JPH0352717B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、NTSC方式やPAL方式の映像信号
の復調等をデイジタル処理により行うデイジタル
テレビジヨン受像機に関するものである。

従来の技術 近年、半導体技術の急速な進歩により、半導体
集積回路の高速化大容量化が進み、音声信号、映
像信号のようなアナログ信号までデイジタルLSI
によつて処理されるようになつてきている。最近
ではカラーテレビジヨンの内部の映像信号処理、
同期信号処理に１つの方式が実用されてきてい
る。

以下図面を参照しながら上記のデイジタルテレ
ビジヨン受像機の動作を説明する。

第６図は通常のデイジタルテレビジヨン受像機
の構成例である。複合映像信号はバーストに周期
したバーストの４倍のクロツクでサンプリングさ
れ量子化され、デイジタル色信号処理回路、デイ
ジタル輝度信号処理回路、デイジタル同期信号処
理回路へと接続されている。

色信号処理回路では、量子化された複合映像信
号１５をバンドパスフイルタ２によつて色信号成
分を抽出し、自動利得制御回路３により振幅が安
定化される。この色信号成分は色復調回路４で同
期検波され、ローパスフイルタ５で高域成分を抑
圧されて（Ｂ−Ｙ）と（Ｒ−Ｙ）の２つの色差信
号１８，１７となる。クロツクはバーストに同期
しているので、前記色復調回路４は相互に２クロ
ツクずれたクロツクでラツチすればよく、回路構
成は簡単である。色差信号１７，１８は1Hメモ
リを用いたくし形フイルタ６でクロスカラーが抑
圧され、色差信号として出力される。

またクロツクの再生のためＲ−Ｙ色差信号１７
からバーストゲート７によりバースト部分を抜取
り、それを誤差信号としてループフイルタ８、デ
イジタル・アナログ変換回路１２を通して電圧制
御発振回路１３に加え、クロツク１９の位相がバ
ーストにロツクするように制御している。このク
ロツク１９により全デイジタル信号処理部分が動
作している。

このような色副搬送波位相同期ループ（PLL）
の動作により、アナログ・デイジタル変換回路１
でデイジタル化された複合映像信号１５は既に色
復調された成分を含んでおり、色復調回路４、ロ
ーパスフイルタ５が簡単になる。

同期信号処理回路では、デイジタル化された複
合映像信号１５をローパスフイルタ２０によりそ
の高域ノイズ成分を抑圧し、同期分離回路２１に
より複合同期信号３３を抽出し、可変分周回路２
９の水平パルス出力３５と位相比較回路２２によ
り位相比較し、その誤差をループフイルタ２３を
通して可変分周回路２９の分周比を制御し、入力
同期信号３３と位相のあつた水平パルス３５，３
６を得る（φ1ループ）。一般的には同期信号とク
ロツクの位相関係は一定していないため、水平パ
ルス３５，３６は１クロツク幅のジツターを持つ
ている。テレビジヨン受像機の水平偏向回路のド
ライブのためには１クロツク幅のジツターでは大
きすぎるため、ゲート遅延等を用いた可変遅延回
路３２によりジツターを１クロツク幅以下にする
必要がある。またビーム電流変化や出力トランジ
スタの蓄積時間変化等による水平同期の乱れを防
ぐため、第２の位相比較回路３０により水平パル
ス３６と水平帰線パルス３８を位相比較し、ルー
プフイルタ３１を通して可変遅延回路３２を制御
し、水平ドライブパルス３７の位相を最適になる
ように制御している（φ2ループ）。

このようにφ1ループの出力水平パルス３５，
３６にもジツターが含まれているため、可変遅延
回路をφ1ループとφ2ループ双方から制御しなけ
ればならない。あるいは分離する場合には双方に
必要である。

また垂直偏向用として垂直同期分離回路４０に
より垂直同期信号を分離し、垂直発振回路４１に
より入力垂直同期信号に同期した垂直パルスを再
生する。そのパルスから垂直波形発生回路４２に
より垂直のこぎり波、垂直パラボラ波を演算によ
つて発生する。

輝度信号処理回路５０では、クロマトラツプ、
アパーチヤ補正、遅延補正等を行い輝度信号を出
力する。

以上のように、システムクロツクがバーストロ
ツクされたクロツクで動作することが特徴であ
る。例えば、特開昭52−86722号公報、特開昭55
−18125号公報、特開昭58−5094号公報等がある。

発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような構成では、VTR等
非正規の信号では色副搬送波周波数と水平同期周
波数がインターリーブしていないため、水平同期
信号のサンプリング点が一定せず、水平出力パル
ス３６が１クロツク単位のジツターを生じるた
め、フレームメモリー等に画像を記憶する場合
に、ジツターのある画像が記憶されるという問題
点を有している。あるいは、ジツターの少ない水
平同期信号を再生するためには可変遅延回路が必
要であり、その場合の出力水平同期信号はクロツ
クとは非同期になつてしまうという問題がある。

さらに、NTSC方式とPAL方式では色副搬送
波の周波数が異なるため２種類のクロツク用水晶
を切換える必要があり、フレームメモリの構成も
１水平周期のサンプル数が大きく異なるため、共
用化が難かしい。

本発明は以上の点に鑑み、VTR等非正規の信
号に対してもクロツクと同期した水平同期信号を
出力し、フレームメモリーの歪みのない画像を記
憶することができるデイジタルテレビジヨン受像
機を提供するものである。

また、本発明は同一クロツク周波数でNTSC、
PALその他MPAL、NPAL等直交変調された世
界中のテレビジヨン方式の復調が可能なデイジタ
ルテレビジヨン受像機を提供するものである。

さらには、世界中のテレビジヨン方式に対して
もフレームメモリを共用化できるデイジタルテレ
ビジヨン受像機を提供するものである。

問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明は、入力さ
れた複合映像信号を標本化し量子化するアナロ
グ・デイジタル変換装置と、量子化された複合映
像信号から水平位相同期ループにより水平同期信
号の整数倍の周波数に同期した少なくとも１つの
クロツクを再生するクロツク再生装置と、これら
のクロツクで動作するデイジタル位相同期ループ
により色副搬送波を再生し同期検波により色復調
を行う色信号処理装置と、さらに同クロツクで動
作する輝度信号処理装置および同期信号処理装置
とを具備し、前記水平位相同期ループから前記色
副搬送波用デイジタル位相同期ループにフイード
フオワード補正を行う、具体的には色位相周期ル
ープの位相誤差を含んだ色副搬送波設定用データ
を水平位相同期ループの位相誤差を含んだクロツ
ク周波数設定用データで割算する割算回路を具備
するように構成したものである。

作 用 本発明は上記の構成により、クロツクと同期し
た水平同期信号を得、VTR等非正規の信号に対
しても画像のサンプル点が格子状となるため歪の
ない画像がメモリーに記憶でき、デイジタル
PLLによる色復調回路により、世界中の直交変
調された色信号の復調が可能となり、クロツク周
波数が全テレビジヨン方式に対しても同一のた
め、フレームメモリの共用化ができるものであ
る。

実施例 以下本発明の一実施例のデイジタルテレビジヨ
ン受像機について図面を参照しながら説明する。

第１図は、本発明の第１の実施例におけるデイ
ジタルテレビジヨン受像機の主な構成要素を示
す。第１図において、１０１はアナログ・デイジ
タル変換回路、１０２はバンドパスフイルタ、１
０３は自動利得制御回路、１０４は乗算器を用い
た同期検波による色復調回路、１０５はローパス
フイルタ、１０６は1Hメモリを用いたくし形フ
イルタ、１０７はバーストゲート、１０８はルー
プフイルタ、１０９はループ誤差と色副搬送波周
波数の設定値を加算する加算器、１１０はクロツ
クの影響を打消すための割算回路、１１１は与え
られた設定値により色副搬送波を発生するデイジ
タル発振回路であり、これらでデイジタル色位相
同期ループ（PLL）を構成している。以上が色
信号処理回路の構成である。

１２０はローパスフイルタ、１２１は同期分離
回路、１２２は位相比較回路、１２３はループフ
イルタ、１２４はクロツク周波数を設定する加算
回路、１２５はデイジタル発振回路、１２６はデ
イジタル発振回路に安定なクロツクを供給する水
晶発振回路、１２７はデイジタル・アナログ変換
回路、１２８はアナログPLL回路であり、アナ
ログ位相比較回路、電圧制御発振器、分周回路を
含み、デイジタル・アナログ変換器１２７から出
力される疑似正弦波を逓倍してクロツクを発生
し、全回路へ供給する。１２９は分周回路であ
る。以上で第１の水平位相同期ループ（PLL）
（φ1ループ）を構成している。分周回路１２９か
らの水平パルスは水平偏向回路のドライブのため
水平帰線パルスと位相比較回路１３０で位相比較
され、誤差出力はループフイルタ１３１を経て可
変遅延回路１３２を制御し、水平ドライブパルス
１３７を出力する。以上で第２の水平位相同期ル
ープ（PLL）（φ2ループ）を構成している。

また、垂直偏向のために、ローパスフイルタ１
２０の出力を垂直同期分離回路１４０で垂直同期
信号を分離し、垂直発振回路１４１で垂直同期信
号が再生され、垂直波形発生回路１４２により垂
直偏向回路に必要な垂直のこぎり波、ピンクツシ
ヨン補正のための垂直パラボラ波を演算によつて
出力し、D/A変換回路１４３を通して出力する。

A/D変換回路１０１によりデイジタル化され
た映像信号はまた輝度信号処理回路１５０へ導か
れ、クロマトラツプ、アパーチヤ補正、遅延補正
等の処理後、輝度信号Ｙとして出力される。

次に本実施例の動作について説明する。アナロ
グPLL回路１２８により発生されたクロツク１
３４で動作するアナログ・デイジタル変換回路１
０１により、デイジタル化された複合映像信号
は、ローパスフイルタ１２０により高域雑音およ
びクロマ信号を抑圧され、同期分離回路１２１に
より黒レベルで比較され、複合同期信号成分１３
３が分離される。この複合同期信号成分１３３は
分周回路１２９によりクロツクをＮ分周した水平
パルス１３５と位相比較され、その誤差信号成分
はループフイルタ１２３により１水平周期Ｈ毎に
平滑される。平滑された誤差信号はクロツク周波
数設定用加算回路１２４で設定値NF_H／2F_Xと加
算される。ここでＮは分周回路の分周比、F_Hは
水平周波数、F_Xは水晶によるクロツク周波数で
あり、NF_Hより高い周波数である。加算された値
はデイジタル発振回路１２５に加えられ、この発
振回路１２５は水晶クロツクF_Xで毎クロツク毎
にこの値が蓄積され、オーバーフローは無視され
るため、NF_H／２の周波数の三角波データを出力
する。この三角波データはデイジタル・アナログ
変換回路１２７によりNF_H／２のアナログ疑似正
弦波となり、アナログPLL回路１２８によりNF_H
の周波数のクロツクが再生される。

第２図はアナログPLL回路１２８の具体例を
示す。入力端子１６０から入力されたNF_H／２の
周波数の疑似正弦波は電圧制御発振回路（VCO）
１６３の発振周波数2NF_Hを分周回路１６４，１
６５で４分周した信号１６６と位相比較回路１６
１で位相比較され、ループフイルタ１６２を経て
VCO１６３を制御してPLL回路を構成している。
クロツク出力はVCO１６３の発振周波数2NF_Hを
２分周した出力端子１３４からとつている。例え
ば入力周波数6.75MHzのときVCO１６３の発振
周波数は27MHzであり、クロツク周波数は13.5M
Hzとなる。これはNTSC信号入力時で分周回路１
２９の分周比Ｎ＝858の場合である。

このような第１の水平位相同期ループ（φ1ル
ープ）により、位相比較回路１２２の誤差が零に
なるようにクロツクが制御され、結果として入力
映像信号の水平周期の整数倍にロツクしたクロツ
クが再生される。従つて入力映像信号の同期信号
部分は毎回一定の位相でサンプリングされ、分周
回路１２９からの水平パルス１３５，１３６は入
力同期信号との位相誤差が非常に小さくできる。

またVTR再生のように水平同期信号がゆれて
いるような入力信号の場合でも、ループフイルタ
１２３の応答特性を切換えて速くすれば、クロツ
クも水平同期信号の追従し、分周回路１２９から
の水平パルス１３５，１３６も入力水平同期信号
に追従させることができ、1H期間のサンプル点
数を同じにできる。

次に、分周回路１２９からの出力水平パルス１
３６は水平出力回路の遅延時間補正やビーム電流
補正のために水平帰線パルスと位相比較回路１３
０により位相比較され、ループフイルタ１３１を
経て可変遅延回路１３２を制御し、水平ドライブ
パルス１３７の位相を制御している（φ2ルー
プ）。φ1ループがクロツクジツタのない水平パル
ス１３６を出力するため、φ2ループはφ1ループ
と全く独立に制御できる。

次に、色信号処理回路について説明する。回路
構成は前述したように、従来の第６図の場合と大
きくは変化していないが、動作クロツクが水平
PLLから作られ供給されるため、別の処理が必
要である。アナログ・デイジタル変換回路１０１
によりデイジタル化された複合映像信号は、バン
ドパスフイルタ１０２により色信号成分が分離さ
れ、自動利得制御回路１０３により振幅が安定化
され、色復調回路１０４により復調される。色復
調回路の一例を第３図に示す。乗算器１７８，１
７９を使つた同期検波回路である。色副搬送波は
デイジタル発振回路１１１で発生される。ここで
発生された三角波データをSIN ROM（読出し専
用メモリ）１７６、COS ROM１７７に与え正
弦波に変換し、入力クロマ信号１７１と乗算して
復調する。ここで復調された色信号１７２，１７
３には色副搬送波Fscの２倍の周波数成分が含ま
れているため、ローパスフイルタ１０５で抑圧す
る。これで、（Ｂ−Ｙ）と（Ｒ−Ｙ）の基本波の
色信号１１８，１１７が得られる。NTSC信号の
場合にはこの後にくし形フイルタ１０６を入れて
クロスカラーを改善し、PAL信号の場合にはく
し形フイルタを平均化回路として用い、（Ｂ−Ｙ）
（Ｒ−Ｙ）の色信号出力を得る。

一方、バースト信号はＲ−Ｙ色差信号１１７か
らバーストゲート１０７によりバース期間の色副
搬送波成分を抜取り振幅を求め、ループフイルタ
１０８で平滑し、色副搬送波周波数を設定するた
めに加算回路１０９でF_sc／F_Xを加え、その結果
を割算回路１１０で水平PLLからの誤差を含ん
だクロツク周波数データで割算する。これは動作
クロツクが水平PLLから作られているために、
入力水平同期信号の変動にクロツクが追従し、色
副搬送波F_scが変化するのを補正するためである。
デイジタル発振回路１１１は第３図に示すような
構成となつており、クロツク毎に入力データ１７
０とラツチ１７５に記憶されているデータを加算
して再びラツチ１７５に記憶し、オーバーフロー
は無視するため、入力データとクロツクに比例し
た周波数の三角波データを発生する。従つて、ク
ロツクが変動すれば、入力データが一定であつて
も出力周波数は変動する。

今の場合、水平PLLの中で与えられているデ
ータは、NF_H／2F_Xであり、色副搬送波PLLの中
で与えられているデータはF_sc／F_Xであるので、
割算の結果は2F_sc／N_Hとなり、２で割れば、
F_sc／NF_Hとなる。NF_Hはクロツク周波数である
からデイジタル発振回路１１１で打消され、クロ
ツク周波数が変動してもデイジタル発振回路１１
１は水晶精度の安定なF_scを発生することができ
る。このようにして色副搬送波は完全なデイジタ
ルPLL回路によつて再生され、安定な色復調を
行なうことができる。

水晶発振の周波数F_Xは本実施例の場合、例え
ばクロツク13.5MHzの場合に、約20〜30MHzの範
囲で自由に選択することができる。クロツク周波
数の設定値をデータを与えることができるので、
水晶周波数が変化しても設定値を変化すればクロ
ツクは一定にでき、また、クロツク13.5MHzとす
るためには、分周回路１２９の分周比ＮをNTSC
方式の場合Ｎ＝858、PAL方式の場合Ｎ＝864と
すればよい。

また、色副搬送波も設定値を変化すれば自由に
変化でき、NTSC方式、PAL方式、NPAL方式
等世界中のNTSC、PAL方式の色副搬送波周波
数に設定データ変更だけで対応できる。

また、基本クロツクを水晶発振クロツクで駆動
されたデイジタル発振回路で発生し、アナログ
PLL回路により２倍にして発生することにより、
高安定なクロツクを追従性よく発生できる。

次に、本発明の第２の実施例について図面を見
ながら説明する。第４図は本発明の第２の実施例
を示す構成要素の部分図であり、主要な部分は第
１図と同じで、異なる所だけを示している。第１
の実施例においては、クロツクの発生にアナログ
PLL回路を用いたが、ここでは、バンドパスフ
イルタ１８０と波形整形回路１８１によりクロツ
クを発生させる。クロツク周波数の設定値を
NF_H／F_Xとすればデイジタル発振回路１２５に
おける発振周波数はNF_Hとなりクロツク周波数と
なるから、デイジタル・アナログ変換回路１２７
でアナログ信号に変換し、バンドパスフイルタ１
８０でクロツク信号成分を抽出し、それをスライ
スすることによりクロツクを得るものである。例
えばクロツクが13.5MHz、水晶周波数が25MHzの
場合ナイキスト周波数を越えているが、デイジタ
ル・アナログ変換回路１２７をパルス駆動するこ
とで高調波が発生し、13.5MHzのクロツクを得る
ことができる。この場合には、アナログPLL回
路を用いるよりも低コストで可能であり、部品点
数も少ない。

次に、本発明の第３の実施例について図面を見
ながら説明する。第５図は本発明の第３の実施例
の構成要素の部分図であり、主要な部分は第１図
と同じで、異なる部分だけを示している。第２の
実施例においては、クロツクの発生にデイジタル
発振回路と波形整形回路を用いたが、実施例にお
いてはさらに簡単化し、水平PLLの誤差信号を
そのままD/A変換してアナログの電圧制御発振
回路へ加え、その出力をクロツクにし、このクロ
ツクの設定値をNF_H／F_Xとして加算回路１２４
でループフイルタの出力に加えている。

ここでF_Xは水晶発振周波数であるが、本実施
例においては水晶発振回路は使わず、全く仮想的
な値である。その出力をデイジタル・アナログ変
換回路１９０でアナログ電圧に変換し、電圧制御
発振回路１９１を制御してクロツク１３４を発生
し、水平PLLを構成している。50％デユーテイ
のクロツクが必要であれば、２倍の周波数で発振
し、２分周してもよい。

本実施例は第２の実施例よりもさらに回路を簡
略化でき、低コスト化できるものである。

なお、輝度信号処理回路については、従来と同
様な回路で実現できるが、本発明の場合には、
1Hの期間でサンプル点の数が一定で格子状とな
るため、VTR等の信号をメモリに記憶する時に
も歪まない。

発明の効果 以上のように本発明は、水平同期信号の整数倍
の周波数に同期したクロツクを用いて色信号処
理、輝度信号処理、同期信号処理を実現するもの
であり、同期信号のサンプル点を一定にすること
により、同期信号出力のクロツクに対するジツタ
ーを小さくでき、特にVTR等非正規の信号に対
してもサンプル点が画面上で格子状となり、メモ
リに記憶する時にも画像が歪まない。また、デイ
ジタルPLLによる色復調回路を用いているため、
同一クロツク周波数でPAL、NTSC等の色副搬
送波周波数の相違に対応でき、周辺回路を共用化
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例におけるデイジ
タルテレビジヨン受像機の主要構成図、第２図は
アナログPLL回路の一例を示す構成図、第３図
は色復調回路の主要構成図、第４図は本発明の第
２の実施例における構成の部分図、第５図は本発
明の第３の実施例における構成の部分図、第６図
は従来におけるデイジタルテレビジヨン受像機の
構成図である。 １０１……アナログ・デイジタル変換回路、１
０４……色復調回路、１１０……割算回路、１１
１……デイジタル発振回路、１２２……位相比較
回路、１２３……ループフイルタ、１２５……デ
イジタル発振回路、１２７……デイジタル・アナ
ログ変換回路、１２８……アナログPLL回路、
１２９……分周回路、１８０……バンドパスフイ
ルタ、１８１……波形変形回路、１９０……デイ
ジタル・アナログ変換回路、１９１……電圧制御
発振回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 映像信号をアナログ・デイジタル変換装置を
   通してデイジタル処理するデイジタルテレビジヨ
   ン受像機において、 デイジタル化された複合映像信号の高域雑音を
   抑制する第１のローパスフイルタと、前記第１の
   ローパスフイルタの出力から周期信号を分離する
   周期分離回路と、クロツクを分周して水平パスル
   を出力する分周回路と、前記分周回路からの水平
   周期信号と前記水平パルスとを位相比較する位相
   比較回路と、前記位相比較回路の出力を平滑して
   ループ応答を決定する第１のループフイルタと、
   前記第１のループフイルタ出力にクロツク周波数
   設定用データを加算する第１の加算回路と、前記
   第１の加算回路の出力により第１のデイジタル発
   振回路の発振周波数が抑制されるクロツク発生回
   路とにより水平周期信号の整数倍の周波数に同期
   した少なくとも一つのクロツクを発生するように
   構成された水平位相同期ループと、 デイジタル化された前記複合映像信号から色信
   号成分を抽出するバンドパスフイルタと、前記フ
   イルタの出力とデイジタル的に再生された色副搬
   送波とを乗算器により周期検波を行う色復調回路
   と、前記色復調回路の出力の高域成分を抑制する
   第２のローパスフイルタと、前記第２のローパス
   フイルタの出力の色差信号Ｒ−Ｙからバースト信
   号を抜き取るバーストゲートと、前記バースト信
   号を累積し平滑してループ応答を決定する第２の
   ループフイルタと、前記第２のループフイルタ出
   力に色副搬送周波数を設定するためのデータを加
   算する第２の加算回路と、前記第２の加算回路の
   出力を、前記水平位相同期ループの誤差を含むク
   ロツク周波数設定置である前記第１の加算回路出
   力で割算してクロツク周波数の影響を打ち消すフ
   イードフオワード補正を行う割算回路と、前記割
   算回路出力によりデイジタル的に色副搬送波を発
   生する第２のデイジタル発振回路とにより構成さ
   れ、かつ前記水平位相同期ループにて生成される
   クロツクで動作するデイジタル色位相同期ループ とを具備したデイジタルテレビジヨン受像機。