JP2609082B2 - コリオリの原理で動作する質量流量計 - Google Patents
コリオリの原理で動作する質量流量計Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電気的力学的センサを有
するコリオリ質量流量計の評価電子装置に関する。
するコリオリ質量流量計の評価電子装置に関する。
【０００２】
【従来技術】刊行物“Ａｕｔｏｍａｔｉｓｉｅｒｕｎｇ
ｓｔｅｃｈｎｉｓｃｈｅ Ｐｒａｘｉｓ−ａｔｐ”，１
９８８，２２４〜２３０頁に本件出願人により製造され
た質量流量計の、コリオリ原理により動作する評価電子
装置が示されている。この流量計は、振動周波数で振動
する第１の測定管と、同じ振動周波数で振動する第２の
測定管を有し、測定管中を測定されるべき流体が流れ、
測定管に第１の光電センサと第２の光電センサが流体の
流れ方向にずらして配置されている。この評価電子装置
は次の構成素子を含む：即ちオプトエレクトロニック
（光学的電子的）センサ毎に１つの発光ダイオードと１
つのフォトダイオード、両方のセンサの出力電流のため
の差動段、この差動段に後置接続されている増幅器、設
定ループ、この設定ループの入力側は増幅器の出力側と
接続されており、設定ループの出力側はスイッチを介し
て第２のセンサのフォトダイオードと接続されており、
この設定ループを用いて第２のセンサの出力電流の振幅
が第１のセンサの出力電流の振幅に等しく設定され、シ
ーケンス制御装置が設けられており、これは閉成期間中
はスイッチを、測定期間中以外は導通接続状態に維持
し、振幅測定段が設けられており、その入力側は差動段
の出力側と接続されており、メモリ段が設けられてお
り、その入力側は少なくとも測定期間中は振幅測定段の
出力側と接続されており、プロセッサ段が設けられてお
り、その出力信号は質量流量に比例する。
ｓｔｅｃｈｎｉｓｃｈｅ Ｐｒａｘｉｓ−ａｔｐ”，１
９８８，２２４〜２３０頁に本件出願人により製造され
た質量流量計の、コリオリ原理により動作する評価電子
装置が示されている。この流量計は、振動周波数で振動
する第１の測定管と、同じ振動周波数で振動する第２の
測定管を有し、測定管中を測定されるべき流体が流れ、
測定管に第１の光電センサと第２の光電センサが流体の
流れ方向にずらして配置されている。この評価電子装置
は次の構成素子を含む：即ちオプトエレクトロニック
（光学的電子的）センサ毎に１つの発光ダイオードと１
つのフォトダイオード、両方のセンサの出力電流のため
の差動段、この差動段に後置接続されている増幅器、設
定ループ、この設定ループの入力側は増幅器の出力側と
接続されており、設定ループの出力側はスイッチを介し
て第２のセンサのフォトダイオードと接続されており、
この設定ループを用いて第２のセンサの出力電流の振幅
が第１のセンサの出力電流の振幅に等しく設定され、シ
ーケンス制御装置が設けられており、これは閉成期間中
はスイッチを、測定期間中以外は導通接続状態に維持
し、振幅測定段が設けられており、その入力側は差動段
の出力側と接続されており、メモリ段が設けられてお
り、その入力側は少なくとも測定期間中は振幅測定段の
出力側と接続されており、プロセッサ段が設けられてお
り、その出力信号は質量流量に比例する。
【０００３】他方、刊行物“Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ
＆ Ｃｏｎｔｒｏｌ”９．１９８８，１９５〜１９７頁
にはコリオリ原理で動作する質量流量計が示されてい
る。この流量計は次の構成素子を含む。即ち振動周波数
で振動する第１の測定管と、同じ振動周波数で振動する
第２の測定管を有する。これらの測定管中を測定される
べき流体が貫流する。測定管の少なくとも一方に第１の
電気的機械的センサと第２の電気的機械的センサが流体
の流れ方向にずらして配置されている。この評価電子装
置は次の構成素子を含む。即ち第１のセンサの信号用
の、固定的に設定された増幅度を有する第１の増幅器、
第２のセンサの信号用の、可変増幅度を有する第２の増
幅器、両方の増幅器の出力信号用の差動増幅器、差動増
幅器に後置接続されたアクティブフィルタが設けられて
おり、このフィルタは、流体の密度の変動、振動周波数
そのもの、測定管の励振に起因する測定エラーの除去に
用いられ、両方の増幅器の出力信号用の加算増幅器、ア
クティブフィルタの出力側の、振動周波数へ設定された
第１のロックイン増幅器、加算増幅器の出力側の、振動
周波数へ設定された第２のロックイン増幅器、第１、第
２のロックイン増幅器の出力側における第１、第２の電
圧−周波数変換器、第１、第２の電圧−周波数変換器の
出力側における第１、第２の計数器、除算段、その被除
数入力側は第１計数器の出力側と接続されており、除算
段の出力信号は質量流量に比例する。
＆ Ｃｏｎｔｒｏｌ”９．１９８８，１９５〜１９７頁
にはコリオリ原理で動作する質量流量計が示されてい
る。この流量計は次の構成素子を含む。即ち振動周波数
で振動する第１の測定管と、同じ振動周波数で振動する
第２の測定管を有する。これらの測定管中を測定される
べき流体が貫流する。測定管の少なくとも一方に第１の
電気的機械的センサと第２の電気的機械的センサが流体
の流れ方向にずらして配置されている。この評価電子装
置は次の構成素子を含む。即ち第１のセンサの信号用
の、固定的に設定された増幅度を有する第１の増幅器、
第２のセンサの信号用の、可変増幅度を有する第２の増
幅器、両方の増幅器の出力信号用の差動増幅器、差動増
幅器に後置接続されたアクティブフィルタが設けられて
おり、このフィルタは、流体の密度の変動、振動周波数
そのもの、測定管の励振に起因する測定エラーの除去に
用いられ、両方の増幅器の出力信号用の加算増幅器、ア
クティブフィルタの出力側の、振動周波数へ設定された
第１のロックイン増幅器、加算増幅器の出力側の、振動
周波数へ設定された第２のロックイン増幅器、第１、第
２のロックイン増幅器の出力側における第１、第２の電
圧−周波数変換器、第１、第２の電圧−周波数変換器の
出力側における第１、第２の計数器、除算段、その被除
数入力側は第１計数器の出力側と接続されており、除算
段の出力信号は質量流量に比例する。
【０００４】
【発明の解決すべき課題】本発明の課題は、電気力学的
センサを有するコリオリ式質量流量計用の次のように改
善された評価電子装置を提供することである。即ち測定
範囲終値の少なくとも０．００５％の測定精度（例えば
流速１０ｍ／ｓにおいて）と測定値の０．１５％の測定
精度が達せられるように改善することである。この値
は、さらに速度０．５ｍｍ／ｓが測定可能にすることも
意味する。両方の電気力学的センサの信号間の測定され
るべき位相ずれは、約５００Ｈｚ〜１ｋＨｚの振動周波
数の値の場合、約４．１０-5度〜０．５度である。その
ため位相測定は約２・１０-10ｓの分解能で行なう必要
がある。
センサを有するコリオリ式質量流量計用の次のように改
善された評価電子装置を提供することである。即ち測定
範囲終値の少なくとも０．００５％の測定精度（例えば
流速１０ｍ／ｓにおいて）と測定値の０．１５％の測定
精度が達せられるように改善することである。この値
は、さらに速度０．５ｍｍ／ｓが測定可能にすることも
意味する。両方の電気力学的センサの信号間の測定され
るべき位相ずれは、約５００Ｈｚ〜１ｋＨｚの振動周波
数の値の場合、約４．１０-5度〜０．５度である。その
ため位相測定は約２・１０-10ｓの分解能で行なう必要
がある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】そのため本発明は次の構
成を有する。即ち、コリオリの原理で動作する質量流量
計であって、該流量計は振動周波数へ振動する第１の測
定管と、同じ振動周波数で振動する第２の測定管を有
し、該両方の測定管の中を測定されるべき流体が貫流
し、該測定管のうちの少なくとも１つに第１の動電的セ
ンサと第２の動電的センサが流体の流れ方向にずらされ
て配置されており、前記の評価電子装置は下記の構成素
子を含み、即ち：第１のセンサの信号のための第１の前
置増幅器、第２のセンサの信号のための第２の前置増幅
器、第１の前置増幅器の出力信号のための固定的に設定
された増幅度を有する第１の増幅器、第２の前置増幅器
の出力信号のための可変の増幅度を有する第２の増幅
器、両方の増幅器の出力信号のための差動段、第１の切
り換えスイッチ、第１切り換えスイッチの第１の入力側
は差動段の出力側に接続されており、第１切り換えスイ
ッチの第２入力側は第１の増幅器の出力側に接続されて
おり、可変の限界周波数を有する低域通過フィルタ、該
フィルタの伝送係数の低下は測定管の振動周波数で始ま
り、フィルタの入力側は第１の切り換えスイッチの出力
側に接続されており、両方の前置増幅器の出力信号のた
めの加算／積分段、位相制御ループ、位相制御ループの
入力側は加算／積分段の出力側と接続されており、位相
制御ループの出力信号は第１の振動周波信号であり、位
相測定−位相加算段、該位相測定−位相加算段の第１の
入力側に第１の振動周波信号が導かれ、該位相測定−位
相加算段の第２の入力側に低域通過フィルタの出力信号
が導かれ、該位相測定−位相加算段の第１の出力側に低
域通過フィルタの位相偏差だけずれた第２の振動周波信
号が送出され、該位相測定−位相加算段の第２の出力側
に前記の位相偏差プラス９０°だけずれた第３の振動周
波信号が送出され、第２の振動周波信号によりロック制
御される第１の同期整流器が設けられており、該同期整
流器に低域通過フィルタの出力信号が導かれ、スイッチ
が設けられ、その入力側は第１の同期整流器の出力側に
接続されており、第２の増幅器の増幅度の設定段が設け
られており、その入力側は第１の積分器を介してスイッ
チの出力側と接続されており、シーケンス制御装置が設
けられており、該シーケンス制御装置は閉成期間の間中
はスイッチを導通接続状態に維持し、および切り換えス
イッチの出力側をその第１の入力側で閉成期間よりも短
い測定期間の間中を除いて導通接続状態に維持し、該測
定期間中は位相測定−および位相加算段の位相測定を作
動し、測定期間の間中は第２の、閉成期間の間中は第３
の振動周波数信号によりクロック制御される第２の同期
整流器が設けられており、該同期整流器に低域通過フィ
ルタの出力信号が導かれ、第２の積分器が設けられてお
り、該積分器の入力側は第２の同期整流器の出力側と接
続されており、メモリ段が設けられており、該メモリ段
の入力側は長くても測定期間の間中は第２の積分器の出
力側と接続されており、除算段が設けられており、閉成
期間の間中は被除数入力側が第２の積分器の出力側と接
続されており、第１の除数入力側がメモリ段の出力側と
接続されており、第２の除数入力側は位相制御ループの
出力側と接続されており、該位相制御ループの出力信号
は質量流量に比例する。
成を有する。即ち、コリオリの原理で動作する質量流量
計であって、該流量計は振動周波数へ振動する第１の測
定管と、同じ振動周波数で振動する第２の測定管を有
し、該両方の測定管の中を測定されるべき流体が貫流
し、該測定管のうちの少なくとも１つに第１の動電的セ
ンサと第２の動電的センサが流体の流れ方向にずらされ
て配置されており、前記の評価電子装置は下記の構成素
子を含み、即ち：第１のセンサの信号のための第１の前
置増幅器、第２のセンサの信号のための第２の前置増幅
器、第１の前置増幅器の出力信号のための固定的に設定
された増幅度を有する第１の増幅器、第２の前置増幅器
の出力信号のための可変の増幅度を有する第２の増幅
器、両方の増幅器の出力信号のための差動段、第１の切
り換えスイッチ、第１切り換えスイッチの第１の入力側
は差動段の出力側に接続されており、第１切り換えスイ
ッチの第２入力側は第１の増幅器の出力側に接続されて
おり、可変の限界周波数を有する低域通過フィルタ、該
フィルタの伝送係数の低下は測定管の振動周波数で始ま
り、フィルタの入力側は第１の切り換えスイッチの出力
側に接続されており、両方の前置増幅器の出力信号のた
めの加算／積分段、位相制御ループ、位相制御ループの
入力側は加算／積分段の出力側と接続されており、位相
制御ループの出力信号は第１の振動周波信号であり、位
相測定−位相加算段、該位相測定−位相加算段の第１の
入力側に第１の振動周波信号が導かれ、該位相測定−位
相加算段の第２の入力側に低域通過フィルタの出力信号
が導かれ、該位相測定−位相加算段の第１の出力側に低
域通過フィルタの位相偏差だけずれた第２の振動周波信
号が送出され、該位相測定−位相加算段の第２の出力側
に前記の位相偏差プラス９０°だけずれた第３の振動周
波信号が送出され、第２の振動周波信号によりロック制
御される第１の同期整流器が設けられており、該同期整
流器に低域通過フィルタの出力信号が導かれ、スイッチ
が設けられ、その入力側は第１の同期整流器の出力側に
接続されており、第２の増幅器の増幅度の設定段が設け
られており、その入力側は第１の積分器を介してスイッ
チの出力側と接続されており、シーケンス制御装置が設
けられており、該シーケンス制御装置は閉成期間の間中
はスイッチを導通接続状態に維持し、および切り換えス
イッチの出力側をその第１の入力側で閉成期間よりも短
い測定期間の間中を除いて導通接続状態に維持し、該測
定期間中は位相測定−および位相加算段の位相測定を作
動し、測定期間の間中は第２の、閉成期間の間中は第３
の振動周波数信号によりクロック制御される第２の同期
整流器が設けられており、該同期整流器に低域通過フィ
ルタの出力信号が導かれ、第２の積分器が設けられてお
り、該積分器の入力側は第２の同期整流器の出力側と接
続されており、メモリ段が設けられており、該メモリ段
の入力側は長くても測定期間の間中は第２の積分器の出
力側と接続されており、除算段が設けられており、閉成
期間の間中は被除数入力側が第２の積分器の出力側と接
続されており、第１の除数入力側がメモリ段の出力側と
接続されており、第２の除数入力側は位相制御ループの
出力側と接続されており、該位相制御ループの出力信号
は質量流量に比例する。
【０００６】さらに本発明によれば、スイッチトキャパ
シタ低域通過フィルタを有し、該フィルタのクロック信
号は位相制御ループにより生成され、該フィルタのクロ
ック周波数は振動周波数の整数倍である。
シタ低域通過フィルタを有し、該フィルタのクロック信
号は位相制御ループにより生成され、該フィルタのクロ
ック周波数は振動周波数の整数倍である。
【０００７】さらに流体の密度の測定段が設けられてお
り、該測定段の入力側に第１または第２振動周波信号が
導かれる。
り、該測定段の入力側に第１または第２振動周波信号が
導かれる。
【０００８】さらに第２の積分器の出力側にアナログ／
ディジタル変換器が直接に後置接続されており、メモリ
段ならびに除算段がディジタル回路である。
ディジタル変換器が直接に後置接続されており、メモリ
段ならびに除算段がディジタル回路である。
【０００９】
【実施例】次に本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。
る。
【００１０】図１にブロック図で示されている評価電子
装置は、コリオリの原理で動作する質量流量計のために
用いられる。このうち、その機能のために重要な構成部
として、振動周波数で振動する第１の測定管１１と、同
じ振動周波数で振動する第２の測定管１２が示されてい
る。振動周波数が同じであるためには、測定管の機械的
寸法と特性が実質的に同一であることが必要である。両
方の測定管１１，１２は図示されていない管路の走行路
中へ例えばフランジまたはねじ連結を用いて挿入されて
いる。そのため当該の両測定管は作動状態において、測
定されるべき流体例えば水、ミルク、石油により有利に
はパラレルに貫流される。
装置は、コリオリの原理で動作する質量流量計のために
用いられる。このうち、その機能のために重要な構成部
として、振動周波数で振動する第１の測定管１１と、同
じ振動周波数で振動する第２の測定管１２が示されてい
る。振動周波数が同じであるためには、測定管の機械的
寸法と特性が実質的に同一であることが必要である。両
方の測定管１１，１２は図示されていない管路の走行路
中へ例えばフランジまたはねじ連結を用いて挿入されて
いる。そのため当該の両測定管は作動状態において、測
定されるべき流体例えば水、ミルク、石油により有利に
はパラレルに貫流される。
【００１１】測定管１１，１２は同じく図示されていな
いドライバ回路により、測定管が常にそれらの流体特性
（例えば質量と密度）に依存する、振動周波数ｆとして
の共振周波数で逆位相で振動するように、励振される。
ドライバ回路は例えば位相ロックされたループとして構
成できる。そのため瞬時の共振周波数を自動的に設定で
きる。このことは本件出願人による米国特許第Ａ４８０
１８９７号公報に示されている。
いドライバ回路により、測定管が常にそれらの流体特性
（例えば質量と密度）に依存する、振動周波数ｆとして
の共振周波数で逆位相で振動するように、励振される。
ドライバ回路は例えば位相ロックされたループとして構
成できる。そのため瞬時の共振周波数を自動的に設定で
きる。このことは本件出願人による米国特許第Ａ４８０
１８９７号公報に示されている。
【００１２】測定管１２に第１の電気力学的センサ２１
と第２の電気力学的センサ２２が流体の流れ方向にずら
されて配置されている。これらのセンサは、両方の測定
管１１，１２の同じ個所における振動を検出するように
配置することもできる。各々のセンサは永久磁石とコイ
ルから成り、これらは振動に基づいて互いに相対的に運
動する。
と第２の電気力学的センサ２２が流体の流れ方向にずら
されて配置されている。これらのセンサは、両方の測定
管１１，１２の同じ個所における振動を検出するように
配置することもできる。各々のセンサは永久磁石とコイ
ルから成り、これらは振動に基づいて互いに相対的に運
動する。
【００１３】そのため各々のセンサは測定管の速度に比
例する交流電圧Ｕ＝Ｕ・ｓｉｎΩｔを送出する。その振
幅Ｕは測定管の振動の振幅に比例し、その周波数1／ｔ
は測定管振動の周波数ｆに等しい。ただしΩ＝２πｆで
ある。
例する交流電圧Ｕ＝Ｕ・ｓｉｎΩｔを送出する。その振
幅Ｕは測定管の振動の振幅に比例し、その周波数1／ｔ
は測定管振動の周波数ｆに等しい。ただしΩ＝２πｆで
ある。
【００１４】作動中、流体が流れると、センサ１１の交
流電圧Ｕ1はセンサ１２の交流電圧Ｕ2に対して位相φだ
けずらされている；そのため、センサ１１，１２は測定
管１２の手前または後方に等距離で配置されているとい
う前提が適用される。ただし位相φ＝０はこれらの中心
に対応する： ｕ1＝Ｕ1・ｓｉｎ（Ωｔ−φ／２） （１） ｕ2＝Ｕ2・ｓｉｎ（Ωｔ＋φ／２） （２） 第１または第２のセンサ２１，２２の各信号Ｕ1または
Ｕ2は第１または第２の前置増幅器３１，３２へ導かれ
る。これらの前置増幅器はそれぞれ１つの大きい入力抵
抗を有する。そのためセンサの中には、測定管へ機械的
なバイアス力として作用しそのため測定管の振動特性に
不利に作用することのある電流がほとんど流れなくな
る。前置増幅器はセンサ信号の相互の位相も変化させな
い。
流電圧Ｕ1はセンサ１２の交流電圧Ｕ2に対して位相φだ
けずらされている；そのため、センサ１１，１２は測定
管１２の手前または後方に等距離で配置されているとい
う前提が適用される。ただし位相φ＝０はこれらの中心
に対応する： ｕ1＝Ｕ1・ｓｉｎ（Ωｔ−φ／２） （１） ｕ2＝Ｕ2・ｓｉｎ（Ωｔ＋φ／２） （２） 第１または第２のセンサ２１，２２の各信号Ｕ1または
Ｕ2は第１または第２の前置増幅器３１，３２へ導かれ
る。これらの前置増幅器はそれぞれ１つの大きい入力抵
抗を有する。そのためセンサの中には、測定管へ機械的
なバイアス力として作用しそのため測定管の振動特性に
不利に作用することのある電流がほとんど流れなくな
る。前置増幅器はセンサ信号の相互の位相も変化させな
い。
【００１５】第１の前置増幅器３１の出力信号ｕ′1＝
Ｕ′1・ｓｉｎ（Ωｔ−φ／２）は固定的に設定された
増幅度を有する第１の増幅器へ導かれる。第２の前置増
幅器の出力信号ｕ′2＝Ｕ′2・ｓｉｎ（Ωｔ＋φ／２）
は、可変増幅度を有する第２の増幅器４２へ導かれる。
信号Ｕ′1，Ｕ′2は最大で±１０％だけ互いに偏差でき
る。
Ｕ′1・ｓｉｎ（Ωｔ−φ／２）は固定的に設定された
増幅度を有する第１の増幅器へ導かれる。第２の前置増
幅器の出力信号ｕ′2＝Ｕ′2・ｓｉｎ（Ωｔ＋φ／２）
は、可変増幅度を有する第２の増幅器４２へ導かれる。
信号Ｕ′1，Ｕ′2は最大で±１０％だけ互いに偏差でき
る。
【００１６】第２の増幅器４２の可変増幅度は自動的
に、両方の増幅器４１，４２の出力信号ｕ″1，ｕ″2の
振幅Ｕ″1，Ｕ″2が等しくなるように、設定される：
Ｕ″1＝Ｕ″2＝Ｕ″；可変増幅度の設定は以下に説明す
る。増幅器４１，４２として有利にいわゆる電流帰還演
算増幅器が用いられる。その帯域幅は瞬時の増幅度に依
存しない。両方の増幅器４１，４２の各出力電圧Ｕ″・
ｓｉｎ（Ω−φ／２）ｔ，Ｕ″・ｓｉｎ（Ω＋φ／２）
ｔは差動段１３の反転入力側へ導かれる。そのためその
出力側に差信号ｄが生ずる： ｄ＝Ｕ″・ｓｉｎ（Ω＋φ／２）ｔ−Ｕ″・ｓｉｎ（Ω−φ／２）ｔ （３） ｄ＝Ｕ″・［ｓｉｎ（φ／２）・ｃｏｓΩｔ＋ｃｏｓ（φ／２）・ｓｉｎΩｔ ＋ｓｉｎ（φ／２）・ｃｏｓΩｔ−ｃｏｓ（φ／２）・ｓｉｎΩｔ］ ｄ＝２Ｕ″・ｓｉｎ（φ／２）・ｃｏｓΩｔ （４） さらに角φが小さい時はｓｉｎφ≒φとなるため、次の
式が成り立つ。
に、両方の増幅器４１，４２の出力信号ｕ″1，ｕ″2の
振幅Ｕ″1，Ｕ″2が等しくなるように、設定される：
Ｕ″1＝Ｕ″2＝Ｕ″；可変増幅度の設定は以下に説明す
る。増幅器４１，４２として有利にいわゆる電流帰還演
算増幅器が用いられる。その帯域幅は瞬時の増幅度に依
存しない。両方の増幅器４１，４２の各出力電圧Ｕ″・
ｓｉｎ（Ω−φ／２）ｔ，Ｕ″・ｓｉｎ（Ω＋φ／２）
ｔは差動段１３の反転入力側へ導かれる。そのためその
出力側に差信号ｄが生ずる： ｄ＝Ｕ″・ｓｉｎ（Ω＋φ／２）ｔ−Ｕ″・ｓｉｎ（Ω−φ／２）ｔ （３） ｄ＝Ｕ″・［ｓｉｎ（φ／２）・ｃｏｓΩｔ＋ｃｏｓ（φ／２）・ｓｉｎΩｔ ＋ｓｉｎ（φ／２）・ｃｏｓΩｔ−ｃｏｓ（φ／２）・ｓｉｎΩｔ］ ｄ＝２Ｕ″・ｓｉｎ（φ／２）・ｃｏｓΩｔ （４） さらに角φが小さい時はｓｉｎφ≒φとなるため、次の
式が成り立つ。
【００１７】 ｄ≒２Ｕ″・（φ／２）・ｃｏｓΩｔ＝Ｕ″・φ・ｃｏｓΩｔ （５） 差信号ｄの振幅Ｕ″・φは位相φだけに比例する（Ｕ″
は一定値に調整されるため）こと、および差信号の位相
はセンサ信号ｕ1，ｕ2の各々に対して約９０°だけ偏差
している（φは著しく小さいという前提の下に）ことは
明らかである。
は一定値に調整されるため）こと、および差信号の位相
はセンサ信号ｕ1，ｕ2の各々に対して約９０°だけ偏差
している（φは著しく小さいという前提の下に）ことは
明らかである。
【００１８】質量流の場合はｍに対しては次の式が当て
はまる： ｍ〜φ／Ω （６） 差信号を増幅できる差動段１３の出力側に、第１切り換
えスイッチ１４の第１の入力側が接続されている。この
切り換えスイッチの第２の入力側は第１増幅器４１の出
力側に接続されている。そのため第１切り換えスイッチ
１４の出力側へ差信号ｄまたは信号Ｕ″1が貫通接続さ
れる。
はまる： ｍ〜φ／Ω （６） 差信号を増幅できる差動段１３の出力側に、第１切り換
えスイッチ１４の第１の入力側が接続されている。この
切り換えスイッチの第２の入力側は第１増幅器４１の出
力側に接続されている。そのため第１切り換えスイッチ
１４の出力側へ差信号ｄまたは信号Ｕ″1が貫通接続さ
れる。
【００１９】可変の遮断周波数を有する低域通過フィル
タ１５の入力側が、第１切り換えスイッチ１４の出力側
に接続されている。これは例えばスイッチトキャパシタ
技術で実現され、少なくとも第４次の次数を有する。こ
の場合、スイッチトキャパシタ低域通過フィルタにエイ
リアシング防止フィルタが前置接続されておりさらに平
滑フィルタが後置接続されている。
タ１５の入力側が、第１切り換えスイッチ１４の出力側
に接続されている。これは例えばスイッチトキャパシタ
技術で実現され、少なくとも第４次の次数を有する。こ
の場合、スイッチトキャパシタ低域通過フィルタにエイ
リアシング防止フィルタが前置接続されておりさらに平
滑フィルタが後置接続されている。
【００２０】スイッチトキャパシタフィルタは公知のよ
うにクロック制御されるフィルタである；そのためクロ
ック制御される低域通過フィルタ１５のクロック周波数
ｆ*は振動周波数ｆの整数倍である。振動周波数ｆ*への
クロック周波数のこの関連付けにより達成されること
は、クロック制御される低域通過フィルタ１５の遮断周
波数も振動周波数ｆと固定的に結合されていてこれと共
に変化することである。
うにクロック制御されるフィルタである；そのためクロ
ック制御される低域通過フィルタ１５のクロック周波数
ｆ*は振動周波数ｆの整数倍である。振動周波数ｆ*への
クロック周波数のこの関連付けにより達成されること
は、クロック制御される低域通過フィルタ１５の遮断周
波数も振動周波数ｆと固定的に結合されていてこれと共
に変化することである。
【００２１】低域通過フィルタ１５の伝達係数の低下は
測定管の振動周波数ｆで始まり十分に急峻である。その
ため管路から生ずる障害信号（例えば管路への衝撃に起
因する振動）または流れる流体から生ずる障害信号（流
体の気泡形成）は最適に抑圧できる。
測定管の振動周波数ｆで始まり十分に急峻である。その
ため管路から生ずる障害信号（例えば管路への衝撃に起
因する振動）または流れる流体から生ずる障害信号（流
体の気泡形成）は最適に抑圧できる。
【００２２】両方の前置増幅器３１，３２の出力信号
ｕ′1，ｕ′2は加算／積分段１６へ導かれ、そのためそ
の出力側から信号ｓが次のように形成される： ｓ＝ｕ′1＋ｕ′2＝Ｕ′1・sin（Ωｔ−φ／２）＋Ｕ′2・sin（Ωｔ＋φ／２） ｓ＝∫Ｕ′・（sinΩｔ）ｄｔ＝−（Ｕ′／Ω）・cosΩｔ （７） ただし、Ｕ′≒Ｕ′1＋Ｕ′2 信号ｓは測定管１２の中央の位相とその振動周波数ｆを
有する。
ｕ′1，ｕ′2は加算／積分段１６へ導かれ、そのためそ
の出力側から信号ｓが次のように形成される： ｓ＝ｕ′1＋ｕ′2＝Ｕ′1・sin（Ωｔ−φ／２）＋Ｕ′2・sin（Ωｔ＋φ／２） ｓ＝∫Ｕ′・（sinΩｔ）ｄｔ＝−（Ｕ′／Ω）・cosΩｔ （７） ただし、Ｕ′≒Ｕ′1＋Ｕ′2 信号ｓは測定管１２の中央の位相とその振動周波数ｆを
有する。
【００２３】加算／積分段１６の出力側に、第１振動周
波信号ｆ1をその出力側へ送出する位相制御ループ１７
の周波入力側が接続されている；そのためこの位相制御
ループは信号に関して減結合のために、かつ信号ｓをｆ
1と周波数に関して固定的に結合するために用いられ
る。振動周波信号ｆ1は例えばオン・オフ比が１の方形
波信号である。
波信号ｆ1をその出力側へ送出する位相制御ループ１７
の周波入力側が接続されている；そのためこの位相制御
ループは信号に関して減結合のために、かつ信号ｓをｆ
1と周波数に関して固定的に結合するために用いられ
る。振動周波信号ｆ1は例えばオン・オフ比が１の方形
波信号である。
【００２４】１つの加算段だけおよび両方の信号
Ｕ′1，Ｕ′2の一方だけを位相制御ループ１７の入力信
号として設けるだけで十分であろう。しかし加算／積分
段１６の使用は二重の利点を有する：一方では積分によ
り管路または障害流からの障害信号が減衰され、他方で
は加算／積分段１６の出力信号が振幅制御回路の制御回
路の制御のために用いられ、これにより測定管の機械振
動の振幅が振動周波数に依存することなく一定に維持さ
れるからである。この振幅制御回路は上述の測定管ドラ
イバ段の一部とすることができる。
Ｕ′1，Ｕ′2の一方だけを位相制御ループ１７の入力信
号として設けるだけで十分であろう。しかし加算／積分
段１６の使用は二重の利点を有する：一方では積分によ
り管路または障害流からの障害信号が減衰され、他方で
は加算／積分段１６の出力信号が振幅制御回路の制御回
路の制御のために用いられ、これにより測定管の機械振
動の振幅が振動周波数に依存することなく一定に維持さ
れるからである。この振幅制御回路は上述の測定管ドラ
イバ段の一部とすることができる。
【００２５】位相測定−および位相加算段１８の第１の
入力側に第１の振動周波信号ｆ1が導かれ、その第２の
入力側に低域通過フィルタ１５の出力信号が導かれる。
位相測定−および位相加算段１８はその第１の出力側
へ、その入力信号ｆ1から低域通過フィルタ１５の位相
偏差δφだけずらされた第２の振動周波信号ｆ2を送出
する。さらにその第２の出力側へ、ｆ1よりもδφ＋９
０°だけずらされた第３の振動周波信号ｆ3を送出す
る。両方の振動周波信号は例えば方形信号オン・オフ比
が１の方形波信号である。
入力側に第１の振動周波信号ｆ1が導かれ、その第２の
入力側に低域通過フィルタ１５の出力信号が導かれる。
位相測定−および位相加算段１８はその第１の出力側
へ、その入力信号ｆ1から低域通過フィルタ１５の位相
偏差δφだけずらされた第２の振動周波信号ｆ2を送出
する。さらにその第２の出力側へ、ｆ1よりもδφ＋９
０°だけずらされた第３の振動周波信号ｆ3を送出す
る。両方の振動周波信号は例えば方形信号オン・オフ比
が１の方形波信号である。
【００２６】低域通過フィルタ１５の出力信号は第２の
振動周波信号ｆ2によりクロック制御される第１の同期
整流器５１へ導かれ、その出力信号はスイッチ２０を介
して第１の積分器６１へ導かれる。
振動周波信号ｆ2によりクロック制御される第１の同期
整流器５１へ導かれ、その出力信号はスイッチ２０を介
して第１の積分器６１へ導かれる。
【００２７】通常は同期整流器は増幅器であり、その増
幅度Ｖは制御信号により周期的に＋Ｖと−Ｖの間を切り
換えられる。換言すれば、その乗算係数は制御信号によ
り周期的に＋１と−１の間を切り換えられる。
幅度Ｖは制御信号により周期的に＋Ｖと−Ｖの間を切り
換えられる。換言すれば、その乗算係数は制御信号によ
り周期的に＋１と−１の間を切り換えられる。
【００２８】本発明の理解のために次に同期整流器の作
動の２つの限界事例が重要である。即ち：周波数Ｆのサ
イン波入力信号と、同じ周波数Ｆおよびオン・オフ比１
を有する位相の等しい制御との限界事例（同相の限界事
例）。周波数Ｆのコサイン波入力信号すなわち正弦波入
力信号より９０°ずらされている入力信号の限界事例
２．ただし同じ周波数Ｆとオン・オフ比１のパルスを有
する、サイン波入力信号と同相の制御信号の事例（直交
位相の限界事例）。
動の２つの限界事例が重要である。即ち：周波数Ｆのサ
イン波入力信号と、同じ周波数Ｆおよびオン・オフ比１
を有する位相の等しい制御との限界事例（同相の限界事
例）。周波数Ｆのコサイン波入力信号すなわち正弦波入
力信号より９０°ずらされている入力信号の限界事例
２．ただし同じ周波数Ｆとオン・オフ比１のパルスを有
する、サイン波入力信号と同相の制御信号の事例（直交
位相の限界事例）。
【００２９】同相の限界事例において同期整流器は通常
の全波またはブリッジ整流器のような出力信号を有す
る。そのため同期整流器５１に後置接続された積分器６
１の出力側に実質的に直流電圧ｇ1が生ずる。
の全波またはブリッジ整流器のような出力信号を有す
る。そのため同期整流器５１に後置接続された積分器６
１の出力側に実質的に直流電圧ｇ1が生ずる。
【００３０】直交位相の限界事例において、コサイン波
信号の互いに相続く曲線部分から成る、同期整流器の出
力信号が生成される。この曲線部分はそれぞれコサイン
波信号の最大値からはじまりその最小値で終る。そのた
め後置接続されている積分器の出力側に値がゼロに等し
い直流電圧が送出される。
信号の互いに相続く曲線部分から成る、同期整流器の出
力信号が生成される。この曲線部分はそれぞれコサイン
波信号の最大値からはじまりその最小値で終る。そのた
め後置接続されている積分器の出力側に値がゼロに等し
い直流電圧が送出される。
【００３１】両方の増幅器４１，４２の出力信号
ｕ″1，ｕ″2の振幅Ｕ″1，Ｕ″2は互いに異なる場合
は、式（４）に相応する式の中になおサインの、両方の
振幅Ｕ″1，Ｕ″2に依存する項が現われるため、第１の
積分器６１の出力信号は、これらの振幅が等しい時はゼ
ロになる直流電圧ｇ1であることは容易にわかる。その
ため式（４）におけるサインの項とコサインの項は、上
述の直交位相の限界事例の場合のように、同じくゼロに
なる。
ｕ″1，ｕ″2の振幅Ｕ″1，Ｕ″2は互いに異なる場合
は、式（４）に相応する式の中になおサインの、両方の
振幅Ｕ″1，Ｕ″2に依存する項が現われるため、第１の
積分器６１の出力信号は、これらの振幅が等しい時はゼ
ロになる直流電圧ｇ1であることは容易にわかる。その
ため式（４）におけるサインの項とコサインの項は、上
述の直交位相の限界事例の場合のように、同じくゼロに
なる。
【００３２】直流電圧ｇ1は第２増幅器４２の増幅度用
の設定段１９へ導かれる。調整回路は、部分回路である
増幅器４２、差動増幅器１３、第１切り換えスイッチ１
４、低域通過フィルタ１５、同期整流器５１、スイッチ
２０、積分器６１および設定段１９から構成される。こ
の調整回路は、自動利得制御回路として動作する。設定
段１９へ適切な基準信号が導かれるかまたはこの中で生
成される。この自動利得制御回路は増幅路４２の増幅度
を、前述のように、出力信号ｕ″1，ｕ″2の振幅は実質
的に互いに等しい。
の設定段１９へ導かれる。調整回路は、部分回路である
増幅器４２、差動増幅器１３、第１切り換えスイッチ１
４、低域通過フィルタ１５、同期整流器５１、スイッチ
２０、積分器６１および設定段１９から構成される。こ
の調整回路は、自動利得制御回路として動作する。設定
段１９へ適切な基準信号が導かれるかまたはこの中で生
成される。この自動利得制御回路は増幅路４２の増幅度
を、前述のように、出力信号ｕ″1，ｕ″2の振幅は実質
的に互いに等しい。
【００３３】シーケンス制御装置２３は信号ａを発生す
る。この信号は閉成期間ｔｓの間中にスイッチ２０を導
通接続状態に維持し、切り換えスイッチ１４の出力側を
その第１の入力側で、閉成期間ｔｓよりも短い測定期間
ｔｍの間以外は、導通状態に維持する。測定期間ｔｍの
間中は切り換えスイッチ１４の出力側はその第２の入力
側で導通接続されている。さらに測定期間中に位相測定
−および位相加算段１８の位相測定が作動される。その
ため信号ａのクロックで低域通過フィルタ１５の位相偏
差δφが更新される。
る。この信号は閉成期間ｔｓの間中にスイッチ２０を導
通接続状態に維持し、切り換えスイッチ１４の出力側を
その第１の入力側で、閉成期間ｔｓよりも短い測定期間
ｔｍの間以外は、導通状態に維持する。測定期間ｔｍの
間中は切り換えスイッチ１４の出力側はその第２の入力
側で導通接続されている。さらに測定期間中に位相測定
−および位相加算段１８の位相測定が作動される。その
ため信号ａのクロックで低域通過フィルタ１５の位相偏
差δφが更新される。
【００３４】低域通過フィルタ１５の出力信号はさらに
第２の切り換えスイッチ２４を介して、第２または第３
の振動周波信号ｆ2，ｆ3によりクロック制御される第２
の同期整流器５２へ導かれる。第２の同期整流器５２は
閉成期間ｔｓの間中に第３の振動周波信号によりクロッ
ク制御され、測定期間ｔｍの間中に第２の振動周波信号
によりクロック制御される。
第２の切り換えスイッチ２４を介して、第２または第３
の振動周波信号ｆ2，ｆ3によりクロック制御される第２
の同期整流器５２へ導かれる。第２の同期整流器５２は
閉成期間ｔｓの間中に第３の振動周波信号によりクロッ
ク制御され、測定期間ｔｍの間中に第２の振動周波信号
によりクロック制御される。
【００３５】第２の同期整流器５２へ第２の積分器６２
が後置接続されており、この積分器はそれぞれ、信号ｆ
2，ｆ3の少なくとも完全な１周期にわたり積分する。そ
のため入力信号の振幅に正確に比例する直流電圧ｇ2が
生成される。
が後置接続されており、この積分器はそれぞれ、信号ｆ
2，ｆ3の少なくとも完全な１周期にわたり積分する。そ
のため入力信号の振幅に正確に比例する直流電圧ｇ2が
生成される。
【００３６】低域通過フィルタ１５は閉成期間ｔｓの間
中に信号ｄを処理するため、さらに第２の同期整流器５
２は閉成期間ｔｓの間中に、δφだけずれたコサイン信
号(その前述の定義を参照）である第３の振動周波信号
ｆ3によりクロック制御される。そのため前述の同相の
限界事例が生ずる。そのため第２の積分器６２の出力側
に式（５）による振幅Ｕ″・φに比例する直流電圧ｇ2
が形成される。
中に信号ｄを処理するため、さらに第２の同期整流器５
２は閉成期間ｔｓの間中に、δφだけずれたコサイン信
号(その前述の定義を参照）である第３の振動周波信号
ｆ3によりクロック制御される。そのため前述の同相の
限界事例が生ずる。そのため第２の積分器６２の出力側
に式（５）による振幅Ｕ″・φに比例する直流電圧ｇ2
が形成される。
【００３７】他方、低域通過フィルタ１５は測定期間ｔ
ｍの間中に、式（１）のサイン信号である信号ｕ″1を
処理するため、さらに第２の同期整流器５２は測定期間
ｔｍの間中に、δφだけずれたサイン信号である第２の
振動周波信号ｆ2によりクロック制御されるため、再び
同相の限界事例が存在する。第２の積分器６２の出力側
に振幅Ｕ″1に比例する直流電圧ｇ′2が形成される。こ
の信号は測定管１２の振動振幅のための尺度である。
ｍの間中に、式（１）のサイン信号である信号ｕ″1を
処理するため、さらに第２の同期整流器５２は測定期間
ｔｍの間中に、δφだけずれたサイン信号である第２の
振動周波信号ｆ2によりクロック制御されるため、再び
同相の限界事例が存在する。第２の積分器６２の出力側
に振幅Ｕ″1に比例する直流電圧ｇ′2が形成される。こ
の信号は測定管１２の振動振幅のための尺度である。
【００３８】互いに９０°だけずれている両方の信号ｆ
2，ｆ3によるクロック制御により、低域通過フィルタ１
５の出力信号中に含まれている、９０°だけ位相のずれ
ている成分がさらに確実に抑圧される。
2，ｆ3によるクロック制御により、低域通過フィルタ１
５の出力信号中に含まれている、９０°だけ位相のずれ
ている成分がさらに確実に抑圧される。
【００３９】両方の切り換えスイッチ１４，２４とスイ
ッチ２０が電子素子を用いて実現されている時は、シー
ケンス制御装置２３は信号ａたとえば電圧を発生する。
この電圧は閉成期間ｔｓに相応する、両方の切り換えス
イッチ１４，２４とスイッチ２０のそれぞれの導通制御
のために十分な、例えば正の第１のレベルＨを有する。
短い測定期間ｔｍの間中にだけ信号ａは、切り換えスイ
ッチ１４，２４をそれらの各位置へ切り換えるために、
およびスイッチ２０を遮断するために十分な例えば負の
第２のレベルＬを有する。閉成期間ｔｓの値は例えば２
ｓであり測定期間ｔｍの値は例えば２０μｓである。
ッチ２０が電子素子を用いて実現されている時は、シー
ケンス制御装置２３は信号ａたとえば電圧を発生する。
この電圧は閉成期間ｔｓに相応する、両方の切り換えス
イッチ１４，２４とスイッチ２０のそれぞれの導通制御
のために十分な、例えば正の第１のレベルＨを有する。
短い測定期間ｔｍの間中にだけ信号ａは、切り換えスイ
ッチ１４，２４をそれらの各位置へ切り換えるために、
およびスイッチ２０を遮断するために十分な例えば負の
第２のレベルＬを有する。閉成期間ｔｓの値は例えば２
ｓであり測定期間ｔｍの値は例えば２０μｓである。
【００４０】メモリ段２５の入力側は長くても測定期間
ｔｍの間中は第２の積分器６２の出力側と接続されてい
る。前述のように直流電圧ｇ2が入力側に加えられてい
るため、直流電圧の値が、すなわち測定管１２の振動振
幅がメモリ段２５により記憶される。
ｔｍの間中は第２の積分器６２の出力側と接続されてい
る。前述のように直流電圧ｇ2が入力側に加えられてい
るため、直流電圧の値が、すなわち測定管１２の振動振
幅がメモリ段２５により記憶される。
【００４１】最後に除算段２６において閉成期間ｔｓの
一部の間中に、その被除数入力側が第２積分器６２の出
力側と接続され、その第１の除数入力側はメモリ段２５
の出力側と接続され、その第２の除数入力側は位相制御
ループ１７の出力側と接続される。第２の除数入力側は
周波数情報だけを評価する。このことは周波数−電圧変
換器を設けることにより、実現できる。
一部の間中に、その被除数入力側が第２積分器６２の出
力側と接続され、その第１の除数入力側はメモリ段２５
の出力側と接続され、その第２の除数入力側は位相制御
ループ１７の出力側と接続される。第２の除数入力側は
周波数情報だけを評価する。このことは周波数−電圧変
換器を設けることにより、実現できる。
【００４２】そのため除算段２６の出力信号は質量流ｍ
に比例する。
に比例する。
【００４３】本発明の発展形態においては流体の密度を
測定する測定段２７も設けることができる。その入力側
に第１または第２の振動周波信号ｆ1，ｆ2が導かれる。
公知のように測定管の振動周波数ｆから流体の密度が測
定可能となり、信号ｆ1，ｆ2は前述のように同じ周波数
を有する。
測定する測定段２７も設けることができる。その入力側
に第１または第２の振動周波信号ｆ1，ｆ2が導かれる。
公知のように測定管の振動周波数ｆから流体の密度が測
定可能となり、信号ｆ1，ｆ2は前述のように同じ周波数
を有する。
【００４４】メモリ段２５と除算段２６を、例えばこれ
らの回路段がマイクロプロセッサの一部であるようにデ
ィジタル回路として実現すべき場合は、第２積分器６２
の出力側へアナログ／ディジタル変換器２８を後置接続
する必要がある。このことは図に破線で示されている。
このマイクロプロセッサはもちろんさらに別の部分回路
の機能も、例えば前述の周波数−電圧変換器の機能も引
き受けることができる。
らの回路段がマイクロプロセッサの一部であるようにデ
ィジタル回路として実現すべき場合は、第２積分器６２
の出力側へアナログ／ディジタル変換器２８を後置接続
する必要がある。このことは図に破線で示されている。
このマイクロプロセッサはもちろんさらに別の部分回路
の機能も、例えば前述の周波数−電圧変換器の機能も引
き受けることができる。
【図１】本発明の実施例のブロック図である。
１１，１２ 測定管 １３ 差動段 １４ 切り換えスイッチ １５ 低域通過フィルタ １６ 加算／積分段 １７ 位相制御ループ １９ 設定段 ２０ スイッチ ２１，２２ センサ ２３ シーケンス制御装置 ２５ メモリ段 ２８ Ａ／Ｄ変換器 ３１，３２ 前置増幅器 ４１，４２ 増幅器 ５２ 同期整流器 ６１，６２ 積分器
Claims (4)
- 【請求項１】 コリオリの原理で動作する質量流量計で
あって、該流量計は振動周波数（ｆ）で振動する第１の
測定管（１１）と、同じ振動周波数で振動する第２の測
定管（１２）を有し、該両方の測定管の中を測定される
べき流体が貫流し、該測定管のうちの少なくとも１つに
第１の電気力学的センサ（２１）と第２の電気力学的セ
ンサ（２２）が流体の流れ方向にずらされて配置されて
おり、前記の評価電子装置は下記の構成素子を含み、即
ち：第１のセンサ（２１）の信号のための第１の前置増
幅器（３１）、 第２のセンサ（２２）の信号のための第２の前置増幅器
（３２）、 第１の前置増幅器（３１）の出力信号のための固定的に
設定された増幅度を有する第１の増幅器（４１）、 第２の前置増幅器（３２）の出力信号のための可変の増
幅度を有する第２の増幅器（４２）、 両方の増幅器（４１，４２）の出力信号のための差動段
（１３）、 第１の切換えスイッチ（１４）、 第１切換えスイッチの第１の入力側は差動段（１３）の
出力側に接続されており、 第１切換えスイッチの第２入力側は第１の増幅器（４
１）の出力側に接続されており、 可変の遮断周波数を有する低域通過フィルタ（１５）、 該フィルタの伝送係数の低下は測定管の振動周波数
（ｆ）で始まり、 フィルタの入力側は第１の切り換えスイッチ（１４）の
出力側に接続されており、 両方の前置増幅器（３１，３２）の出力信号のための加
算／積分段（１６）、 位相制御ループ（１７）、 位相制御ループの入力側は加算／積分段（１６）の出力
側と接続されており、 位相制御ループ（１７）の出力信号は第１の振動周波信
号（ｆ1）であり、 位相測定−位相加算段（１８）、 該位相測定−位相加算段の第１の入力側に第１の振動周
波信号（ｆ1）が導かれ、 該位相測定−位相加算段の第２の入力側に低域通過フィ
ルタ（１５）の出力信号が導かれ、 該位相測定−位相加算段の第１の出力側に低域通過フィ
ルタ（１５）の位相偏差（δφ）だけずれた第２の振動
周波信号（ｆ2）が送出され、 該位相測定−位相加算段の第２の出力側に前記の位相偏
差（δφ）プラス９０°だけずれた第３の振動周波信号
（ｆ3）が送出され、 第２の振動周波信号（ｆ2）によりクロック制御される
第１の同期整流器（５１）が設けられており、該同期整
流器に低域通過フィルタ（１５）の出力信号が導かれ、 スイッチ（２０）が設けられ、その入力側は第１の同期
整流器（５１）の出力側に接続されており、 第２の増幅器（４２）の増幅度の設定段（１９）が設け
られており、その入力側は第１の積分器（６１）を介し
てスイッチ(２０)の出力側と接続されており、 シーケンス制御装置（２３）が設けられており、該シー
ケンス制御装置は閉成期間（ｔｓ）の間中はスイッチ
（２０）を導通接続状態に維持し、および切り換えスイ
ッチ（１４）の出力側をその第１の入力側で閉成期間
（ｔｓ）よりも短い測定期間（ｔｓ）の間中を除いて導
通接続状態に維持し、該測定期間中は位相測定−および
位相加算段（１８）の位相測定を作動し、 測定期間（ｔｍ）の間中は第２の、閉成期間（ｔｓ）の
間中は第３の振動周波数信号（ｆ2，ｆ3）によりクロッ
ク制御される第２の同期整流器（５２）が設けられてお
り、該同期整流器に低域通過フィルタ（１５）の出力信
号が導かれ、 第２の積分器（６２）が設けられており、該積分器の入
力側は第２の同期整流器（５２）の出力側と接続されて
おり、 メモリ段（２５）が設けられており、該メモリ段の入力
側は長くても測定期間（ｔｍ）の間中は第２の積分器
（６２）の出力側と接続されており、 除算段（２６）が設けられており、 閉成期間（ｔｓ）の間中は被除数入力側が第２の積分器
（６２）の出力側と接続されており、 第１の除数入力側がメモリ段（２５）の出力側と接続さ
れており、 第２の除数入力側は位相制御ループ（１７）の出力側と
接続されており、 該位相制御ループの出力信号は質量流量（ｍ）に比例す
ることを特徴とする、コリオリの原理で動作する質量
計。 - 【請求項２】 スイッチトキャパシタ低域通過フィルタ
を有し、該フィルタのクロック信号は位相制御ループ
（１７）により生成され、該フィルタのクロック周波数
（ｆ*）は振動周波数（ｆ）の整数倍である、請求項１
記載の評価電子装置。 - 【請求項３】 流体の密度の測定段（２７）が設けられ
ており、該測定段の入力側に第１または第２振動周波信
号（ｆ1，ｆ2）が導かれる、請求項１記載の評価電子装
置。 - 【請求項４】 第２の積分器（６２）の出力側にアナロ
グ／ディジタル変換器（２８）が直接に後置接続されて
おり、メモリ段（２５）ならびに除算段（２６）がディ
ジタル回路である、請求項１記載の評価電子装置。
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