JP3453723B2 - 振動子駆動回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は振動子駆動回路に関し、
例えば角速度検出装置に利用しうる。

【０００２】

【従来の技術】例えば、振動子を用いて回転角速度を検
出する装置に関する技術が、特開平５−２４０６４９号
公報，特開平５−２８８５５５号公報，および英国特許
出願公報ＧＢ２２６６１４９Ａに開示されている。

【０００３】上記のような回転角速度を検出する装置に
おいては、圧電素子などの振動子をそれの固有振動数と
一致する周波数で振動するように共振点で駆動し、振動
子の駆動用端子の信号と検出用端子の信号との位相差を
測定して角速度を検出するようになっている。

【０００４】ところで、振動子の固有振動数は、周囲温
度などの影響によって変動する。従って、温度変化の生
じる環境において一定の周波数で振動子を駆動する場合
には、振動子の振動状態を共振点に維持できない。振動
子の振動状態が共振点からずれると、振動の振幅が変動
したり、位相差と角速度との関係に誤差が生じる。

【０００５】そこで例えば英国特許出願公報ＧＢ２２６
６１４９Ａにおいては、ＰＬＬ（位相同期ル−プ）回路
を用いて、振動子の振動状態を共振点に維持するように
制御している。即ち、振動子の駆動電圧印加端子の信号
と、振動子の帰環電圧取出端子の信号との位相差が９０
度になるように、ＶＣＯ（電圧制御発振器）の発振周波
数を自動的に調整している。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ＰＬＬ回路を用いて振
動子の駆動電圧印加端子の信号と、振動子の帰環電圧取
出端子の信号との位相差が９０度になるように制御する
ためには、１つの信号の位相を９０度ずらして、ＰＬＬ
回路の位相比較器に印加される２つの信号の位相差を定
常状態で０にする必要がある。

【０００７】信号の位相をずらす移相回路は、例えばコ
ンデンサ，抵抗器などで構成される時定数回路によって
構成することができる。しかし、この種の移相回路の位
相シフト量は、周波数に応じて変化する。従って、周囲
温度変化に伴って振動子の駆動周波数が大幅に変動する
と、ＰＬＬ回路が正しく機能しなくなり、駆動周波数が
振動子の共振周波数から大きくずれることになる。

【０００８】また、ＰＬＬ回路に用いられるＶＣＯは、
一般に様々な高調波を含む方形波などの信号を出力する
ので、ＶＣＯの出力信号をそのまま振動子に印加する
と、振動子が角速度の測定に利用するモ−ド以外の様々
な振動モ−ドでも振動するため、検出される信号に含ま
れるノイズが多くなり、測定誤差が増大する。そこで一
般的には、ＶＣＯの出力にロ−パスフィルタを接続し、
正弦波に近い波形の信号によって振動子を駆動する。し
かし、ロ−パスフィルタは時定数回路であるため、それ
を通過する信号の位相変化量は、信号の周波数に応じて
変化する。つまり、周囲温度変化に伴って振動子の駆動
周波数が変動すると、ロ−パスフィルタでの位相変化に
よって、ＰＬＬ回路が正しく機能しなくなり、駆動周波
数が振動子の共振周波数からずれることになる。

【０００９】従って本発明は、周囲温度の変動などによ
って振動子の固有振動周波数が変動する場合であって
も、振動子の振動状態が共振状態からずれるのを防止す
るとともに、振動子から検出される信号に含まれるノイ
ズの増大を防止することを課題とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の振動子駆動回路は、振動体（２），該振動
体を振動駆動するための振動する駆動信号が供給される
第１の端子（５ａ，５ｂ）、 および 、 該振動体が該振動信
号によって固有振動数で振動する共振状態において、前
記第１の端子に供給される駆動信号に対してほぼ９０度
位相がずれたフィードバック信号が現われる第２の端子
（４ａ，４ｂ）、 を含む振動子の 、 該第１の端子に印加さ
れる信号と第２の端子に現われるフィードバック信号と
の位相差に応じた信号を出力する位相比較手段（２
１），該位相比較手段が出力する信号に応じた電圧を生
成するル−プフィルタ手段（２２），該ル−プフィルタ
手段が出力する電圧に応じた周波数の信号を生成する電
圧制御発振手段（２３）、を含み信号を前記振動子の第
１の端子に供給するＰＬＬ制御手段（２０）；及び該Ｐ
ＬＬ制御手段の出力と前記振動子の第１の端子との間，
該ＰＬＬ制御手段の出力と前記位相比較手段の第１の入
力との間，及び前記振動子の第２の端子と前記位相比較
手段の第２の入力との間、の少なくとも１箇所に介挿さ
れた積分回路手段（４０）；を備える。

【００１１】なお上記括弧内に示した記号は、後述する
実施例中の対応する要素の符号を参考までに示したもの
であるが、本発明の各構成要素は実施例中の具体的な要
素のみに限定されるものではない。

【００１２】

【作用】本発明においては、位相比較手段（２１），ル
−プフィルタ手段（２２）及び電圧制御発振手段（２
３）を含むＰＬＬ制御手段（２０）が、位相比較手段の
２つの入力端子に印加される信号の位相が一致するよう
に、振動子（１０）の第１の端子（５ａ，５ｂ）に印加
する信号の周波数を自動的に制御する。また振動子の第
２の端子（４ａ，４ｂ）には、共振状態において、前記
第１の端子の信号に対しほぼ９０度位相がずれた信号が
現われる。

【００１３】振動子を共振状態に維持するためには、そ
の状態において、位相比較手段の２つの入力端子に、周
波数と位相が等しい２つの信号を入力する必要がある。
振動子の第１の端子（５ａ，５ｂ）に印加する信号と第
２の端子（４ａ，４ｂ）に現われる信号との間には、共
振状態において約９０度の位相差があるので、それらの
信号を参照してＰＬＬ制御をするためには、移相回路を
用いて少なくとも１つの信号を実質上９０度位相シフト
する必要がある。

【００１４】本発明では、信号を約９０度位相シフトす
るために、積分回路手段（４０）が設けられている。即
ち、ｓｉｎ関数を積分すればｃｏｓ関数になるので、例
えば正弦波信号を積分回路に入力すると、その出力には
入力に比べて理論的に位相が９０度遅れた正弦波（余弦
波）が得られる。また例えば、入力信号が矩形波の場合
には、積分回路の出力には、入力に比べて理論的に位相
が９０度遅れた三角波が得られる。積分回路手段による
位相シフト量は、信号の周波数とは無関係で常に約９０
度であるため、振動子の振動周波数が変動する場合で
も、積分回路手段の出力信号に位相ずれは生じない。従
ってＰＬＬ制御手段が出力する駆動信号によって、振動
子を常時共振状態で振動させることができる。

【００１５】尚、不要モ−ドの振動成分を最小にするた
めに、振動子は完全な共振状態で振動させるのが望まし
いが、完全な共振状態から少しずれた周波数で振動させ
ても、ノイズである不要モ−ド振動の発生は比較的少な
く、実用上は問題はない。また、使用する回路素子の遅
延などによって、積分回路手段の移相量が９０度から少
しずれる可能性はあるが、そのずれは僅かである。

【００１６】また、例えば積分回路手段に矩形波を入力
することにより三角波が得られるが、三角波に含まれる
高調波成分の割合いは、矩形波よりもはるかに少ない。
即ち、積分回路手段を通すことによって、信号の高調波
成分を低減することができるので、積分回路手段を用い
れば、フィルタを省略してもノイズを低減することが可
能になる。フィルタの省略によって、信号周波数が変動
する場合の位相ずれの発生を低減しうる。

【００１７】積分回路手段は、ＰＬＬ制御手段の出力と
振動子の第１の端子との間，ＰＬＬ制御手段の出力と位
相比較手段の第１の入力との間，及び振動子の第２の端
子と前記位相比較手段の第２の入力との間、の少なくと
も１箇所に介挿される。

【００１８】

【実施例】一実施例の回転角速度検出装置の構成を図１
に示し、図１の一部のブロックの詳細な構成を図２に示
し、図１に示すセンサ素子１０の外観を図３に示す。図
１ではセンサ素子１０は、図３の１Ａ−１Ａ線断面を示
している。センサ素子１０の円筒状圧電体２はその下端
で、上端が円板でその下面に丸棒状の脚が連続した素子
台１に、固着されている。円筒状圧電体２の外周面の略
上半分は機器ア−スに接続される基準電位電極３で覆わ
れているが、外周面の下半分領域には、４５度ピッチ
で、８個の同一形状の電極セグメントが接合されてい
る。図１に示す電気回路接続において、８個の電極セグ
メントの内、第１直径方向Ｄ１で相対向する１対の電極
セグメント４ａおよび４ｂがフィ−ドバック電極、第２
直径方向Ｄ２で相対向する１対の電極セグメント５ａお
よび５ｂは励振電極、第３直径方向Ｄ３で相対向する１
対の電極セグメント６ａおよび６ｂは検出電極である。
この例では、第４直径方向Ｄ４で相対向する１対の電極
セグメント７ａおよび７ｂは使用していない。

【００１９】発振回路によって生成される交流電圧が、
センサ素子１０の励振電極５ａ，５ｂに印加され、それ
によって円筒状圧電体２が変形し振動する。また円筒状
圧電体２の振動によってフィ−ドバック電極４ａ，４ｂ
に現われる信号が、発振回路にフィ−ドバックされる。
フィ−ドバックされる信号を利用して、発振回路は円筒
状圧電体２がそれの共振周波数ｆｍと一致する周波数で
振動するように、出力信号の周波数を自動的に調整す
る。

【００２０】発振回路に電源が投入されると、ある電圧
が、励振電極５ａ，５ｂと基準電位電極３の間に加わ
り、これにより円筒状圧電体２が第２直径方向Ｄ２で広
がる。又は縮小する。この変形によりフィ−ドバック電
極４ａ，４ｂと基準電位電極３の間に、ある電圧が発生
する。円筒状圧電体２が共振周波数ｆｍで、第２直径方
向Ｄ２に、拡大／縮小振動する時の振動の縮小ピ−クで
の円筒状圧電体２を、図４に誇張して点線２Ｂで示し、
拡大ピ−クでの円筒状圧電体２を、図４に誇張して二点
鎖線２Ａで示す。図４から分かるように、第２直径方向
Ｄ２の拡大／縮小は第１直径方向Ｄ１の縮小／拡大であ
り、Ｄ２方向の縮小ピ−クにＤ１方向の拡大ピ−クが対
応する。したがってこの例では、円筒状圧電体２は、十
字方向（Ｄ１＆Ｄ２）に振動する。

【００２１】上述のように円筒状圧電体２が十字方向
（Ｄ１＆Ｄ２）に振動しているとき（図４の２点鎖線２
Ａ＆点線２Ｂ）、検出電極６ａ，６ｂは、振動の節に位
置するので、それらと基準電位電極３との間に現われる
電圧は低い。理想状態では電圧は現われないが、円筒状
圧電体２の形状が完全円筒ではないのである程度の電圧
は発生する。

【００２２】円筒状圧電体２が回転すると、例えば図４
に示すように時計方向に回転すると、この回転と円筒状
圧電体２の振動によりコリオリ力Ｆ１〜Ｆ４が発生し、
これにより円筒状圧電体２の振動方向（Ｄ２）が、例え
ば図４に実線２Ｃで示すように、第３直径方向Ｄ３（又
は第４直径方向Ｄ４）にねじれて（回転して）、検出電
極６ａ，６ｂに現われる電圧が大きくなると共に、該電
圧（交流）の位相がシフトする。この位相シフト量が、
円筒状圧電体２に加わっている回転角速度に対応する。
従って図１に示す装置には、検出電極６ａ，６ｂに現わ
れる信号の位相シフト量を測定する回路が備わってい
る。

【００２３】図１を参照して、円筒状圧電体２を励振す
る発振回路について説明する。ＰＬＬ（位相同期ル−
プ）回路２０の２つの入力端子には、それぞれ信号ＳＥ
及びＳＦが印加される。ＰＬＬ回路２０から出力される
信号（三角波）は、分周器１８，積分回路４０及びロ−
パスフィルタ１４を通り、駆動信号ＳＡとして励振電極
５ａ，５ｂに印加される。

【００２４】図７に示すように、分周器１８が出力する
信号ＳＤは矩形波であり、この信号が積分回路４０に入
力されるので、積分回路４０の出力に現われる信号ＳＯ
は、三角波になる。また出力信号ＳＯの位相は、入力信
号ＳＤに対して９０度遅れている。即ち、積分回路４０
は９０度移相回路として機能する。信号の周波数が変動
する場合であっても、積分回路４０の位相シフト量は常
に９０度であり、位相ずれは生じない。また、矩形波は
それに含まれる高調波成分の割合いが多いが、それに対
して三角波に含まれる高調波成分の割合いは比較的少な
い。なお、ｓｉｎ関数を積分すればｃｏｓ関数になるこ
とからも分かるように、積分回路４０が９０度移相回路
として機能するための条件として、入力信号波形が矩形
波に限定されるものではない。

【００２５】不要モ−ドでの振動を抑制するために、円
筒状圧電体２を励振する信号としては正弦波を用いるの
が望ましい。従ってこの例では、積分回路４０の出力に
ロ−パスフィルタ１４を接続し、高調波成分を除去し
て、正弦波成分だけを信号ＳＡとして励振電極５ａ，５
ｂに印加するように構成してある。しかし、ロ−パスフ
ィルタ１４を省略することも可能である。また、入力信
号である三角波に含まれる高調波成分は比較的少ないの
で、ロ−パスフィルタ１４を用いる場合であっても、ロ
−パスフィルタ１４に要求される高調波減衰率は比較的
小さい。従って、ロ−パスフィルタ１４によって生じる
位相ずれ量は僅かに抑えられる。

【００２６】また分周器１８が出力する信号ＳＤは、ロ
−パスフィルタ１３を介してシュミットトリガ付のイン
バ−タ１７に入力される。インバ−タ１７の出力に得ら
れる二値信号ＳＤは、ＰＬＬ回路２０の一方の入力端子
に印加される。またフィ−ドバック電極４ａ，４ｂに現
われる信号は、ロ−パスフィルタ１２を通り、シュミッ
トトリガ付のインバ−タ１６に入力される。インバ−タ
１６の出力に得られる二値信号ＳＦが、ＰＬＬ回路２０
の他方の入力端子に印加される。

【００２７】ロ−パスフィルタ１２，１３及び１４は、
入力信号に含まれる高調波成分を除去し、基本波（円筒
状圧電体２の共振周波数と一致する周波数の正弦波）成
分のみを抽出するものである。ロ−パスフィルタ１３
は、ロ−パスフィルタ１２，１４により生じる位相ずれ
の影響を打ち消すために設けてある。ロ−パスフィルタ
１２，１３及び１４は、円筒状圧電体２の共振周波数よ
りも少し高い遮断周波数を有している。円筒状圧電体２
の共振周波数は、温度の変動などに伴なって多少は変化
するが、大きな変化は生じないので、ロ−パスフィルタ
１２，１３及び１４の遮断周波数は固定されている。

【００２８】ＰＬＬ回路２０は、図２に示すように、位
相比較器２１，ル−プフィルタ２２及びＶＣＯ（電圧制
御発振器）２３で構成されている。位相比較器２１は、
それの２つの入力端子に入力されるパルス信号間の位相
差に応じたパルス幅のパルス信号を出力する。ル−プフ
ィルタ２２は、位相比較器２１が出力する信号のパルス
幅に応じたアナログ電圧の信号を出力する。この信号が
ＶＣＯ２３に入力される。ＶＣＯ２３は、入力電圧に応
じた周波数の三角波信号を出力する。従って、ＰＬＬ回
路２０は、その２つの入力端子に入力されるパルス信号
間の位相差が零になるように、ＰＬＬ回路２０から出力
される三角波信号の周波数を自動的に調節する。

【００２９】再び図１を参照して説明を続ける。円筒状
圧電体２がそれの共振周波数で振動している時には、フ
ィ−ドバック電極４ａ，４ｂに現われる信号は、励振電
極５ａ，５ｂに印加する信号に対して９０度の位相差を
有しているが、信号の周波数が共振周波数からずれる
と、位相差が変化する。励振電極５ａ，５ｂに印加する
信号ＳＡは、積分回路４０の働きによって、ＰＬＬ回路
２０の一方の入力端子に印加する信号ＳＥに対して、９
０度位相がずれている。また、フィ−ドバック電極４
ａ，４ｂに現われる信号は、励振電極５ａ，５ｂに印加
する信号ＳＡに対して９０度の位相差を有しているた
め、ＰＬＬ回路２０の他方の入力端子に印加される信号
ＳＦの位相は、信号ＳＥと一致する。従って、円筒状圧
電体２がそれの共振周波数で振動している時には、ＰＬ
Ｌ回路２０がロック状態になり、振動周波数は一定であ
るが、例えば温度変化によって共振周波数が振動周波数
からずれると、ＰＬＬ回路２０の２つの入力信号の位相
がずれるので、そのずれがなくなるように、ＰＬＬ回路
２０が振動周波数を調節する。従って、円筒状圧電体２
は常時それの共振周波数で振動するように駆動される。

【００３０】ところで、ロ−パスフィルタ１２，１３及
び１４は各々時定数回路であり、入力と出力との間に位
相差が生じる。またこの位相差は、信号の周波数に応じ
て変化する。しかしこの例では、ロ−パスフィルタ１２
と１４によって生じる位相ずれの信号ＳＦに対する影響
と、ロ−パスフィルタ１３によって生じる位相ずれの信
号ＳＥに対する影響とが略同一になるように特性を定め
てあるため、両者の影響はＰＬＬ回路２０に対しては互
いに相殺される。即ち、ロ−パスフィルタ１２，１３及
び１４によって生じる位相ずれは、ＰＬＬ回路２０に実
質的に影響を及ぼさないため、振動周波数が変動して
も、円筒状圧電体２は常時共振状態に維持される。

【００３１】次に、回転角速度を測定する回路について
説明する。円筒状圧電体２の検出電極６ａ，６ｂに現わ
れる信号は、ロ−パスフィルタ１１を通り、シュミット
トリガ付のインバ−タ１５に印加され、二値信号ＳＧに
変換される。この信号ＳＧがイクスクル−シブオアゲ−
ト５１の一方の入力端子に印加される。またイクスクル
−シブオアゲ−ト５１の他方の入力端子には、フィ−ド
バック電極４ａ，４ｂに現われる信号から生成した信号
ＳＦが印加される。イクスクル−シブオアゲ−ト５１の
出力信号ＳＨは、ナンドゲ−ト５２の一方の入力端子に
印加される。ナンドゲ−ト５２の他方の入力端子には、
逓倍回路３０の出力信号ＳＩが印加される。逓倍回路３
０の入力には、分周器５６の出力信号が印加される。分
周器５６の入力端子には、前記ＰＬＬ回路２０の出力信
号ＳＮが印加される。またこの信号ＳＮは、カウンタ５
５にクロックパルスとして印加される。カウンタ５５が
出力するキャリ−信号ＳＪは、カウンタ５３のクリア端
子及びラッチ５４のクロック端子に印加される。ナンド
ゲ−ト５２の出力信号ＳＫは、カウンタ５３にクロック
パルス（計数信号）として印加される。カウンタ５３の
計数値ＳＬは、ラッチ５４の入力端子に印加される。

【００３２】この実施例では、分周器１８は入力信号に
対して周期が３２倍の信号を出力する。また分周器５６
は、入力信号に対して周期が３１倍の信号を出力する。
また逓倍回路３０は、入力信号に対して周波数が１０２
４倍の信号を出力する。カウンタ５５は、９９２進カウ
ンタである。従って、信号ＳＡの周期及び周波数をそれ
ぞれＴ及びｆとすれば、各信号の周期及び周波数は次の
通りである。

【００３３】 ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ： Ｔ， ｆ ＳＮ： Ｔ／３２， ３２ｆ ＳＪ： ３１Ｔ， ｆ／３１ ＳＩ： 31Ｔ／(32×1024)， (32×1024)ｆ／31 信号ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＦ，ＳＧ及びＳ
Ｈのタイミングの例を図５に示す。信号ＳＡとＳＢとの
位相差は、ＰＬＬ回路２０の制御によって常時９０度に
維持される。信号ＳＢ（ＳＦ）と信号ＳＣ（ＳＧ）との
位相差は、円筒状圧電体２に加わる回転角速度に比例し
て変化する。イクスクル−シブオアゲ−ト５１が出力す
る信号ＳＨのパルス幅をΔＴとすれば、ΔＴ／Ｔが、信
号ＳＦと信号ＳＧとの位相差、即ち角速度に比例して変
化する。従って、ΔＴ／Ｔを測定すれば、角速度を示す
情報が得られる。

【００３４】逓倍回路３０は、図２に示すように、位相
比較器３１，ル−プフィルタ３２，ＶＣＯ３３及び分周
器３４で構成されている。逓倍回路３０における分周器
３４の分周比Ｎは１０２４になっている。従って、逓倍
回路３０の出力には、入力信号の１０２４倍の周波数の
信号が得られる。

【００３５】図６に示すように、信号ＳＨは周期Ｔ毎に
ΔＴだけ高レベルＨになる。そして信号ＳＨが高レベル
の期間に、信号ＳＩのパルスが信号ＳＫに現われる。こ
の信号ＳＫのパルス数、即ち角速度に対応するΔＴ相当
の時間が、カウンタ５３によって計数される。カウンタ
５３をクリアする信号ＳＪの周期が３１Ｔであるため、
カウンタ５３は、３１Ｔの間に、ΔＴ×３１の時間積算
値を計算し、その積算値がラッチ５４に保持され信号Ｓ
Ｍとして出力される。

【００３６】ところで、図１に示す回路において、分周
器１８の分周比と分周器５６の分周比とを異なる値に定
めているのには特別な理由がある。即ち、カウンタ５３
の計数パルスになる信号ＳＩの周波数を、円筒状圧電体
２の振動周期数（１／Ｔ）の整数倍からずらすことによ
って、信号ＳＩの周波数をあまり高くすることなく、測
定精度を高めることができる。

【００３７】図１に示す回路において、仮に、分周器５
６の分周比を１／３２に変更すると、信号ＳＩの周波数
が１０２４ｆになるので、位相差（ΔＴ／Ｔ）を測定す
る場合の分解能が１／１０２４になり、微妙な角速度の
変化を測定することができない。分解能を高めるため
に、信号ＳＩの周波数を上げると、カウンタ５３等の測
定回路を高速で動作する特殊な回路で構成しなければな
らず、非常に高価になってしまう。

【００３８】図１に示す実際の回路においては、信号Ｓ
Ｉの周波数が(32×1024)ｆ／31であるため、例えば時間
Ｔの間のＳＩのパルス数は３２×１０２４／３１個にな
る。デジタル回路においては通常、パルス数の小数点以
下は切り捨て又は切り上げられるため、それが誤差にな
る。しかし図１の回路では、分周器１８と分周器５６の
分周比がずれているため、時間Ｔの中でＳＩのパルスが
現われる位相は、時間とともに少しずつずれることにな
り、ある周期においては時間Ｔの中で計数されるＳＩの
パルス数の小数点以下が切り捨てられるが、別のある周
期においては時間Ｔの中で計数されるＳＩのパルス数の
小数点以下が切り上げられる。従って、複数周期の中で
計数したパルス数を平均化すれば、誤差が低減される。

【００３９】実際には、カウンタ５３の計数周期を定め
る信号ＳＪの周期が３１Ｔであるため、ΔＴに対する時
間の測定が３１回繰り返され、３１Ｔの期間のΔＴの積
算値、即ち切り捨てと切り上げの誤差を平滑化した値
が、カウンタ５３で計数され、それがラッチ５４に保持
される。即ち、３１Ｔの期間のＳＩのパルス数が３２×
１０２４であるため、位相差（ΔＴ／Ｔ）の測定分解能
は、１／(３２×１０２４)になる。従って、分周器１８
と分周器５６の分周比を同一にする場合と比べて、分解
能が３２倍になる。これにより、信号ＳＪの周波数が低
い場合でも、角速度を高精度で測定しうる。

【００４０】例えば、円筒状圧電体２の振動周波数が８
ＫＨｚの場合に、０.０２度の分解能で位相差を検出す
るためには、一般的な回路では１４４ＭＨｚのクロック
パルスを計数しなければならず、回路の構成が極めて難
しいが、この実施例の場合、クロックパルス（ＳＩ）の
周波数を約４.８ＭＨｚに下げることができるため、回
路構成が非常に簡単になる。

【００４１】次に変形実施例について説明する。図８に
示す実施例においては、分周器１８が出力する信号ＳＤ
を直接ロ−パスフィルタ１４に印加し、ロ−パスフィル
タ１４の出力信号ＳＡを励振電極５ａ，５ｂに印加して
いる。また、信号ＳＡを積分回路４０に入力し、積分回
路４０の出力信号ＳＰをロ−パスフィルタ１３及びイン
バ−タ１７を介して、信号ＳＥとしてＰＬＬ回路２０に
入力している。従って、円筒状圧電体２が共振状態の時
に、信号ＳＥとＳＦとの位相が一致するので、ＰＬＬ回
路２０の制御により共振状態が維持される。

【００４２】図８に示す実施例では、ロ−パスフィルタ
１４に入力する信号が高調波を多く含む矩形波であるた
め、ロ−パスフィルタ１４に要求される高調波減衰率が
大きくなる。従って、ロ−パスフィルタ１４で生じる位
相ずれは、図１の実施例と比べて大きくなるが、この位
相ずれは、信号ＳＥ及びＳＦの両方に同じ影響を及ぼす
ため、信号ＳＥとＳＦとの位相差には変化が生じない。
ロ−パスフィルタ１３は、ロ−パスフィルタ１２によっ
て信号ＳＦに生じる位相ずれと同一の位相ずれを信号Ｓ
Ｅに生じさせて両者の位相ずれを相殺するために設けて
ある。

【００４３】図９に示す実施例においては、分周器１８
が出力する信号ＳＤをロ−パスフィルタ１４を介して信
号ＳＡとして励振電極５ａ，５ｂに印加するとともに、
信号ＳＤをロ−パスフィルタ１３及びインバ−タ１７を
介して信号ＳＥとしてＰＬＬ回路２０の一方の入力端子
に印加している。また、ロ−パスフィルタ１２の出力と
インバ−タ１６の入力との間に、積分回路４０を介挿し
てある。従って、信号ＳＢを９０度位相シフトした信号
ＳＱが、インバ−タ１６の入力に印加される。即ちこの
実施例においても、円筒状圧電体２が共振状態の時に、
信号ＳＥとＳＦとの位相が一致するので、ＰＬＬ回路２
０の制御により、円筒状圧電体２の共振状態が維持され
る。

【００４４】図９に示す実施例では、ロ−パスフィルタ
１４に入力する信号が高調波を多く含む矩形波であるた
め、ロ−パスフィルタ１４に要求される高調波減衰率が
大きくなる。従って、ロ−パスフィルタ１４で生じる位
相ずれは、図１の実施例と比べて大きくなる。ロ−パス
フィルタ１３は、ロ−パスフィルタ１２及び１４によっ
て信号ＳＦに生じる位相ずれと同一の位相ずれを信号Ｓ
Ｅに生じさせて両者の位相ずれを相殺するために設けて
ある。

【００４５】尚、上記実施例においては、円筒状圧電体
２を常時共振状態で振動させるために、励振電極５ａ，
５ｂの信号とフィ−ドバック電極４ａ，４ｂの信号との
位相差が９０度になるようにＰＬＬ回路２０で制御して
いる。しかし実際には、回路定数や振動子の特性のばら
つき等によって、振動子は理論値である９０度から多少
ずれた位相差がある時に最大の共振状態になる場合が考
えられる。従って実際には８０度〜１００度程度の範囲
内で位相差を制御する可能性もある。維持すべき位相差
が９０度と異なる場合には、積分回路４０に、更に補助
的な移相回路を付加することによって対応しうる。その
場合でも、補助的な移相回路の移相量は９０度に比べて
充分に小さいので、周波数が変動しても、大きな位相ず
れは生じない。また、振動子の振動周波数は、それの共
振周波数と完全に一致させなくてもよい。振動周波数を
共振周波数と一致させるのが最も好ましいが、振動周波
数が共振周波数の付近にあれば、ある程度ノイズの発生
を防ぐことができ、実用上は問題が生じない。

【００４６】

【発明の効果】本発明では、信号を約９０度位相シフト
するために、積分回路手段（４０）を用いている。積分
回路手段による位相シフト量は、信号の周波数とは無関
係で常に約９０度であるため、例えば温度変化に伴なっ
て振動子の振動周波数が変動する場合であっても、積分
回路手段の出力信号に位相ずれは生じない。従ってＰＬ
Ｌ制御手段が出力する駆動信号によって、振動子を常時
共振状態で振動させることができる。

【００４７】また、例えば積分回路手段に矩形波を入力
することにより三角波が得られるが、三角波に含まれる
高調波成分の割合いは、矩形波よりもはるかに少ない。
即ち、積分回路手段を通すことによって、信号の高調波
成分を低減することができるので、積分回路手段を用い
れば、フィルタを省略してもノイズを低減することが可
能になる。フィルタの省略によって、信号周波数が変動
する場合の位相ずれの発生を低減しうる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 一実施例の回転角速度検出装置の構成を示す
ブロック図である。

【図２】 図１に示す装置の一部のブロックの詳細な構
成を示すブロック図である。

【図３】 センサ素子１０の外観と一部の断面を示す正
面図である。

【図４】 円筒状圧電体２の振動状態を示す平面図であ
る。

【図５】 図１の回路各部の信号の例を示すタイムチャ
−トである。

【図６】 図１の回路各部の信号の例を示すタイムチャ
−トである。

【図７】 図１の回路各部の信号の例を示すタイムチャ
−トである。

【図８】 変形例の回転角速度検出装置の構成を示すブ
ロック図である。

【図９】 もう１つの変形例の回転角速度検出装置の構
成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１：素子台 ２：円筒状圧電体 ３：基準電位電極 ４ａ，４ｂ：フィ−ド
バック電極 ５ａ，５ｂ：励振電極 ６ａ，６ｂ：検出電極 ４ａ，４ｂ，５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ，７ａ，７ｂ：電
極セグメント １０：センサ素子 １２，１３，１４：ロ
−パスフィルタ １６，１７：インバ−タ １８，５６：分周器 ２０：ＰＬＬ回路 ３０：逓倍回路 ２１，３１：位相比較器 ２２，３２，４２：ル
−プフィルタ ２３，３３：ＶＣＯ（電圧制御発振器） ３４，５６：分周器 ４０：積分回路 ５１：イクスクル−シブオアゲ−ト ５２：ナンドゲ−ト ５３，５５：カウンタ ５４：ラッチ ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＦ，ＳＧ，ＳＨ，Ｓ
Ｉ，ＳＪ，ＳＫ，ＳＬ，ＳＭ，ＳＮ，ＳＯ，ＳＰ，Ｓ
Ｑ，Ｓ４１，Ｓ４２，Ｓ４３：信号 特許出願人 アイシン精機株式会社代理人 弁理士
杉 信 興

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−18545（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−281661（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−249665（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−61961（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01C 19/56 G01P 9/04

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】振動体，該振動体を振動駆動するための振
   動する駆動信号が供給される第１の端子、 および 、 該振動
   体が該振動信号によって固有振動数で振動する共振状態
   において、前記第１の端子に供給される駆動信号に対し
   てほぼ９０度位相がずれたフィードバック信号が現われ
   る第２の端子 、 を含む振動子の 、 該第１の端子に印加され
   る信号と第２の端子に現われるフィードバック信号との
   位相差に応じた信号を出力する位相比較手段，該位相比
   較手段が出力する信号に応じた電圧を生成するル−プフ
   ィルタ手段，該ル−プフィルタ手段が出力する電圧に応
   じた周波数の信号を生成する電圧制御発振手段、を含み
   信号を前記振動子の第１の端子に供給するＰＬＬ制御手
   段；及び 該ＰＬＬ制御手段の出力と前記振動子の第１の端子との
   間，該ＰＬＬ制御手段の出力と前記位相比較手段の第１
   の入力との間，及び前記振動子の第２の端子と前記位相
   比較手段の第２の入力との間、の少なくとも１箇所に介
   挿された積分回路手段；を備える振動子駆動回路。