JP2614206B2 - データ処理装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、磁気デイスク，光デイスク，データ伝送装
置，デイジタルVTR等の電子機器において、２進データ
系列をデータ処理に適した２進符号系列に変換する２進
データの符号化又は復号等を行なうデータ処理装置に関
する。

［開示の概要］ 本願明細書及び図面は、磁気デイスク，光ディスク，
データ伝送装置等の電子機器において、２進データ系列
をデータ処理に適した２進符号系列に変換する２進デー
タの符号化又は、復号等のデータ処理装置を開示するも
のである。

更には、 扱う２進データを高周波成分を含まず、帯域制限の影
響を受けにくくするべく、Tminをできるだけ大きくし、
又、Twをパルス間の区別がつきにくくならないように大
きくし、TminとTmaxの差を小さくして同期をとりやす
く、低周波成分を少なくするため、Tmaxは小さくしたデ
ータ処理装置、 磁化反転間隔を長くし、前後の磁化反転による磁気遷
移が、互いに干渉を受けず、再生時，複合時の誤りを生
じないようにすること、 記録波長に対しての再生時の復調位相余裕（Tw）（後
述）を大きくし、同上の誤りを生じないようにするこ
と、 再生信号より作成される復調用クロツク信号の周期に
比して、記録波長を小さくし、クロツクを再生信号から
正確に作成する、 磁化反転間隔の最大値と最小値の比を小さくし、再生
信号の波長干渉（パターンピークシフトと称してい
る。）を小さくして同上の誤りを生じにくくすること、 符号を連結させる際に前あるいは後の符号を考慮し
て、テーブルの切換えにより、適切な符号を作成するデ
ータ処理装置、 プログラマブルアレイロジツクを用い、更にDCフリー
化された符号を作成するデータ処理装置、 データに対応する符号をテーブルに持ち、それぞれ対
応づけを行うことにより符号化するデータ処理装置、 データに対応する符号をテーブルに持ち、それぞれ対
応づけを行うことにより、符号化し、更にDCフリー化さ
れた符号を作成するデータ処理装置、 を開示するものである。

従来から、磁気デイスク，光デイスク，データ伝送装
置等の電子機器においては莫大な情報を記録或いは伝
送，処理する事が必要で、記録であれば記録媒体に２進
データを記録するに際し、記録密度を向上させる事が不
可欠であった。

又、伝送の場合は伝送速度を向上させることが不可欠
であった。そして、種々の符号化，復号化方式が提案さ
れている。

第１図は、従来の符号化方式の１例の説明図で、第１
図（ａ）は、元の２進データ系列のビツトパターンの１
例を示し、数字0,1はビツトの論理「０」，「１」を表
し、Toは、ビツト間隔を示す。同図（ｂ）及び（ｄ）
は、従来の符号化方式の１例で、同図（ｂ）は、MFM方
式（Modified FM方式）といわれ、同図（ｄ）は、3PM方
式（3Position modulation）といわれている。各方式の
適用機種の例として、記録技術について説明すると、MF
M方式はIBM社製磁気デイスク装置（3330,3340,3350等）
に使用されており、3PM方式は、ユニバツク社製磁気デ
イスク装置（8434）に使用されている。各方式のアルゴ
リズムは、MFM方式では、元のデータ「１」，「０」に
対応して、「01」，「X0」に変換する。但し「Ｘ」は、
変換後の符号化系列において、Ｘの直前の符号ビツトの
補数論理（１→0,0→１）となる。又3PM方式のアルゴリ
ズムは第１表に示した如く、元のデータを３ビツト単位
に分離し、６ビツトのコードに変換する。

なお、各符号化方式にて変換された符号化系列は、
「１」のビツトで磁化反転を起こし、「０」のビツトで
は磁化反転を起こさせない信号になる様に記録電流が作
成され、前記記録媒体に記録される。第１図（ｃ），
（ｅ）は、MFM方式同図（ｂ）、3PM方式同図（ｄ）によ
り符号化された符号系列の記録電流の波形（NRZI信号）
である。

一般に磁気媒体への記録においては、 （イ）磁化反転間隔（記録波長）が短くなると前後の磁
化反転による磁気遷移は、互いに干渉を受け、再生信号
の復号時、誤りを生じる原因となる。

（ロ）記録波長に対しての再生時の復調位相余裕（TW）
（後述）が小さい場合も、同上の誤りを生じやすくな
る。

（ハ）再生信号より作成される復調用クロツク信号の周
期に比して、記録波長が大きいと、同上クロツクが正確
に再生信号より作成できなくなり、同上の誤りを生じや
すくなる。

（ニ）磁化反転間隔の最大値と最小値の比が大きくなる
と、再生信号の波形干渉（パターンピークシフトと称し
ている。）が大きくなり同上の誤りを生じやすくなる。

この為、一般の符号化方式においては、上記（イ），
（ロ），（ハ），（ニ）の４項目を含めた能力を示すパ
ラメータとして、以下の変数が与えられる。今、ある符
号化方式において、ｍビツトの２進データ系列がｎ（ｎ
≧ｍ）ビツトの２進符号系列に変換され、変換後の符号
系列のなかから、任意の選択した符号「１」と、つぎに
現われる符号「１」の間の符号「０」の数の最小値を
ｄ、最大値をｋとすると、 但し、Toは１次元データ周期 で与えられる。それ故、以上の説明より、（１）式及び
（４）式の値はより大きいことが望ましく、（前記説明
（イ）項及び（ロ）項より）、又、復調クロツク周期
（３）式と、下記の最大磁化反転間隔の比（（５）式）
及び、最大及び最小磁化反転間隔の比（（６）式）は、
より小さいことが望ましい。

以上のパラメータを前記MFM,3PM符号化方式について
第２表に示した。

また上述の如く、一般の符号化方式は元データをｍビ
ツト毎にｎビツトの符号に変換し、変換後の符号の０の
ランレングスがｄ個以上、ｋ個以下に制限される（m,n,
d,k）符号として表現されるが、このデータビツトの取
り扱い数ｍ（ｍ≦ｎ）は装置のハードウエアに影響す
る。なおｍは小さい方が一般的に望ましく、上記符号化
方式（m,n,d,k）パラメータで表わすとFMは（1,2,0,
1）、MFMは（1,2,1,3）、3PMは（3,6,2,1）となる。
又、一般に符号化した信号の直流成分の変動の抑圧され
たいわゆるDCフリー符号も望まれている。

［発明が解決しようとする問題点］ 以上の点に鑑み、本願発明は、高周波成分を含まず、
帯域制限の影響を受けにくくするべく、Tminをできるだ
け大きくし、又、Twをパルス間の区別がつきにくくなら
ないように大きくし、TminとTmaxの差を小さくして同期
をとりやすく、低周波成分を少なくするため、Tmaxは小
さくしたデータ処理装置を提供することを目的としてい
る。

又、本発明の目的は、磁化反転間隔を長くし、前後の
磁化反転による磁気遷移が互いに干渉を受けず、再生時
復号時の誤りを生じないようにすることを目的としてい
る。

又、本発明の目的は、記録波長に対しての再生時の復
調位相余裕（Tw）（後述）を大きくし、同上の誤りを生
じないようにすることを目的としている。

又、本発明の目的は、再生信号より作成される復調用
クロツク信号の周期に比して、記録波長を小さくし、ク
ロツクを再生信号から正確に作成することを目的として
いる。

又、本発明の目的は、磁化反転間隔の最大値と最小値
の比を小さくし、再生信号の波形干渉（パターンピーク
シフトと称している。）を小さくして、同上の誤りを生
じにくくすることを目的としている。

本発明の目的は、データに対応する符号をテーブルに
持ち、それぞれ対応づけを行なうことにより符号化する
データ処理装置を提供することにある。

本発明の目的は、データに対応する符号をテーブルに
持ち、それぞれ対応づけを行なうことにより符号化し、
更にDCフリー化された符号を作成するデータ処理装置を
提供することにある。

［問題点を解決するための手段］ この問題点を解決するための一手段として、第２図は
２進データ系列をチヤネル符号化３により、データ処理
に適した２進符号系列に変換したり、復号化５により、
２進データに復号化する構成を有した装置のブロツク図
である。

［作用］ かかる第２図の構成において、上述の欠点が解消さ
れ、扱う２進データが高周波成分を含まず帯域制限の影
響を受けにくくするべく、Tminをできるだけ大きくし、
又、Twをパルス間の区別がつきにくくならないように大
きくし、TminとTmaxの差を小さくして同期をとりやす
く、低周波成分を少なくするため、Tmaxは小さくしたデ
ータ処理装置を提供することが可能となる。

又、磁化反転間隔を長くし、前後の磁化反転による磁
気遷移が互いに干渉を受けず、再生時復号時の誤りを生
じないようにすることが可能となる。

又、記録波長に対しての再生時の復調位相余裕（Tw）
（後述）を大きくし、同上の誤りを生じないようにする
ことが可能となる。

又、再生信号より作成される復調用クロツク信号の周
期に比して、記録波長を小さくし、クロツクを再生信号
から正確に作成する。

又、磁化反転間隔の最大値と最小値の比を小さくし、
再生信号の波形干渉（パターンピークシフトと称してい
る。）を小さくして同上の誤りを生じにくくすることが
可能となる。又、データに対応する符号をテーブルに持
ち、それぞれ対応づけを行うことにより、符号化するデ
ータ処理装置を提供することが可能となる。又、データ
に対応する符号をテーブルに持ち、それぞれ対応づけを
行うことにより、符号化し、更にDCフリー化された符号
を作成するデータ処理装置を提供することが可能とな
る。

［実施例］ 前述したが一般的に符号化方式は、元のデータｍビツ
トを、隣接するビツト“1"の間に入るビツト“0"の個数
を最少ｄ個、最大ｋ個で制限されるｎビツト符号に変換
し、この符号をNRZI変換したものが記録波形パターンと
なる。つまり符号ビツト“1"を反転、符号ビツト“0"を
反転なしに対応させたものが記録波形パターンとなる。
符号化方式は一般に（m,n,d,k）という４つのパラメー
タで表現される。

次に上記パラメータを用いた用語について説明する。

T:データビツト間隔 DSV（Digital Sum Variation,累積電荷変動：符号をNRZ
I変換した記録波形パターンのHigh levelを＋１、Low l
evelを−１としたときの記録波形パターンについての積
分値。DSVが限りなく大きくなる可能性があるときその
符号は直流成分を持っている。DSVの変動範囲が有限の
ときDCフリーである。

CDS（Codeword Digital Sum）:1つの符号の最初から最
後までのDSV。前記DCフリー符号について説明する。累
積電荷変動（DSV;Digital Sum Variation）が有限の符
号をいう。符号系列をNRZI変換した記録パターン系列中
でｊ番目に出現する記録パターンのｉ番目のデイジツト
をW_jiとするこの記録パターン自体の電荷（Charge）Q_j
は で表わされる。これはデイジツトW_jiが１のとき電荷＋
１ディジットW_jiが０のとき電荷−１を与えていること
に相当する。そしてｉ番目の記録パターンまでの累積電
荷は で定義され、DSVが有限であることをもってDCフリーと
いう。

以上の説明を踏まえて以下には上記記号を用いて読み
とる。

又、従来から符号化方式の代表的なものとして、 （１）A.M.Patel,“Encoder and Decoder for a Byte−
Oriented（0,3）8/9code",IBM Technical Disclosure B
ulletin,Vol.18,No.1 June 1975（p248） （２）A.M.Patel,“Charge−Constrained Byte−Orient
ed（0,3）Code",IBM Technical Disclosure Bulletin,V
ol.19,No.7 December 1976（p2715） があげられる。（１）は（8,9,0,3）符号化方式であ
り、（２）は（１）の（8,9,0,3）符号を２個連結した
後接続ビツトを２ビツト付加することによってDCフリー
符号としたものであり、結果としてDCフリー（8,10,0,
3）符号となっている。

でかつDCフリーとなっている。しかし、この方式は符号
を２個連結した後、つまり18ビツト後にしかDCフリーに
するための接続ビツトが付加できないためDSV（信号の
直流成分）の変動範囲が有限ではあるが大きくなってし
まう。その結果、実際の装置では、デジタルVTR等、磁
気デイスク等の高密度記録を行う装置においては、DC成
分はカツトされるものであり又、光デイスクでは、信号
のDC成分はカツトされないが、再生アンプが交流増幅を
用いるので、DC成分はカツトされてしまい、再生信号に
歪が生じ復号時の誤り率の増加につながる問題がある。

なお、符号化方式について、重要なことを述べると、
Tminについては、高周波成分を含まず、帯域制限の影響
を受けにくくするため、Tminは大きい方が良い。又、Tw
は、パルス間の区別がつきにくくならないように大きい
方が良い。又、Tmaxはできるだけ小さく、TminとTmaxの
差を小さくして同期をとりやすく、又低周波成分を少な
くするため、Tmaxは小さい方が良い。

以下、本発明について図面を参照し、詳細に説明す
る。第２図は磁気デイスク、光デイスク等のデイジタル
変調方式を行なう電子機器の構成ブロツク図である。１
は情報源又はその入力部であり、２は情報源１の情報の
冗長性を制御するための情報源符号化部である。なお、
帯域圧縮は、アナログ的に伝送周波数帯域を圧縮するも
ので、高能率符号化はデイジタル的に、１画素（標本
値）当りの平均ビツト数を低減しようとするもので、そ
の意味からは振幅圧縮に近い。３は通信路、伝送路チヤ
ンネル符号化部で、誤り訂正、デイジタル変調等が含ま
れる。４は上記磁気デイスク、光デイスク等の記録再生
系である。又5,6は上記符号化部2,3で符号化データを復
号化するための復号化部である。７は以上の処理によっ
て得られた情報を出力する出力部である。

第３図は、上記記録再生系４の１例を示す構成図でビ
デオデイスクに応用した例である。

先ず信号記録系から述べる。入力データに基づき信号
源８からのドライブ信号により光源９例えば半導体レー
ザは点滅発光をする。なお、信号源８は第２図における
符号化部2,3を含んでいる。光源９により発光された光
束はコリメーターレンズ10により平行光束となり、グレ
ーテイング11、偏光板12透過反射率が偏光依存性を有す
る光学素子13を通過する。そして対物レンズ14により、
垂直磁気記録媒体15上に点像を作る。半導体レーザー光
は、光学素子13に対して大略Ｐ偏光となつているが、偏
光板12も偏光方向をＰ方向に設置されている。

グレーテイング11はトラツキング検出用のサブ・スポ
ツトを対物レンズ14にて垂直磁気記録媒体15上に結ばせ
る為の光束角度分離を行なう。

この時グレーテイング11の作用により記録体15上には
３個の点像が出来る。この３つの点像のうち再生の際の
トラツキング信号検出に用いる２つの点像はグレーテイ
ング11の±１次回折光、残りの１つは非回折光（零次
光）である。グレーテイング11による回折効率の設定に
より、この２つの点像では信号記録を行なわず、非回折
光のみの点像で信号記録を行なうのは容易である。

円筒レンズ16と４分割デテクター17との組合わせは、
点像を焦点正しく結ぶ為に対物レンズ14の位置を調整す
る為のオートフオーカス信号を得る為のものである。

４分割デテクター17からの信号は、信号分配器18で２
系統に分割し、一方はオートフオーカス信号、一方は記
録信号の出力、モニター用とする。なお、この出力は第
２図で説明した復号化部5,6、情報出力部７を含めてい
る。

また記録時はトラツキング信号検出用デテクター19,2
0からの差動信号はOFF状態とする。

次に、信号再生系について述べる。

信号源８から一定レベルの信号を与え、光源９を一定
光量発光状態とする。また、この時の光量は先に述べた
如く記録された磁区パターンが反転しない程度の光量に
調整される。コリメーター10、グレーテイング11、偏光
板12、光学素子13を透過した光束は対物レンズ14により
記録体上に３ケの点像を結ぶ。記録体15からの光束はカ
ー効果により偏光面の変調を受けており、光分割光学素
子13と検光子21との系でデテクター17,19,20には明暗の
変調状態となり入射する。デテクター17からの信号は２
系統に分配し、一系統はオートフオーカス信号、他方は
再生用信号とする。またデテクター19,20の信号を差動A
MP22で差分し、その信号を持って対物レンズを左右に揺
動させトラツキングを行なう。

尚、光学素子13の作用により再生系では高いコントラ
ストの明暗パターンが検出され得る。尚、記録時と再生
時の間での光量調整手段として、光学素子13と記録媒体
15との間にフアラデイー回転素子を入れることができ
る。フアラデイー回転素子は、例えばYIG（イツトリウ
ム・鉄・ガーネツト）結晶や希土類がドーブされたガラ
ス等で作られているもので、磁場を印加することにより
光束の偏光面を回転することができる。このフアラデイ
ー回転素子を用いる理由は以下の如きである。

記録時の記録体15からの反射光の偏光方向と、再生時
のカー回転を受けた反射光の偏光方向とは異なる。従っ
て、反射光束が光分割光学素子13により入射光束と分離
され、検光子21を透過する光量が異なる。

また、再生時には、記録された磁区パターンが反転し
ないように、光源の発光光量を記録時より下げなければ
ならないので、この要因によっても検光子21を透過する
光量は記録時と再生時とで異なる。

円筒レンズ16を通して、記録信号並びにオートフオー
カス信号を検出するための４分割デテクタ17に導びかれ
る光束の光量が大幅に異なると、記録時と再生時でデテ
クタ17の感度切り換えを行なう必要性が生じる。

フアラデイー回転素子は記録時に適当に磁場をかけ、
記録光束の偏光面を回転させることにより、光学素子13
と検光子21との組合せでデテクタ17に入る光量を調整
し、上記問題の解決を行なうものである。

なお、本例では、ビデイオデイスクについて述べた
が、これに限る必要は全くなく、ワークステーション、
プリンタ、ホストコンピユータ、デイスク装置等からな
る構築されるネツトワークにおけるデータ処理にも適用
できる。

次に、本発明である符号化方式（第２図における1,2,
3に相当）について説明を行う。D.T.Tang and L.R.Bah
l,“Block Codes for a Class of Constrained Noisele
ss channels",Information and Control,Vol.17,1970,P
436によると長さｎビツトのｋ制限符号つまりｄ＝ｏで
ｋが有限値の符号の個数は次のNk（ｎ）で求まることが
証明されている。

この式を使って計算した結果を第３表に示す。

この第３表によりｎ＝10でｋ＝２（ｄ＝ｏ）なる符号
の数は504個あることがわかる。しかしこれらの符号を
連結させていくときに第４図に示したように符号間の接
続部でｋ＝２の制限が破れることがある。しかし、第５
−１図の様に10ビツト符号を構成できると符号の連結に
よってもｋ＝２の制限が破れることはない。

つまり第５−１図（ａ）は最初のビツトが必ず１であ
る符号であり最後が１で中間の８ビツトはｋ＝２のｋ制
限符号である。これは第３表より149個存在する。第５
−１図（ｂ）は最初のビツトが必ず１である符号であり
最後の２ビツトが10で中間の７ビツトがｋ＝２のｋ制限
符号である。これは第３表より81個存在する。第５−１
図（ｃ）は最後のビツトが必ず１である符号であり、最
後の３ビツトが100で中間の６ビツトがｋ＝２のｋ制限
符号である。これは第３表より44個存在する。

以上より第５−１図の様に構成された連結してもｋ＝
２の制限の破れないｋ制限符号の個数は、274個存在す
る。これを第５表に示す。

次に、データを８ビツト毎に分離し、これを10ビツト
の符号に変換することを考える。すると、８ビツトデー
タは2⁸＝256通り存在し、第５−１図の10ビツト符号の
個数274個より小となっている。よって274個の符号の中
から適当に256個を選び出し、これを256個の８ビツトデ
ータと１対１に対応させることによって（m,n,d,k）＝
（8,10,0,2）符号が実現できることがわかる。８ビツト
毎のデータを10ビツト符号に変換する場合には、ｋ＝２
で2⁸＝256個に対して第４表又は第５表に示した符号の
中から対応させればよい。ここで、第４表は、１〜230
を第５表と同じく、第５−１図（ａ）の149個と、第５
−１図（ｂ）の81個とし、231〜311は最初の２ビットを
01、最後の１ビットを１とし、中間の７ビットをｋ＝２
のｋ制限符号とするもので第５−１図（ｂ）と同様81個
存在する。また、312〜355は、最初の２ビットを01、最
後の２ビットを10とし、中間の６ビットをｋ＝２のｋ制
限符号とするもので第５−１図（ｃ）と同様44個存在す
る。以下では、第５表を用いるものとする。この変換テ
ーブルをROMに設けていればよい。

次に、符号変換の符号表の作成方法について説明す
る。

次に第５−１図（ａ），（ｂ），（ｃ）の各符号の具
体的作成の実施例を述べる。これは第５−２図の状態遷
移図に従うとよい。ここでS1,S2,S3は３つの状態でS1が
初期状態である。Ｃは符号ビツトを示す。第６図に１例
として第５−１図（ｃ）の６ビツトのｋ＝２のｋ制限符
号の作成方法を示す。第５−１図（ａ）（ｂ）について
も同様である。第６図を具体的に説明する。第６図に示
す様に符号C₁,C₂,……C₆を000000,000001,……と順に増
加させ、該第５−２図の状態遷移図を満たす（第５−２
図の“stop"に進まない）かどうかを判定すればよい。
例えば、000000であれば、S₁→S₂→S₃と進み３つめの０
で“stop"に進み、この符号が第５−１図の（ｃ）を満
たさないことがわかる。なお、その他の符号変換につい
ても同様で、一般に符号の１と１の間に０の数が最少ｄ
個、最大ｋ個の制限がある場合の符号の作成の為の状態
遷移図を第５−３図に示す。つまり状態をｋ＋１個を設
け、状態１（S₁）から状態ｄ＋１（Sd＋１）までは、１
があれば遷移図から飛び出しstopとなる。０であれば順
に状態S₁,S₂……に進み、状態ｄ＋１から状態ｋ＋１ま
では、０であれば順に次の状態に進み、１がでれば状態
S₁に戻る。又、状態ｋ＋１で０がくれば遷移図から飛び
出しstopとなる。このstopとなった場合の符号は制限を
満たさないということである。

次に１つの符号毎、つまり10ビツト毎にDCフリーにす
る為の操作を行ない、DSV（Digital Sum Variation）の
変動範囲を小さくし、直流変動の抑圧効果の大きいDCフ
リー符号を作る説明を行なう。第７図は、符号化の構成
ブロツク図で第２図における1,2,3に相当する部分の構
成ブロツク図である。まず以下に、上記ブロツク図にお
いて行われる符号化のアルゴリズムについて説明する。

STEP1:DSV＝0,P＝０をセツト STEP2:前述の符号化方式によって、８ビツトデータを10
ビツトの符号（Ｗと名付けるまたＷの先頭ビツト（必ず
１である）をW₁と名付ける）変換する。

STEP3:CDSを計算する。

STEP4: （ｉ）もしＰ＝０かつsign DSV＝sign CDSならばW₁を
反転させDSV＝DSV−CDSとセツトする。

（ii）もしＰ＝０かつsign DSV≠sign CDSならばW₁は
無反転でDSV＝DSV＋CDSとセツトする。

（iii）もしＰ＝１かつsign DSV＝sign CDSならばW₁
は無反転でDSV＝DSV−CDSとセツトする。

（iv）もしＰ＝１かつsign DSV≠sign CDSならばW₁を
反転させDSV＝DSV＋CDSとセツトする。

STEP4の操作終了後の符号ＷをＷ′と名付ける。

なおＰを“1"の数が偶数なら０とし、奇数なら１となる
フラグである。また符号ＷをNRZI変換した２値信号のHi
gh level（１）を＋１とし、Low level（０）を−１と
して、この総和をとった値をCDS（Codeword Digital Su
m）とする。ただしＷをNRZI変換した２値信号はLow lev
elから開始させるものとする。またsign CDSは、CDSの
極性を示す（＋or−）但し、CDSが０のときsing CDSは
＋とする。

STEP5:P＝Ｐ（ｗ′のＰ） ただしは排他的論理和を示す。ｗ′を符号として出力
する。

STEP6:次の符号化を行うためSTEP2にジヤンプする。

上記アルゴリズムの説明に基づき、第７図の説明を行
う。第７図の入力端子より入力された８ビツト毎のデ
ータは30のシフトレジスタに入力されこれにより前述の
ルツクアツプテーブル方式によりROM31より対応する10
ビツト符号を読み出し32のシフトレジスタにパラレルに
入力される（上記アルゴリズムのSTEP3）。この10ビツ
ト符号は同時に33のシフトレジスタにも入力される。33
にロードされている10ビツト符号は34のNRZI変換器に通
され、NRZI変換される。このNRZI変換された符号の“1"
の数を35のCDSカウンタＡにより、また“0"の数を36のC
DSカウンタＢによりカウントし、それぞれの値は37及び
38のレジスタＡ、レジスタＢに蓄積される（上記アルゴ
リズムのSTEP3）。34のNRZI変換器は第８図で構成さ
れ、第８図のは入力端子、39は排他的論理和回路、40
は１ビツトの遅延素子、Ｄは出力端子を示す。又CDSの
計算は第７図の減算器41によって37のレジスタＡの内容
から38のレジスタＢの内容を引くことにより求まり、こ
の結果は42のCDSレジスタに蓄えられる。

次に、上記アルゴリズムのSTEP4であるが（ｉ）〜（i
v）の場合分けは と同値であり、この判別は43の論理回路で行なう。ただ
しＰは第７図44の値であり１か０である。Cqは42のCDS
レジスタのMSBであり、dqは45のDSVレジスタのMSBであ
る。レジスタの内容は２の補数表示であるのでMSBが１
のとき負であり、０のとき正なる数を示すためDSVとCDS
の極性の比較はcqとdqの比較のみでよい。は排他的論
理和を示す。上記４つのフラツグ信号をもとに43の論理
回路はもし（ｉ）のフラツグがたっておれば46のW₁のビ
ツトを反転させDSV＝DSV−CDSの演算を47の加減算器で
行なわせ、演算結果を45のDSVレジスタに格納する。第
９図に上記４つのフラツグ信号の発生回路の具体例を示
す。なお詳細は省略する。以上の様にしてSTEP4が終了
する。次にSTEP5であるが、符号ｗ′をシフトレジスタ3
2より出力し48の出力端子より出力するとともに48の
ＰフリツプフロツプＡにてｗ′の中の１の個数の偶奇を
識別する。つまり１の個数が偶数のとき48は０となり、
奇数のとき１となるようにする。これは48のフリツプフ
ロツプの初期値を０としておき１がくるたびに反転する
ようにすればよい。この内容は49のバツフアに蓄えられ
る。そして50の排他的論理和回路部によりバツフア49と
P44の内容の排他的論理和がとられその結果が44のＰに
格納される。以上でSTEP5が終了し、再びSTEP2に戻り同
様のことをくり返すわけである。

以上、詳述したように、本願発明の方式（8,10,0,2）
符号によれば であり、従来方式で代表的な（8,9,0,3）では であり、例えばこの方式と本方式を比較すると本方式で
はTminやTwの若干の減少でTmaxが大幅に減少できてお
り、同期がとりやすく、低周波成分のより少ない方式と
なっている効果がある。なお他の方式と比較しても同様
である。又、（8,10,0,2）符号を使ってDCフリー符号を
実現したものである。また、第５−１図に示した274個
の符号の中から256個を選ぶに再し、第５−１図（ａ）
の符号194個と第５−１図（ｂ）の符号81個と第５−１
図（ｃ）の符号の中から26個を選ぶことにより符号の連
結部分でｋ制限の破れる場合の数が最少とでき効率的な
符号化が行なえる効果がある。

又、本方式は（8,10,0,2）符号を基にして作っている
ため、10ビツト符号の連結部分でのみｋ＝２が破れる可
能性を有する。したがって従来方式よりも低周波成分が
少なく同期もとりやすいDCフリー符号が作れる効果があ
る。

本方式は１つの符号毎つまり10ビツト毎にDCフリーに
するための操作（符号の先頭ビツトW₁の反転あるいは無
反転の操作）を行なうため、DSV（Digital Sum Variati
on）の変動範囲が小さく、直流変動の抑圧効果の大きい
DCフリー符号が作れる効果がある。なお本発明は、８ビ
ツトから10ビツトの符号化に限らず、その復号化におい
ても、本発明を逆に用いれば同様に適用でき、又、８ビ
ツトに限らず４ビツトから５ビツトの符号化又、上記以
外の例えば３ビツトから７ビツト等の符号化又は復号化
においても、それぞれ同様に適用できる。又、以上説明
したように、本発明によれば、効率の非常に高い、又高
精度のデータの取扱いが可能な電子機器を提供すること
ができる。

第10図は第７図に示したブロツク図の他の構成例で、
第７図に示したDCフリー化するためのハード構成をROM
化したものである。30は前記同様に端子からのシリア
ルデータ系列200をパラレルデータに変換するシフトレ
ジスタで、CLK201例えば8MbPSで駆動されている。このS
/P変換器30を出力をラツチ53がラツチし、そのパラレル
出力を８−10変換テーブルを格納したROM50及び、ワー
ドパリテイを出力するROM51、前述のCDSの値を算出する
ためのROM52に転送する。なお、55,56,57はラツチ回路
部である。ROM52、ラツチ部57の出力は、EX−OR回路61
〜68を介し、前述のDSVを出力するための加減算器54に
転送される。なお、58もラツチ回路部である。ROM50か
らの出力符号は、ラツチ回路部55を介して、P/S変換器5
9に転送されるが、符号のMSBはラツチ回路部55のポート
Q₁₀から信号ライン208、EX−OR回路75を介して、該P/S
変換器のポートＪに入力される。なお206は該パラレル
信号（符号）の取り込みを指示するLord信号である。ポ
ートQJ及び出力204は、クロツク205に基づいて変換され
たシリアルデータが出力される。

203は、ラツチ回路部55,56,57を駆動するためのクロ
ツク入力、207はフリツプフロツプ60、ラツチ回路部58
を駆動するためのクロツク入力、75,74,73,71,69はEX−
OR回路である。なおブロツク図な詳細な動作説明は後述
する。

第11図は、第10図に示したブロツク図の動作タイミン
グである。まずデータを搬送するためのデータ用CLKに
よって、データ系列（シリアル）が、S/P変換器30に、2
00に示すように入力される。なおS/P変換器30用のCLK20
1は、上記データ用CLKを反転したものである。該CLK201
に基づいて、S/P変換器30においてシリアルの８ビツト
のデータを８ビツトのパラレルデータに変換した後、該
パラレルデータをCLK202のリードクロツクにより、ラ
ツチ回路部53に取り込む。そして、ROM50,51,52にデー
タを転送し、所定の符号に変換する。そしてラツチ回路
部55,56,57は、CLK203の（out clock）の入力に基づ
き、上記符号を取り込みP/S変換器59に転送する。その
後、所定時間経過後（第11図では３クロツク経過後）、
P/S変換器59の、データ出力の為のLord信号206を出力
し、符号用CLK205に基づいて、符号204の先頭ビツトを
まず204から出力する。このとき、ラツチ58、フリツプ
フロツプ60を駆動するCLKが１パルス発生し、後述する
が符号の先頭ビツトの反転等の為の信号が出力する。
又、その後、上記符号用CLK205に基づいて、計10ビツト
の符号が204から出力される。なお、上記反転の制御は
先頭ビツトW₁が最初から“1"であり、この１と確定して
いるW₁を利用して、W₁を反転無反転することにより行う
わけである。

以上の構成において、８ビツト→10ビツト符号変換及
び前述のDCフリー化のアルゴリズムについて説明する。
まずSTEP1において、DSVの出力つまり加減算器54、ラツ
チ回路部58のポートQ₁〜Q₈→ポートA₁〜A₈を０としてフ
リツプフロツプ60のＰ＝０とする。

次にSTEP2において、前述の８ビツト→10ビツト変換
により、ラツチ55から10ビツトの符号を出力する（ポー
トQ₁₀からの出力、先頭ビツトをW₁とする）。

次にSTEP3においてCDSをROM52、ラツチ57によって算
出する。ここで、次のSTEP4における処理について詳細
に説明する。まず条件「（ｉ）もしＰ＝０かつSign DS
V＝Sign CDSならばW₁を反転させDSV＝DSV−CDSとセツ
トする。」について説明する。CDS,DSVの極性は、それ
ぞれラツチ回路部57の出力ポートQ₈、ラツチ回路部58の
出力ポートQ₈の出力（０（極性が＋）が１（極性が
−））が一致するかどうかを判断すればよい。これは信
号ライン213と214のEX−OR69で判明する。つまり、EX−
OR69の出力215は両者の符号が一致していれば０、一致
していなければ１となる。今、EX−OR69の出力215が０
で、符号のパリテイが、偶数で０の時つまり、Ｐ＝０、
Sign DSV＝Sign CDSの時EX−OR71の出力は０となり、
インバータ72の出力は１となる。よって信号ライン209
を介してEX−OR75の一方の入力に１が入力されるので、
EX−ORの出力はラツチ55のポートQ₁₀からの出力ビツト
を反転させることになる。

又、出力215が０であることから、インバータ70の出
力217は１となる。よって、ラツチ回路部57の出力Q₁〜Q
₈を入力の１つとするEX−OR回路61〜68のもう１つの入
力をすべて１にするため、上記EX−OR回路61〜68の出力
は該出力Q₁〜Q₈を反転した出力が得られ、加減算器54に
その符号が入力される。これは、２つの補数を算出して
いるもので、例えばDSV＝00000010、CDS＝00000001とす
ると、DSV−CDS＝00000001であるが、まず、CDSの各ビ
ツトをすべて反転させ、更に出力217及びキヤリー信号C
₀により１を加算する。よって、CDS＝11111111となって
いる。ここで、加減算器54で、DSVと▲▼を加算
すると00000001となり、新たなDSVは、DSV−CDSとなっ
ている。

以上のことから明らかなようにＰ＝０で、Sign DSV
＝Sign CDSならばW₁を反転し、DSV＝DSV−CDSとなる。

以下同様にして、条件「（ii）もしＰ＝０かつSign
DSV≠Sign CDSならばW₁は無反転でDSV＝DSV＋CDSとセ
ツトする」について説明する。Sign DSV≠Sign CDSの
場合、つまりDSVのMSBであるラツチ58のQ₈とCDSのMSBで
あるラツチ57のQ₈の符号が異なる場合つまりEX−OR69の
出力215が１の時、又、今、Ｐ＝０よりフリツプフロツ
プ60の出力216が０であることにより、EX−OR71の出力2
18は１となり、よってインバータ72の出力は０となる。
従ってEX−OR75の入力の一方に０が入力されるのでEX−
OR75の出力は、ラツチ回路部55のポートQ₁₀の符号が、
反転せずつまり、W₁は無反転でそのまま出力される。一
方、上述したように出力215が１であるので、インバー
タ70の出力217は０となり、条件（ｉ）の場合とは異な
り、CDSは、その値のまま、加減算器54に入力され新た
なDSVは、DSV＝DSV＋CDSとして算出される。以上の説明
から明らかな如く、Ｐ＝０で、かつSign CDS≠Sign D
SVの時、新たなDSV＝DSV＋CDSとなる。

次に条件（iii）もしＰ＝１かつSign DSV＝Sign CD
Sならば、W₁は無反転でDSV＝DSV−CDSとセツトする」に
ついて説明する。Sign DSV＝Sign CDSであるのでEX−
OR69の出力は０となる。又、Ｐ＝１よりEX−OR71の出力
218は１となりインバータ72の出力は０となって、上記
条件（ii）において説明したようにW₁は反転しない。
又、インバータ70の出力が１となることにより、CDSの
各ビツトが飛べて反転し、さらにキヤリー信号C₀により
＋１され、CDSの２の補数が算出され、新たなDSVは、DS
V＝DSV−CDSとなる。

次に条件「（iv）もしＰ＝１かつSign DSV≠Sign C
DSならばW₁を反転させ、DSV＝DSV＋CDSとセツトす
る。」について説明する。Sign DSV≠Sign CDSよりEX
−OR69の出力215は１となる。又、Ｐ＝１より、EX−OR7
1の出力は０で、インバータ72の出力は１となり、EX−O
R25により、W₁が反転される。一方、215が１であること
から、インバータ70の出力は０となりCDSはそのまま、
加減算器54に転送され新たなDSVはDSV＝DSV＋CDSとな
る。

以上の条件をさらに詳細に説明する。また、前提とし
てワード単位の直流成分CDSと、積算された直流成分DSV
が、同符号の場合は、さらに直流成分が増加傾向にある
ためDCフリーとするため新たなDSVをDSV＝DSV−CDSとし
て、直流成分を減少するようにし、両者が異なる符号で
あった場合は、そのまま加算してつまり、新たなDSVをD
SV＝DSV＋CDSとして直流成分を減少させようとするわけ
である。そしてこれは、実際の符号の先頭ビツトW₁を反
転させる事によりCDSの極性の切換えを行う訳である。
つまり、 の場合CDSは明らかに−２となっているが、Ｗの先頭ビ
ツトW₁を反転させるとこの場合は１であるから となり、明らかにCDS＝＋２となり極性が反転している
訳である。次にパリテイＰと上記先頭ビツトW₁との関係
の説明を行う。前述のW₁の説明では符号の最初がLowレ
ベルとして、判断したが、１つ前の符号によっては、ハ
イレベルの場合がある。つまり同じＷ＝0011でも、最初
がハイレベルであった場合は となりCDS＝＋２となる。この最初のレベルがパリテイ
Ｐに関係あるわけである。つまり、今現在、CDSの値；
極性の切換を行いたい符号以前のパリテイＰが、偶数で
あるか、奇数であるかでそれぞれ、該最初のレベルがハ
イかLowになる。つまり、奇数であれば上述の1,0,1,1の
ように最後にハイレベルとなり、偶数であれば、例え
ば、 となり最後にローレベルとなる。

ここで、更に上記条件（ｉ）について説明する。
（ｉ）ではSign DSV＝Sign CDSより直流成分を減らすべ
く、DSVの値からCDSの絶対値を引くわけである。今、Ｐ
＝０であるので、CDSの値は、正規の値（CDSは常に最初
の基準レベルをLowとして計算している）であるので、
先頭W₁を反転させ、極性をDSVと逆にして、DSVに加える
のである。条件（iii）も同様であるがＰ＝１であるの
で、実際にはDSVとCDSの値は逆極性であるので、W₁を反
転させずに、このまま加えるわけである。又、条件（i
i）はSign DSV≠Sign CDSであるので、Ｐ＝０であれば
そのままCDSとDSVを加え、DSVからCDSの絶対値が引か
れ、直流成分が、減少するようにしている。また、条件
（iv）では、条件（ii）と同様にSign DSV≠Sign CDSで
あるがＰ＝１であるので、最初のレベルを考慮すると実
際には極性が同じであるのでW₁を反転させて、加算する
わけである。なお、第10図において前回のパリテイから
次のパリテイの切換えを行う部分はW₁の反転無反転及
び、次のパリテイの値の出力は前回のパリテイ出力が21
6でW₁を反転させる信号出力が212、次のパリテイの反転
を行う部分がEX−OR73である。詳細は第８表参照のこ
と。

以上、説明したSign DSVとSign CDSとの比較を第６表
に、W₁の反転，無反転の関係を第７表に、ＷとＷ′のパ
リテイの関係を第８表に示す。

なお第10図で、説明した構成は８ビツト→10ビツトに
限る必要はなく、どのような組合せであってもよいこと
は言うまでもない。

［発明の効果］ 以上、詳述したように本願発明により高周波成分を含
まず、帯域制限の影響を受けにくくするべく、Tminをで
きるだけ大きくし、又、Twをパルス間の区別がつきにく
くならないように大きくし、TminとTmaxの差を小さくし
て同期をとりやすく、低周波成分を少なくするため、Tm
axは小さくしたデータ処理装置を提供することが可能と
なった。

又、磁化反転間隔を長くし、前後の磁化反転による磁
気遷移が互いに干渉を受けず、再生時復号時の誤りを生
じないようにすることが可能となった。

又、記録波長に対しての再生時の復調位相余裕（Tw）
（後述）を大きくし、同上の誤りを生じないようにする
ことが可能となった。

又、再生信号より作成される復調用クロツク信号の同
期に比して、記録波長を小さくし、クロツクを再生信号
から正確に作成することが可能となった。

又、磁化反転間隔の最大値と最小値の比を小さくし、
再生信号の波形干渉（パターンピークシフトと称してい
る。）を小さくして、同上の誤りを生じにくくすること
が可能となった。

又、データに対応する符号をテーブルに持ち、それぞ
れ対応づけを行うことにより符号化するデータ処理装置
を提供することが可能となった。

又、データに対応する符号をテーブルに持ち、それぞ
れ対応づけを行うことにより符号化し、更にDCフリー化
された符号を作成するデータ処理装置を提供することが
可能となった。

又、磁気デイスク，光デイスク，データ伝送装置等の
電子機器において、２進データ系列をデータ処理に適し
た２進符号系列に変換する２進データの符号化又は復号
化等のデータ処理を提供することが可能となった。

また、ｍビットのデータからｎビットの符号への変換
を第１の変換テーブルにより実行すると共に、このｎビ
ットの符号をNRZI変換した信号の１符号の累積電荷変動
の計算を、第２の変換テーブルによる変換によりｍビッ
トのデータから直接求めるようにしたので、ｍビットの
データからｎビットの符号への変換の結果を待たずに、
その符号をNRZI変換した信号の累積電荷変動の計算を実
行でき、処理の高速化を図ることが可能となった。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の符号化方式の１例の説明図、 第２図は、磁気デイスク，光デイスク等のデイジタル変
調方式を行なう電子機器の構成ブロツク図、 第３図は、記録再生系の１例を示す構成図、 第４図は、符号を２個連結した時にｋ＝２の制限が破れ
る場合の説明図、 第５−１図は、ｋ＝２の制限が破れることがない符号の
個数の説明図、 第５−２図は、符号作成の状態遷移図、 第５−３図は、符号作成の一般化した状態遷移図、 第６図は、第５−１図（ｃ）の６ビツトのｋ＝２のｋ制
限符号の作成方法を示す図、 第７図は、符号化の構成ブロツク図、 第８図は、NRZI変換器の構成ブロツク図、 第９図は、４つのフラグ信号の発生回路例を示す図、 第10図は、第７図に示したブロツク図の他の構成例を示
す図、 第11図は、第10図に示したブロツク図の動作タイミング
を示す図。 50,51,52はROM、54は加減算器、204はコード出力、200
はシリアルデータ系列、３はチヤネル符号化、５は復号
化。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ｍビットの２進データ系列を入力する入力
   手段と、 該入力手段より入力されたｍビットの２進データ系列を
   ｎビット（ｎ＞ｍ）の２進データ符号に変換する第１の
   変換テーブルと、 前記入力手段より入力されたｍビットの２進データ系列
   を、該２進データ系列を前記第１の変換テーブルにより
   変換して得られるｎビットの２進データ符号をNRZI変換
   した場合の信号波形の高レベルを＋１、低レベルを−１
   として計算した１符号の累積電荷変動の値に変換する第
   ２の変換テーブルと、 ２進データ符号のパリティを記録するパリティ記憶手段
   と、 ２進データ符号をNRZI変換した信号波形の累積電荷変動
   を記憶する電荷記憶手段と、 前記パリティ記憶手段に記憶されたパリティの値と、前
   記電荷記憶手段に記憶された累積電荷変動の値の符号
   と、前記第２の変換テーブルによって変換された１符号
   の累積電荷変動の値の符号とに基づいて、前記第１の変
   換テーブルによって変換された２進データ符号の先頭ビ
   ットを反転させ、または不変とする論理回路手段と、 前記パリティ記憶手段に記憶されたパリティの値と、前
   記電荷記憶手段に記憶された累積電荷変動の値及び符号
   と、前記第２の変換テーブルによって変換された１符号
   の累積電荷変動の値及び符号とに基づいて、新たな累積
   電荷変動の値を計算し、前記電荷記憶手段に記憶させる
   累積電荷変動計算手段と、 前記パリティ記憶手段に記憶されたパリティの値を、該
   パリティの値と前記論理回路手段によって処理した後の
   前記２進データ符号のパリティの値とに基づいて更新す
   るパリティ更新手段と、 前記論理回路手段によって処理した後の前記２進データ
   符号を出力する出力手段とを有することを特徴とするデ
   ータ処理装置。