JP2638433B2

JP2638433B2 - 圧電トランスコンバータ

Info

Publication number: JP2638433B2
Application number: JP5200467A
Authority: JP
Inventors: 俊行財津; 輝久須藤
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1993-08-12
Filing date: 1993-08-12
Publication date: 1997-08-06
Anticipated expiration: 2012-08-06
Also published as: JPH0759338A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は圧電トランスコンバータ
に関し、特に１ＭＨ_Z以上の高周波帯で動作可能な積層
型圧電トランスを用いた、数ワットクラスの圧電トラン
スコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】通信機器における集積化の進歩により、
電源においても小型薄型化が望まれており、特に小型化
に対する要請が厳しくなってきている。とりわけ、プリ
ント基板上に搭載するためのオンボード電源としては小
型化のほかに低ノイズ化が要求される。

【０００３】これらの要請に答えるべく新たに研究し開
発されたものとして、機械振動を利用した「圧電トラン
スを用いたスイッチング電源」（実開昭０２−０９４３
９４号広報）がある。この従来の圧電トランスを用いた
スイッチング電源は、入力層と出力層とが絶縁層により
互いに電気的に絶縁され積層された積層型圧電トランス
を使用し、入力層および出力層を構成する圧電素子の厚
み縦振動により入力側のエネルギーを出力側に伝播する
もので、電力用スイッチング電源として有効であり、か
つスイッチング周波数の１ＭＨ_Z以上への高周波化が可
能である。また、この従来の積層型圧電トランスを用い
たスイッチング電源の回路としては積層型圧電トランス
に最も適合しているＥ級共振コンバータを使用する形式
が採られている。

【０００４】この従来の圧電トランスを用いたスイッチ
ング電源に使用される積層型圧電トランスは、入力電極
を有する入力層と出力電極を有する出力層とは絶縁層で
ある絶縁部材により互いに絶縁され、入力層は両端面に
入力電極を有する１層の圧電素子で構成され、これに対
して出力層は各各両端面に出力電極を有する複数の圧電
素子を互いに出力電極を間に挟んで厚み方向に積層した
ときに、隣接する層の圧電素子同士の分極方向が互いに
逆向きになるように分極して多層を形成し、かつ極性が
同じの出力電極間を１層おきに接続して各各の極性に対
応する出力端子を導出している。この積層型圧電トラン
スは、入力層の入力電極に矩形波交流電圧が印加されて
入力層が交流駆動されると、入力層圧電素子の圧電逆効
果（電気振動から機械振動への変換）により圧電素子の
厚み方向に伸縮振動で伝播する縦波が発生し、この縦波
が絶縁層を介して出力層へ伝播し、この結果、出力層の
圧電素子に圧電正効果（機械振動から電気振動への変
換）による正弦波交流電圧が発生して出力電極から出力
端子に出力する。ここで、この積層型圧電トランスの入
力端における交流電圧と出力端における交流電圧との電
圧比は入力層と出力層との積層数比に反比例するため、
電圧の入出力条件によって入力層と出力層の積層数が決
められる。つまり、積層型圧電トランスは入出力層圧電
素子部材の１層の厚さの比によって変成比を変えること
ができる。さらに、圧電素子の共振周波数は圧電素子部
材の厚さに逆比例するため、この圧電素子を積層構造と
することにより圧電トランスとしての厚さを小さくする
ことが容易なので比較的高い共振周波数を得ることがで
きる。さらにまた、圧電素子の厚み方向に積層する構造
とすることにより入出力層各各の電極面積を大きくとる
ことが容易なので積層型圧電トランスの等価容量を大き
くすることができ、かつ圧電素子部材の厚さを小さくで
きることでさらにこの等価容量を大きくすることができ
る。この結果、圧電素子を用いた積層型圧電トランス
は、共振周波数と等価容量との積を大きくできるため、
この積層型圧電トランスを使用した圧電トランスコンバ
ータは比較的大きな電力を取り出すことが可能である。
なお、入出力層の間に介在する絶縁層部材の厚さは積層
型圧電トランスの入力側と出力側の耐圧により決められ
る。

【０００５】参考文献：「２ＭＨ_Z電力用圧電トランスコンバータ」
財津他、電子情報通信学会、１９９２．５．２２参考文献：実開平４−５４４９２号広報次に、図面を参照して詳述する。図９は従来の積層型圧
電トランス１０を使用した圧電トランスコンバータの回
路図であり、積層型圧電トランス１０部分の回路は、積
層型圧電トランス１０自身の共振周波数近傍で近似解析
し、集中定数回路で表わした等価回路である。ここで、
図９（ａ）は整流回路として全波整流回路を使用した場
合の従来の圧電トランスコバータの回路図であり、図９
（ｂ）は整流回路として半波整流回路を使用した場合の
従来の圧電トランスコンバータの回路図である。また、
図１０は圧電素子ｈからなる１層（で表わす）の入力
層ａと圧電素子ｇからなる５層（〜で表わす）の出
力層ｂ₀とが絶縁層ｄの絶縁部材を間に挟んで積層され
た従来の積層型圧電トランス１０の斜視図である。この
積層型圧電トランス１０を使用した場合の圧電トランス
コンバータは、積層型圧電トランス１０の入力端Ａ，Ｂ
間の入力交流電圧と出力端Ｃ，Ｆ間の出力交流電圧との
電圧比が５：１の降圧型コンバータとなる。また、この
積層型圧電トランス１０の入力層ａの圧電素子ｈの厚さ
αと出力層ｂ₀の圧電素子ｆの厚さβとの関係はα〉β
であるが、いずれの圧電素子も同じ圧電部材からなる。

【０００６】図１０の斜視図によりさらに詳述すると、
入力層ａの圧電素子ｈの層および出力層ｂ₀の圧電素
子ｇの層〜は各各矢印方向に分極され、特に出力層
ｂ₀の圧電素子ｈの層〜の各各は、隣接する層の圧
電素子同士の分極方向が互いに逆向きになるように分極
される。また、出力層ｂ₀の各各の圧電素子層間に挟ま
れた出力電極ｆの各各は同じ極性を持つ層の出力電極同
士が１層おきに接続され、絶縁層ｄから数えて奇数番目
の出力電極ｆ同士を接続した部分から出力端Ｃを導出
し、また絶縁層ｄから数えて偶数番目の出力電極ｆ同士
を接続した部分から出力端Ｆを導出している。一方、入
力層ａの入力電極ｅからは絶縁層ｄに面する側から入力
端Ｂを導出し、絶縁層ｄと対向する反対面側から入力端
Ａを導出している。この入力端Ａ，Ｂを通して入力電極
ｅ間に矩形波交流電圧ｖ₁を印加して入力層ａを交流駆
動すると、圧電素子ｈが発生する厚み縦振動による縦波
が絶縁層ｄを介して出力層ｂ₀の圧電素子ｇの各各に伝
播し、この結果、圧電素子ｇの各各の圧電正効果により
各出力電極間に正弦波交流電圧が発生して出力端Ｃ，Ｆ
間に正弦波交流電圧ｖ₀が出力する。

【０００７】次に、従来の圧電トランスコンバータの動
作について図９の回路図と図１１の波形図および図１０
の斜視図とを併せて参照して説明する。直流電源１は、
互いに直列に接続されてスイッチング素子として機能す
るトランジスタ２とトランジスタ３とから成るスイッチ
ング駆動回路に直列接続される。このスイッチング素子
としてのトランジスタ２およびトランジスタ３には、例
えば電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）が一般的
に使用される。ここで、トランジスタ２は入力端Ｘと端
子ｓとの間に繰返し周期がＴでパルス幅がＴ₁＝Ｔ／３
の矩形波制御信号ｖ_G1を入力されてＴ₁の区間でオン
し、Ｔ−Ｔ₁の区間でオフするスイッチング動作をして
直流電源１からの直流電圧Ｅを矩形波制御信号ｖ_G1に同
期した交流電圧に変換する。また、トランジスタ３は入
力端Ｙと端子ｔとの間に繰返し周期がＴでパルス幅がＴ
₂＝Ｔ／３の矩形波制御信号ｖ_G2を入力されてＴ₂の区
間でオンし、Ｔ−Ｔ₂の区間でオフするスイッチィング
動作をして直流電源１からの直流電圧Ｅを矩形波制御信
号ｖ_G2に同期した交流電圧に変換する。これらトランジ
スタ２およびトランジスタ３のスイッチング動作によっ
てトランジスタ２とトランジスタ３との接続点ｓおよび
トランジスタ３と直流電源１との接続点ｔとの間には直
流電源１の直流電圧Ｅを波高値とし、かつ繰り返し周期
がＴでパルス幅がＴ／２の矩形波交流電圧ｖ₁が得られ
る。この矩形波交流電圧ｖ₁が圧電トランス１０の入力
端Ａ，Ｂ間に入力されて入力電極ｅ間に印加されると、
入力層ａは矩形波交流電圧ｖ₁により交流駆動されて圧
電素子ｈの圧電正効果により厚み方向に厚み縦振動モー
ドの機械振動による縦波が発生し、この縦波がセラミッ
クなどの絶縁部材からなる絶縁層ｄを介して出力層ｂ₀
に伝播する。この結果、出力層ｂ₀では圧電素子ｇの各
各の圧電正効果により出力電極ｆの各各間に正弦波交流
電圧が発生して出力端Ｄ，Ｆ間に正弦波交流電圧ｖ₀が
出力する。ここで積層型圧電トランス１０は共振状態で
使用され、積層型圧電トランス１０部分の回路はこの共
振周波数近傍で近似解析し、集中定数回路で表わした等
価回路である。なお、この等価回路における等価コイル
４２、等価容量４３、等価抵抗４４および等価変成器１
０１は全て等価的な仮想上の素子であって部材として物
理的に存在するものではない。かつ、等価変成器１０１
の１次側巻線Ｎ₁および２次側巻線Ｎ₀も実際には電磁
型のような巻線はない。また、この圧電トランスコンバ
ータは、積層型圧電トランス１０における等価変成器１
０１の二次側を一次側に変換すると、コンバータとして
の出力電力および効率が負荷８に対してピークを持つ直
列共振回路の特性を持ち、この共振周波数において最大
の効率および最大の昇圧比が得られる。つまり、積層型
圧電トランス１０はこの共振周波数を中心周波数とする
帯域通過形メカニカルフィルタ構成としての圧電トラン
スフィルタの機能を持つ（特開昭５８−７９７７８号広
報参照）。

【０００８】次に、積層型圧電トランス１０の出力端
Ａ，Ｂ間に発生した正弦波交流電圧ｖ₀は、図９（ａ）
に示される全波整流回路においては端子Ｑ，Ｒ間より整
流用のダイオード２１〜２４からなるリング型の全波整
流回路に供給されて全波整流され、また図９（ｂ）に示
される半波整流回路においては端子Ｑ，Ｒ間より整流用
のダイオード２１，２３からなる半波整流回路に供給さ
れて半波整流され、各各端子Ｗ，Ｚより平滑用のコンデ
ンサ７および負荷８からなる平滑回路に供給されて全波
整流の場合は直流電圧Ｖ_OUT0-1に平滑化され、および半
波整流の場合は直流電圧Ｖ_OUT0-2に平滑化される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】この従来の圧電トラン
スコンバータでは、整流回路が半波整流形式の場合に
は、正弦波交流電圧ｖ₀の正の半サイクルでしか負荷８
に電力を供給できず、負の半サイクルでは圧電トランス
１０に循環電流が流れて圧電トランス１０およびトラン
ジスタ２とトランジスタ３とのスイッチング駆動回路に
おいて電圧降下によるロスが発生し、この結果コンバー
タの効率を低下させる。また、整流回路が全波整流形式
の場合には、整流用ダイーオード２個分の電圧降下によ
るロス、すなわち正弦波交流電圧ｖ₀の正の半サイクル
ではダイオード２１およびダイオード２２の各各の順方
向降下電圧Ｖ_Fによる電圧降下ロスが２Ｖ_Fだけ発生
し、また負の半サイクルではダイオード２３およびダイ
オード２４の各各の順方向降下電圧Ｖ_Fによる電圧降下
ロスが２Ｖ_Fだけ発生する。つまり整流用ダイオード１
個の順方向降下電圧Ｖ_Fの２倍の電圧降下ロスが発生
し、この分コンバータの効率が低下する。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明による圧電トラン
スコンバータは、入力直流電圧をスイッチングして第１
の交流電圧信号を発生するスイッチング駆動手段と、前
記スイッチング駆動手段から入力層圧電素子に供給され
る前記第１の交流電圧信号によって駆動され、出力層圧
電素子の中間に電極を設けて中間タップを導出し、前記
中間タップを基準として極性の相異なる第２および第３
の交流電圧信号を発生する積層型圧電トランスと、前記
積層型圧電トランスからの前記第２および第３の交流電
圧信号を整流平滑して直流電圧に変換する整流平滑手段
とを備える。

【００１１】また、本発明による圧電トランスコンバー
タは、入力直流電圧をスイッチングして第１の交流電圧
信号を発生するスイッチング駆動手段と、前記スイッチ
ング駆動手段からの前記第１の交流電圧信号を入力層圧
電素子に印加されて交流駆動され、前記入力層圧電素子
の圧電逆効果により厚み縦振動を発生して出力層圧電素
子にエネルギーを伝播し前記出力層圧電素子の圧電正効
果により前記出力層圧電素子の中間に設けた電極から導
出した中間タップと前記出力層圧電素子の第１の出力電
極から導出した第１の出力端との間に第２の交流電圧信
号を発生するとともに前記中間タップと前記出力層圧電
素子の第２の出力電極から導出した第２の出力端との間
に前記第２の交流電圧信号と逆極性の第３の交流電圧信
号を発生する積層型圧電トランスと、前記積層型圧電ト
ランスの前記中間タップと前記第１の出力端とからの前
記第２の交流電圧信号を半波整流して第１の半波整流信
号とし、前記圧電トランスの前記中間タップと前記第２
の出力端とからの前記第３の交流電圧信号を半波整流し
て第２の半波整流信号とし、かつ前記第１の半波整流信
号と前記第２の半波整流信号とから得た全波整流信号を
直流電圧に平滑化する整流平滑手段とを備える。

【００１２】上記構成において、前記積層型圧電トラン
スの出力層が、相互に対向する方向に分極された第１お
よび第２の出力層圧電素子間に分極されない複数の不活
性層圧電素子を挟んで積層され、前記不活性層圧電素子
の中間に電極を設けて前記中間タップを導出することが
できる。

【００１３】

【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。本発明の第１の実施例を示す図１を参照すると、圧
電トランスコンバータは、直流電圧Ｅを供給する直流電
源１と、互いに直列に接続され、かつ外部より矩形波制
御信号ｖ_G1および矩形波制御信号ｖ_G2を入力されてスイ
ッチング駆動し、直流電源１からの直流電圧Ｅを矩形波
交流電圧ｖ₁に変換して端子ｓ，ｔ間に発生するスイッ
チング駆動回路としてのトランジスタ２およびトランジ
スタ３と、１層からなる入力層ａと２層からなる出力層
ｂ₁とが絶縁層ｄを間に挟んで厚み方向に積層され、ス
イッチング駆動回路の端子ｓ，ｔより入力端Ａ，Ｂを通
して入力層ａの入力電極ｅに印加される矩形波交流電圧
ｖ₁により交流駆動されて厚み縦振動による縦波を発生
し、この縦波を絶縁層ｄを介して出力層ｂ₁に伝播して
出力端Ｃ，Ｄ間および出力端Ｆ，Ｄ間に正弦波交流電圧
ｖ_2-1および正弦波交流電圧ｖ_3-1をそれぞれ出力する
積層型圧電トランス４と、積層型圧電トランス４の出力
端Ｃ，Ｄからの正弦波交流電圧ｖ_2-1を半波整流する整
流素子としてのダイオード５と、積層型圧電トランス４
の出力端Ｆ，Ｄからの正弦波交流電圧ｖ_3-1を半波整流
する整流素子としてのダイオード６と、負荷８と並列に
接続されダイオード５のアノード側に出力された正弦波
交流電圧ｖ_2-1の半波整流信号とダイオード６のアノー
ド側に出力された正弦波交流電圧ｖ_3-1の半波整流信号
とを合流加算した全波整流信号を直流電圧Ｖ_OUT1に平滑
化する平滑素子としてのコンデンサ７とから構成され
る。ここで出力端Ｄは、２層からなる出力層ｂの中間に
設けられた電極から導出される中間タップである。

【００１４】図２の斜視図および図３の波形図を図１の
構成図と併せて参照して詳述する。トランジスタ２は制
御入力端子Ｘと端子ｓとの間に繰り返し周期がＴでパル
ス幅がＴ₁＝Ｔ／３の矩形波制御信号ｖ_G1を入力されて
Ｔ₁の区間にオンおよびＴ−Ｔ₁の区間にオフするスイ
ッチング動作をして直流電源１からの直流電圧Ｅを矩形
波制御信号ｖ_G1に同期した交流電圧に変換する。また、
トランジスタ３は制御入力端子Ｙと端子ｔとの間に繰り
返し周期がＴでパルス幅がＴ₂＝Ｔ／３の矩形波制御信
号ｖ_G2を入力されてＴ₂の区間にオンおよびＴ−Ｔ₂の
区間にオフするスイッチング動作をして直流電源１から
の直流電圧Ｅを矩形波制御信号ｖ_G2に同期した交流電圧
に変換する。この結果、スイッチング駆動回路の端子ｓ
と端子ｔ間には直流電源１の直流電圧Ｅを波高値とし、
かつ繰り返し周期がＴでパルス幅がＴ／２の矩形波交流
電圧ｖ₁が発生し、圧電トランス４の入力端Ａ，Ｂを通
して入力電極ｅに供給される。

【００１５】ここで、積層型圧電トランス４は、厚さが
αの圧電素子ｈからなる１層（で表わす）の入力層ａ
と、各各の厚さがβの圧電素子ｇからなる２層（およ
びで表わす）の出力層ｂ₁とがセラミックなどの絶縁
部材からなる絶縁層ｄを間に挟んで厚み方向に積層さ
れ、かつ出力層ｂ₁の相隣り合う圧電素子ｇの層と
の分極方向が互いに逆向きになるように矢印方向に分極
される。またこの積層型圧電トランス４は、入力層ａの
圧電素子ｈの厚み方向の両端面に入力電極ｅを有してそ
の入力電極ｅから入力端Ａ，Ｂを導出し、かつ出力層ｂ
₁の圧電素子ｇの各各の両端面には出力電極ｆをそれぞ
れ有して層の絶縁層ｄと接合する面の出力電極ｆから
出力端Ｃを導出するとともに層およびの中間に設け
られた出力電極ｆから出力端Ｄすなわち中間タップを導
出し、なおかつ層の外側出力電極ｆから出力端Ｆを導
出する。

【００１６】さらにまた、この積層型圧電トランス４
は、入力電極ｅに矩形波交流電圧ｖ₁を印加されて入力
層ａが交流駆動されると、圧電素子ｈの圧電逆効果によ
り圧電素子の厚み方向に伸縮振動で伝播する縦波が発生
し、この縦波が絶縁層ｄを介して出力層ｂ₁へ伝播して
圧電素子ｇの各各を振動させる結果、圧電素子ｇの圧電
正効果により出力端Ｃ，Ｄ間に正弦波交流電圧ｖ_2-1が
発生し、かつ出力端Ｆ，Ｄ間に正弦波交流電圧ｖ_3-1が
発生する。ここで、出力層ｂ₁の圧電素子ｇの層と層
とは分極方向が互いに逆向きに分極されているため、
正弦波交流電圧ｖ_3-1と正弦波交流電圧ｖ_3-1とは周波
数および波高値は同じであるが、位相的には中間タップ
の出力端Ｄを基準として互いに逆位相になる。

【００１７】積層型圧電トランス４の出力端Ｃ，Ｄ間に
発生した正弦波交流電圧ｖ_3-1はダイオード５のカソー
ド側に入力されて半波整流され、アノード側に出力され
る。また、出力端Ｆ，Ｄ間に発生した正弦波交流電圧ｖ
_3-1はダイオード６のカソード側に入力されて半波整流
され、アノード側に出力されてダイオード５のアノード
側に出力された正弦波交流電圧ｖ_3-1の半波整流信号と
合流加算される。ここで、正弦波交流電圧ｖ_2-1と正弦
波交流電圧ｖ_3-1とは逆位相であるため、ダイオード５
およびダイオード６のアノード側で合流加算された信号
は、平滑用のコンデンサ７が開放状態であれば正弦波交
流電圧ｖ_2-1の半波整流半周期信号と正弦波交流電圧ｖ
_3-1の半波整流半周期信号とが交互に繰り返す全波整流
信号となる。これら合流加算された全波整流信号は、平
滑用のコンデンサ７と負荷８とからなる平滑回路により
平滑化されてコンバータ出力電圧としての直流電圧Ｖ
_OUT1に変換される。

【００１８】次に、第１の実施例の圧電トランスコンバ
ータの動作について図４の回路図と図５の状態別回路図
とを併せて参照して説明する。図４は図１の構成図にお
ける圧電トランス４の部分を積層型圧電トランス４の共
振周波数近傍で近似解析し、集中定数を使用して等価回
路で表わした圧電トランスコンバータの等価回路図であ
り、この等価回路に示される等価コイル４２、等価容量
４３、等価抵抗４４および等価変成器４５_-1は、積層型
圧電トランス４が共振状態で使用されたときの等価的な
仮想素子であって、部材として物理的に存在するもので
はない。また、等価変成器４５_-1の１次側巻線Ｎ₁およ
び２次側巻線Ｎ_2-1，Ｎ_3-1も等価的な巻線であり、電
磁型のような実際の巻線が存在するものではない。

【００１９】図５（ａ）は図４の回路図においてトラン
ジスタ２が矩形波制御信号ｖ_G1のＴ₁区間でオンになっ
た時の、かつトランジスタ３がこのＴ₁区間でオフにな
っている時の圧電トランスコンバータの回路図と、この
ときの矩形波交流電圧ｖ₁による回路内交流電流の流路
を示したものある。つまり、トランジスタ２がオンの時
には積層型圧電トランス４の出力端Ｃ，Ｄ間に正弦波交
流電圧ｖ_2-1が出力されるが、出力端Ｆ，Ｄ間には正弦
波交流電圧ｖ_3-1は出力されない。かつ、このトランジ
スタ２がオンの動作状態時には図４における積層型圧電
トランス４の入力側の容量４１は無視される。ここで、
正弦波交流電圧ｖ_2-1の波高値をＶ_2-1およびダイオー
ド５の順方向降下電圧をＶ_Fとすると、ダイオード５の
アノード側に出力される半波整流信号の波高値Ｖ_D2は、
Ｖ_D2＝Ｖ_2-1−Ｖ_Fとなる。また、図５（ｂ）は図４の
回路図においてトランジスタ３が矩形波制御信号ｖ_G2の
Ｔ₂区間でオンになった時の、かつトランジスタ２がこ
のＴ₂区間でオフになっている時の圧電トランスコンバ
ータの回路図と、このときの矩形波交流電圧ｖ₁による
回路内交流電流の流路を示したものである。つまり、ト
ランジスタ３がオンの時は圧電トランス４の出力側には
出力端Ｃ，Ｄ間に正弦波交流電圧ｖ_2-1は出力されず、
出力端Ｆ，Ｄ間にのみ正弦波交流電圧ｖ_3-1が出力され
る。かつ、このトランジスタ３がオンの動作状態時には
図４における積層型圧電トランス４の入力側の容量４１
は無視される。ここで、正弦波交流電圧ｖ_3-1の波高値
をＶ3-1 およびダイオード６の順方向降下電圧をＶ_Fと
すると、ダイオード６のアノード側に出力される半波整
流信号の波高値Ｖ_D3は、Ｖ_D3＝Ｖ_3-1−Ｖ_Fとなり、Ｖ
_2-1＝Ｖ_3-1とすればＶ_D2＝Ｖ_D3となる。つまり、ダイ
オード５およびダイオード６のアノード側で合流加算さ
れた全波整流信号の波高値は、正弦波交流電圧ｖ_2-1の
波高値Ｖ_2-1および正弦波交流電圧ｖ_3-1の波高値Ｖ
_3-1よりもダイオード１個分の順方向降下電圧Ｖ_F分だ
け小さい。従って、この全波整流信号が平滑回路で１０
０％の効率で平滑化されるとすれば、圧電トランスコン
バータ出力としての直流電圧Ｖ_OUT1はダイオード５およ
びダイオード６によるダイオード１個分の順方向降下電
圧Ｖ_Fによる電圧ロス分だけ低下する。すなわち、圧電
トランスコンバータの効率はダイオード１個分の順方向
降下電圧Ｖ_Fによる電圧ロス分だけ低下する。

【００２０】このように圧電トランス４は、共振周波数
近傍において変成器４５_-1の二次側を一次側に変換する
と、直列共振回路として共振周波数を中心周波数とする
帯域通過形のメカニカルフィルタとして機能し、この結
果、この圧電トランス４を使用した圧電トランスコンバ
ータは、出力電力および効率が負荷８に対してピークを
持つ最大の昇圧比が得られる。

【００２１】以上の第１の実施例の圧電トランスコンバ
ータでは、入力層が１層で出力層が２層の、かつこの出
力層の中間電極に中間タップを有する積層型圧電トラン
スを使用する場合について説明したが、積層型圧電トラ
ンスは、入出力層の圧電素子部材の１層の厚さの比によ
って変成比を変えることができ、さらに圧電縦効果を有
する圧電素子の共振周波数は圧電素子部材の厚さに逆比
例するため、この圧電縦効果を有する圧電素子を積層構
造とすることにより圧電素子部材の厚さをより小さくす
ることが容易なので、比較的高い共振周波数を得ること
ができる。さらにまた、圧電素子の厚み方向に積層する
構造とすることにより入出力層各各の電極面積を大きく
とることが容易なので等価容量を大きくすることがで
き、かつ圧電素子部材の厚さをより小さくできることで
さらにこの等価容量を大きくすることができる。この結
果、厚み縦効果を用いた積層型圧電トランスは、共振周
波数と等価容量との積を大きくできるため、この積層型
圧電トランスを使用した圧電トランスコンバータは比較
的大きな電力を取り出すことが可能である。なお、入出
力層の間に介在する絶縁層部材の厚さは積層型圧電トラ
ンスの入力側と出力側の耐圧により決められる。

【００２２】次に、本発明の第２の実施例として、出力
層が２層よりも多い多層にした場合の、かつこの多層の
出力層から中間タップを導出して出力を整流回路へ供給
する積層型圧電トランスを使用した圧電トランスコンバ
ータについて説明する。図７は多層の出力層から中間タ
ップを導出するように構成した積層型圧電トランスの斜
視図である。この積層型圧電トランス９は、厚さがαの
圧電素子ｈによる１層（で表わす）の入力層ａと、各
各の厚さがβの圧電素子ｇによる６層（〜で表わ
す）の出力層ｂ₂とが絶縁層ｄを間に挟んで厚み方向に
積層される。出力層ｂ₂の層〜のうち層，は分
極されていない不活性層ｂ₂′であり、これら不活性層
ｂ₂′の各各の圧電素子には圧電縦効果による正弦波交
流電圧は発生しない。また、入力層ａの層および出力
層ｂ₂の層，，，の各各は矢印方向に分極さ
れ、かつ出力層ｂ₂においては層とおよび層と
の各各極性の合う圧電素子同士の電極を接続する。その
上で層との外側の電極同士を接続した部分から出力
端Ｃを導出し、かつ層との外側の電極同士を接続し
た部分から出力端Ｄを導出し、さらに層とおよび層
との各各の接合部分の電極とを接続した部分から出
力端Ｄすなわち中間タップを導出する。

【００２３】図６は本発明の第２の実施例において、積
層型圧電トランス９の出力端Ｃ，Ｄ，Ｆに整流用ダイオ
ード５および整流用ダイオード６からなる整流回路およ
び平滑用のコンデンサ７と負荷８とからなる平滑回路と
が接続された部分構成図であり、積層型圧電トランス９
の入力端Ａ，Ｂの前段に接続されるトランジスタ２とト
ランジスタ３とからなるスイッチング駆動回路およびス
イッチング駆動回路に直列接続される入力直流電源１は
省略している。つまり、図６における積層型圧電トラン
ス９を除いた部分の構成は図４における第１の実施例の
圧電トランスコンバータの場合と同じである。この積層
型圧電トランス９の入力電極ｅ間に入力端Ａ，Ｂを通し
て矩形波交流電圧ｖ₁が印加されて、入力層ａが交流駆
動されると、圧電素子ｈに圧電逆効果による厚み縦振動
の縦波が発生し、この縦波が絶縁層ｄを介して出力層ｂ
₂の圧電素子ｇの各各に伝播する。この結果、出力層ｂ
₂では圧電素子ｇの分極されている層，および層
，には圧電正効果による正弦波交流電圧が発生し、
出力端Ｃ，Ｄ間に正弦波交流電圧ｖ_2-2が出力するとと
もに出力端Ｆ，Ｄ間には正弦波交流電圧ｖ_3-2が出力す
る。しかし、不活性層ｂ₂′の層，の各各の圧電素
子は分極されていないため、これら不活性層ｂ₂′の圧
電素子ｇには圧電正効果による正弦波交流電圧は発生し
ない。ここで、出力端Ｃ，Ｄ間に出力する正弦波交流電
圧ｖ_2-2と出力端Ｆ，Ｄ間に出力する正弦波交流電圧ｖ
_3-2とは、出力端Ｄを基準として互いに逆位相になる。

【００２４】出力端Ｃ，Ｄ間に出力した正弦波交流電圧
ｖ_2-2はダイオード５のカソード側に供給されて半波整
流され、アノード側に出力される。また、出力端Ｆ，Ｄ
間に出力した正弦波交流電圧ｖ_3-2はダイオード６のカ
ソード側に供給されて半波整流され、アノード側に出力
される。ダイオード５とダイオード６とは互いにアノー
ド側において接続され、この接続点において、正弦波交
流電圧ｖ_2-2および正弦波交流電圧ｖ_3-2の各各の半波
整流信号が合流加算され、正弦波交流電圧ｖ_2-2の半周
期信号と正弦波交流電圧ｖ_3-2の半周期信号とが交互に
繰り返す全波整流信号が得られる。ダイオード５および
ダイオード６のアノード側で合流加算されたこの全波整
流信号は、コンデンサ７と負荷８とからなる平滑回路に
より平滑され、圧電トランスコンバータ出力としての直
流電圧Ｖ_{OUT 2}に変換される。

【００２５】このように、出力層の圧電素子を多層積層
した積層型圧電トランスの場合には、出力層に不活性層
圧電素子を介在させて中間タップを導出することによ
り、出力層が２層の場合と同じ圧電トランスコンバータ
の構成とすることができ、かつ同じ効果を得ることがで
きる。なお、積層型圧電トランス９部分のみを等価回路
で表わすと図８に示すようになり、上述した第１の実施
例における圧電トランス４の２次側巻線Ｎ_2-1をＮ_2-2
に、２次側巻線Ｎ_3-1をＮ_3-2に、および等価容量４６
_-1，４７_-1を等価容量４６_-2，４７_-2にそれぞれ置き換
えれば、第１の実施例と全く同じように取り扱うことが
できる。また、上述の第１の実施例および第２の実施例
において、積層型圧電トランス４，９のいずれにおいて
も入力層ａを１層として取り扱ったが、多層に積層した
場合でも同様に実施できることは以上の説明から明らか
である。

【００２６】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、整
流用ダイオードによる電圧ロスを低減することができ、
積層型圧電トランスコンバータの効率を上げることがで
きる。

【００２７】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の圧電トランスコンバー
タを示す構成図である。

【図２】図１における積層型圧電トランスの斜視図であ
る。

【図３】同第１の実施例の圧電トランスコンバータの動
作を説明する波形図である。

【図４】同第１の実施例の圧電トランスコンバータの回
路図である。

【図５】同第１の実施例の圧電トランスコンバータの状
態別回路図である。

【図６】同第２の実施例の圧電トランスコンバータを示
す部分構成図である。

【図７】図６における積層型圧電トランスの斜視図であ
る。

【図８】図６におけ積層型圧電トランスの等価回路図で
ある。

【図９】従来の圧電トランスコンバータを示す回路図で
ある。

【図１０】図９における積層型圧電トランスの斜視図で
ある。

【図１１】従来の圧電トランスコンバータの動作を説明
する波形図である。

【符号の説明】

１入力電源２，３トランジスタ４，９積層型圧電トランス５，６ダイオード７コンデンサ８負荷４１容量４２等価コイル４３等価容量４４等価抵抗４５_-1，４５_-2 等価変成器４６_-1，４６_-2 容量４７_-1，４７_-2 容量ａ入力層ｂ₁，ｂ₂ 出力層ｂ₂′不活性層ｄ絶縁層ｅ入力電極ｆ出力電極ｇ，ｈ圧電素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平５−259528（ＪＰ，Ａ) 特開平５−206539（ＪＰ，Ａ) 特開平１−160067（ＪＰ，Ａ) 実開平４−54492（ＪＰ，Ｕ) 実開平２−9458（ＪＰ，Ｕ) 特公昭47−21958（ＪＰ，Ｂ１)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】入力直流電圧をスイッチングして第１の
交流電圧信号を発生するスイッチング駆動手段と、前記スイッチング駆動手段から入力層圧電素子に供給さ
れる前記第１の交流電圧信号によって駆動され、出力層
圧電素子の中間に電極を設けて中間タップを導出し、前
記中間タップを基準として極性の相異なる第２および第
３の交流電圧信号を発生する積層型圧電トランスと、前記積層型圧電トランスからの前記第２および第３の交
流電圧信号を整流平滑して直流電圧に変換する整流平滑
手段と、を備えることを特徴とする圧電トランスコンバータ。
【請求項２】前記整流平滑手段の整流手段が、２個の
整流素子で構成される全波整流手段であることを特徴と
する請求項１記載の圧電トランスコンバータ。
【請求項３】入力直流電圧をスイッチングして第１の
交流電圧信号を発生するスイッチング駆動手段と、前記スイッチング駆動手段からの前記第１の交流電圧信
号を入力層圧電素子に印加されて交流駆動され、前記入
力層圧電素子の圧電逆効果により厚み縦振動を発生して
出力層圧電素子にエネルギーを伝播し前記出力層圧電素
子の圧電正効果により前記出力層圧電素子の中間に設け
た電極から導出した中間タップと前記出力層圧電素子の
第１の出力電極から導出した第１の出力端との間に第２
の交流電圧信号を発生するとともに前記中間タップと前
記出力層圧電素子の第２の出力電極から導出した第２の
出力端との間に前記第２の交流電圧信号と逆極性の第３
の交流電圧信号を発生する積層型圧電トランスと、前記積層型圧電トランスの前記中間タップと前記第１の
出力端とからの前記第２の交流電圧信号を半波整流して
第１の半波整流信号とし、前記圧電トランスの前記中間
タップと前記第２の出力端とからの前記第３の交流電圧
信号を半波整流して第２の半波整流信号とし、かつ前記
第１の半波整流信号と前記第２の半波整流信号とから得
た全波整流信号を直流電圧に平滑化する整流平滑手段
と、を備えることを特徴とする圧電トランスコンバータ。
【請求項４】前記スイッチング駆動手段が、前記第２
の交流電圧信号と前記第３の交流電圧信号との位相が前
記中間タップを基準として互いに逆極性になるように制
御されることを特徴とする請求項１または３記載の圧電
トランスコンバータ。
【請求項５】前記積層型圧電トランスの出力層が、相
互に対向する方向に分極された第１および第２の出力層
圧電素子間に分極されない複数の不活性層圧電素子を挟
んで積層され、前記不活性層圧電素子の中間に電極を設
けて前記中間タップを導出することを特徴とする請求項
１または３記載の圧電トランスコンバータ。