域圧
縮し、伝送するもので、静止画像の場合は４フィールド
即ち２フレームで１枚の画像の伝送が完結する。従って
受像装置内部には伝送信号レート換算で２フレ一ム分の
メモリヲ持っており、伝送されてくるテレビジョン信号
をフレーム補間することにより１枚の画像を完成してい
る。

一方本方式によりハイビジョン信号は２０ＭＨ２以上の
帯域からａ　ＭＨｚ程度まで帯域圧縮されているので、
衛星放送だけではなく記録再生の面からも有用であり、
”／ＴＲ，ビデオディスク等への応用が考えられている
。

特にビデオディスクについては、ハイビジョンの高精細
度でワイドな迫力ある映像を一般家庭でも手軽に楽しめ
るため早い時期の普及が期待される。このＭＵＳＥ方式
のビデオディスクについては次に示す参考文献２に光学
式ディスクの場合について詳細に説明されているが、現
行テレビジョン方式との大きな違いは同期信号が正極同
期のため簡単に振幅分離出来ず、従ってディスクの回転
制御等に同期信号を分離して用いることが不可能ではな
いにせよ和尚困難であることが特徴である。

そこでパイロット信号をＦＭ変調されたＭＵＳＥ信号に
多重してディスクに記録し、このパイロットキャリア信
号を再生時に検出して用いることでディスクの回転制御
等を行うことが示されている。

参考文献２：二宮祐−他、ｒＭＵｓＥ方式によるホーム
ビデオディスク」、テレビジョン学会技術報告　方式回
路研究会、ＴＥＢＳ　　９９−４゜昭和５９年９月２０
日。

前記参考文献２に説明されている如く、ＭＵＳＥ信号で
はサブナイキストサンプリングにより成り立つ方式であ
るので、再生信号にジッターがあるとリサンプル位相に
ズレを生じ、元の信号にデコード出来ない恐れがあるの
で時間軸変動即ちジッターの補正を必要とするが、従来
はディスクの再生用ピックアップを直接駆動したりある
いはガルバノメータに固定されたミラーを振ることによ
り機械的に補正してきた。

発明が解決しようとする問題点 以上で説明したように、ＭＵＳＥ方式ビデオディスクで
はジッター補正が重要であるが、今後民生用分野で普及
するには機器の小型化、低価格化が重要であり、それに
は機械的なジッター補正方式では限界がある。そこで電
気的な方法で行うことが考えられるが再生信号品質の点
からはディジタルメモリを用いたディジタルタイムベー
スコレクタ（以降ＴＢＣと略称する）を用いることが一
般的である。一方ＭＵＳＥ方式のテレビジョン信号は８
　ＭＨｚ以上の帯域を有するので再生帯域を損なわずに
ディジタル信号に変換するには一般的には最低２４ＭＨ
ｚ以上のサンプリングクロックでアナログ・ディジタル
変換（以降Ａ　／　Ｄと略称する）する必要がある。と
ころがこの程度の周波数は、普通のＴＴＬのロジックＩ
Ｃではほぼ限界に近く、特に高速形のＴＴＬ−ＩＣを必
要とする。

ところが高速形のＴＴＬ−ＩＣでは消費電力が大きく、
また低速のＩＣを使うために並列化処理を行うと今後は
回路素子の増加を招くといった問題点があり特に民生用
品として出来るだけ低コストでＬＩＩ化等を行う場合に
障害となっていた。

本発明は上記問題点を解決するために更に低速のサンプ
リングクロックで作動させるＴＢＣを持ったディスク再
生装置を提供せんとするものである。

問題点を解決するだめの手段 本発明はＭＵＳＫ方式のテレビジョン信号を記録したデ
ィスク再生信号よシパイロットキャリアを抜き出すパイ
ロットキャリア抽出回路と、前記パイロットキャリアに
同期したサンプリングクロックを発生するクロック発生
回路と、前記サンプリングクロックによってディジタル
に変換されたディスク再生信号のサンプリング位相を検
出する位相検出回路と、前記位相検出回路出力によりＡ
／Ｄ変換器に供給するサンプリングクロックの位相を変
化させる移相回路と、前記移相回路出力のクロックで書
き込み、基準のクロックで読み出すことＫより再生信号
の時間軸変動即ちジッターを補正するメモリ回路とを備
えたことを特徴とするディスク再生装置である。

作用 本発明は、上記問題点を解決するだめの手段で説明した
構成によシ、ジッターを持った状態の再生ＭＵＳＫ信号
を、ＭＵＳＥ信号をデコードする時のりサンプリングク
ロックで直接Ａ／Ｄ変換することにより、８．１　ＭＨ
ｚ　　の帯域の信号を１６．２ＭＨｚ　のクロックで扱
うことを可能にし、ディジタルＴＢＣ回路の小形化、低
消費電力化、低コスト化を図ろうとするものである。

ＭＵＳＥ信号を１６．２　ＭＨｚでリサンプリングする
ためにはサンプリング位相が非常に重要で、特にＴＢＣ
ではジッターを持った信号を正確なサンプリング位相で
リサンプルする必要がある。

実施例 以下第１図に従って本発明の詳細な説明を行う。

第１図において、１は光学式あるいは静電容量式の記録
方式でＭＵＳＫ方式テレビジョン信号がＦＭ変調信号の
状態で記録されたディスクを再生し、再生ＦＭ信号を出
力するディスク再生装置、２は再生されたＦＭ信号をも
とのＭＵＳＥ方式テレビジョン信号に復調するＦＭ復調
回路、３は復調された信号をディジタルに変換するＡ　
／　Ｉｌ変換器、４はディジタルメモリ回路で、ジッタ
ー補正に必要な容量を持っている。通常は数水平走査期
量分の容量を持っている。５はジッター補正されたディ
ジタル信号出力端子である。６はディスク上にＦＭ信号
と重畳して記録されたパイロットキャリアを抜き出すパ
イロットキャリア抽出回路で、パイロットキャリアとし
ては１例としては、水平走査周波数の６７．５倍、即ち
約２．２８　ＭＨｚの周波数が使われている。７はＭＵ
ＳＫ信号のりサンプルクロックである１　６．２　ＭＨ
ｚ　　のＰＬＬ回路で、抽出されたパイロットキャリア
と、１６．２　ＭＨｚの電圧制御発振器の分周信号とが
位相比較され、この比較信号により前記電圧制御発振器
の発振周波数を制御して常にバイロフトキャリアと同期
したクロックが得られる。８はディスクの回転制御のた
めのサーボ回路を構成する位相比較回路で、第１の入力
として前記パイロットキャリアに同期した１　６，２　
ＭＨｚを分周して得られた水平走査周波数が入力され、
第２の入力として再生の基準となる安定した周波数より
分周して得られた水平走査周波数が入力され、その２つ
の周波数の位相が比較されて位相差に応じた制御電圧が
出力される。

９は基準の１６．２　ＭＨｚ発振器で、これは外部より
供給されても良く、あるいは外部より供給される他の同
期信号や映像信号にジエンロックするものでも良い。１
０はディスクの回転を行うスピンドルモータでこの回転
は前記位相比較回路８の出力信号で制御される。なお、
第１図では省略したが実際にはスピンドルモータの制御
は水平走査周波数だけではなくモータに直結されたフィ
ールドジェネレータ（ＦＧと称される）出力信号と垂直
同期信号との位相比較等地の手段の制御も併用されるこ
とがある。１１は前記１６．２　ＭＨｚ　ＰＬＬ７より
得られたクロックの位相を制御して最適リサンプル位相
とするだめの移相回路で、外部より加えられる制御信号
によって位相の移相量を変化させるものである。１２は
前記Ａ／Ｄ変換器によってディジタルに変換されたＭＵ
ＳＥ信号の中の水平同期信号よりサンプリング位相を検
出し、誤差があれば前記移相回路１１を制御する信号を
出力する位相検出回路で、これは公知ではあるが本実施
例の動作の理解を助けるために原理を第２図に示して説
明する。

第２図において、ａはＭＵＳＥ信号の水平同期信号を示
した図で、黒丸で示した点が正規のサンプリング位置で
、サンプリング間隔は１６．２ＭＨｚである。■、■、
■で示したサンプリング点は位相検出に用いる点を示し
ている。ｂは位相検出回路のブロック図で、２０は水平
同期信号入力端子、２１ば１クロツクの遅延回路、２２
は加算回路、２３は係数乗算回路でここでは２倍の定数
に設定されている。２４は減算回路、２６は４図の■の
時点のみ導通するスイッチ、２６は位相誤差検出出力端
子である。この出力端子２６には図よシあきらかなよう
に、■、■、０点の値をそれぞれ人。

Ｂ、Ｃとすると、 ２Ｂ−（Ａ＋Ｃ） なる値が得られる。この式より、もし０点のサンプル位
置の値が■、■の捧であれば０となり、もしサンプリン
グ点が進んでおれば、Ｂの値は低くなるので検出出力と
して負の値が得られ、もし遅れておれば正の値が得られ
る。従って出力端子２６に得られる値はサンプリング位
相誤差検出力であるので、この値サンプル位検制御信号
として用いることが出来る。なお第２図で説明したのは
原理であって、実際には、水平同期信号の極性は１ライ
ンごとに反転しているのでその対策が必要であり、また
位相検出信号も直接制御信号として用いるのではなく適
当な時定数で積分する等の処理が必要である。

このサンプリング位相制御が必要な理由は、バイロフト
キャリアはもちろん完全にディスク上に記録されたテレ
ビジョン信号と周波数的に同期しているので、このパイ
ロットキャリアより作ったサンプリングクロックの周波
数もジッターを持ったままで完全にサンプリングされる
テレビジョン信号と同期している。ところがパイロット
キャリアとテレビジョン信号とは位相関係の規定がなさ
れてなく、また、たとえ記録時に特定の位相関係になっ
ていたとしても、ディスクの再生周波数特性は内周と外
周で異るためそれを補正する再生系の周波数特性は一定
でないので、例えば群遅延時間の周波数特性の変動があ
ったシ、更に、２ＭＨｚ程度の振幅の不安定な信号から
数ｎ５ｅｃ程度の精度でサンプリングクロックを作るこ
とは技術的に困難といった点があげられる。従ってＭＵ
ＳＥ方式のりサンプルクロックである１ｅ、２　ＭＨｚ
　でサンプリングする時はこの位相制御が不可欠である
。

再び第１図について説明する。第１図１３はメモリコン
トロール回路で、これは前記メモリ回路４を制御するた
めのもので、前記移相回路出力のジッターを持ったディ
スク再生信号に同期したクロックでメモリ回路４に書き
込み、前記基準１６．２ＭＨ２発振器出力である安定な
りロックで読み出すことにより、ジッター補正されたデ
ィスク再生信号を得るようにするためのものである。

なお、各ブロックに示した回路の具体的な説明は、すべ
て公知のものであるので省略する。

以上のようにして得られた、時間軸補正されたディスク
再生信号は、帯域圧縮されているのでＭＵＳＥ方式デコ
ーダに供給され、もとのハイビジョン信号に復元されて
ディスプレイに表示されるわけであるが、本方式によっ
てディジタル信号に変換された信号はすでに、本来のＭ
ＵＳＫ方式デコーダの入口で行う、１８−２　ＭＨｚ　
のりサンプルを高い精度で行っているため再びりサンプ
ルを行う必要はない。従ってディジタル信号の状態のデ
ィスク再生信号は直接デコーダのディジタル回路に接続
することで、Ｄ／ム、ム／Ｄ変換器を再度通過すること
による信号の劣化を最少限にすることが可能である。こ
の場合、ディスク再生装置側のディジタルクロックとデ
コーダ側のディジタルクロックの同期をとる必要がある
が、これはデコーダ側より１６．２　ＭＨｚ　の基準ク
ロ、ツクを第１図９の基準１６．２　ＭＨｚ　　発振器
の替りに使うことで簡単に実現出来る。また逆にディス
ク再生装置側の基準クロックをディジタルテレビジコン
信号とともにデコーダに供給してデコーダ側で同期をと
ることも可能である。

ディジタル信号の状態でデコーダとインタフェイスを行
なった方が良好な結果が得られるという根拠をアナログ
信号の状態でインタフェイスを行なった場合の欠点をあ
げることで、更に補強する。

第３図はアナログインタフェイスの場合の説明図で、ま
ずａは第１図３に示すム／Ｄ変換器の構成を更に詳細に
説明したもので、３ｏばＭＵＳＥ信号入力端子、３１は
低域フィルタ（以下ＬＰＦと略称する）、３２はクラン
プ回路、３３はＡ　／　Ｄ変換器本体である。同図にお
いてＬＰＦ３１の特性は非常に重要で、リサンプルによ
ってリンキングが発生しないためには振幅及び群遅延の
周波数゛特性をＭＵＳＩＣ方式のエンコーダ側の出力段
のＬＰＦと厳密にマツチングをとったものでなくてはな
らない。次に同図すはアナログでデコーダとインタフェ
ースを行う場合のディスク再生装置の出力部分の説明図
で、３４は第１図のメモリ回路４と同じもの、３５は１
６　ＭＨ２クロックの信号を３２ＭＨｚのクロックの信
号に変換する２倍クロック内挿回路、３６は出力ＬＰＦ
、３７はアナログ信号出力端子である。同図ａで説明し
たように周波数特性が非常に厳密に規定されているので
、出力段のＬＰＦのカットオラ付近の特性の乱れの影響
を少しでも無くすため、１６．２　ＭＨｚの状態のディ
ジタル信号をわざわざ２倍にして出力ＬＰＦのカットオ
フ周波数を高く設定し、ａ　ＭＨ２付近の特性の劣化を
減らした回路となっている。ところがこのアナログ信号
がデコーダに供給されると、ディジタル信号に変換する
時に再び同図ａで示す構成と同じ回路を通過するのでＬ
ＰＦ３１と同じフィルタをもう一度通ることになり、フ
ィルタの特性が２倍影響し信号の特性劣化が起こりリン
ギング等の発生が生ずる恐れが出てくる。従って、例え
ディスク再生装置の出力段で第３図すのように複雑な構
成のＤ　／　Ａ変換を行ったとしても、アナログインタ
フェイスによって信号劣化は少なからず起こることにな
る。ディジタルインタフェイスを行なえばこういった再
生信号の特性劣化が起こらないという利点がある。

発明の効果 本発明によれば、ＭＵＳＥ方式のテレビジョン信号を記
録したディスクを再生する場合に必要なジッター補正を
、最低限の低速のクロックでディジタル化して行なえる
ので特に低消費電力形のＴＴＬ−ＩＣで構成出来る他、
メモリ回路の容量も少なくて済むというオリ点がある。

更にＬＳＩ化する時にも有効である。

またデコーダ装置と接続する時にもディジタルインタフ
ェイスが簡単に出来るのでＤ／ム、Ａ／Ｄ変換器を通る
回数が１回分減り、その結果良好な再生画像品質が得ら
れる等非常に有用なディスク再生装置を提供出来るもの
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるディスク再生装置の
ブロック図、８２図は同実施例の位相検出回路の動作原
理を説明するだめの図で、ａはＭＵＳＥ信号中の水平同
期信号部分の波形図とサンプリング点を示す図、ｂは位
相検出回路の具体的な構成図、第３図はディジタルイン
タフェイスが有効であるという根拠を補強するためアナ
ログインタフェイスの場合の具体的な構成例を示した図
で、２Ｌは入カム／Ｄ変換器のブロック図、ｂは出力Ｄ
／Ａ変換器のブロック図である。 １・・・・・・ディスク再生装置本体、２・・・・・・
ＦＭ復調回路、３・・・・・・Ａ　／　Ｄ変換器、４・
・・・・・メモリ回路、６・・・・・・ディジタル信号
出力端子、６・・・・・・パイロ・ソトキャリア抽出回
路、７・・・・・・１８．２　ＭＨｚ　　ＰＬＬ回路、
８・・・・・・位相比較回路、９・・・・・・基準１６
．２ＭＨ２発ｍＤＯ路、１０・・・・・・スピンドルモ
ータ、１１・・・・・・移相回路、１２・・・・・・位
相検出回路、１３・・・・・・メモリコントロール回路 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第２図 ■

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）ディスク再生信号よりパイロットキャリアを抜き
   出すパイロットキャリア抽出回路と、前記パイロットキ
   ャリアに同期して、前記再生信号をディジタルに変換す
   るアナログ・ディジタル変換器のためのサンプリングク
   ロックを発生するクロック発生回路と、前記ディジタル
   に変換されたディスク再生信号のサンプリング位相を検
   出する位相検出回路と、前記位相検出回路出力により前
   記アナログ・ディジタル変換器に供給するサンプリング
   クロックの位相を変化させる移相回路と、前記移相回路
   出力のクロックで書き込み、基準のクロックで読み出す
   ことにより再生信号の時間軸変動を補正するメモリ回路
   とを備えたことを特徴とするディスク再生装置。
2. （２）ディスク再生信号より抽出したパイロットキャリ
   アに同期したクロック信号と、基準のクロックとの位相
   を比較する位相比較回路と、前記位相比較回路出力信号
   に基づいてディスクの回転を制御することを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載のディスク再生装置。
3. （３）時間軸変動が補正されたディスク再生信号をディ
   ジタル信号の状態で、前記ディスク再生信号である帯域
   圧縮信号を復調するデコーダ装置に入力するようにディ
   ジタルインターフェース構成としたことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載のディスク再生装置。