JP3453724B2 - 角速度検出装置 - Google Patents
角速度検出装置Info
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
- G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
- G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
- G01C19/567—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using the phase shift of a vibration node or antinode
- G01C19/5691—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using the phase shift of a vibration node or antinode of essentially three-dimensional vibrators, e.g. wine glass-type vibrators
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は振動子を用いた角速度検
出装置に関する。
出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、振動子を用いて回転角速度を検
出する装置に関する技術が、特開平５−２４０６４９号
公報，特開平５−２８８５５５号公報，および英国特許
出願公報ＧＢ２２６６１４９Ａに開示されている。
出する装置に関する技術が、特開平５−２４０６４９号
公報，特開平５−２８８５５５号公報，および英国特許
出願公報ＧＢ２２６６１４９Ａに開示されている。
【０００３】上記のような回転角速度を検出する装置に
おいては、圧電素子などの振動子をそれの固有振動数と
一致する周波数で振動するように共振点で駆動し、振動
子の駆動用端子の信号と検出用端子の信号との位相差を
測定して角速度を検出するようになっている。
おいては、圧電素子などの振動子をそれの固有振動数と
一致する周波数で振動するように共振点で駆動し、振動
子の駆動用端子の信号と検出用端子の信号との位相差を
測定して角速度を検出するようになっている。
【０００４】ところで、振動子の固有振動数は、周囲温
度などの影響によって変動する。従って、温度変化の生
じる環境において一定の周波数で振動子を駆動する場合
には、振動子の振動状態を共振点に維持できない。振動
子の振動状態が共振点からずれると、振動の振幅が変動
したり、位相差と角速度との関係に誤差が生じる。
度などの影響によって変動する。従って、温度変化の生
じる環境において一定の周波数で振動子を駆動する場合
には、振動子の振動状態を共振点に維持できない。振動
子の振動状態が共振点からずれると、振動の振幅が変動
したり、位相差と角速度との関係に誤差が生じる。
【０００５】そこで例えば英国特許出願公報ＧＢ２２６
６１４９Ａにおいては、ＰＬＬ（位相同期ル−プ）回路
を用いて、振動子の振動状態を共振点に維持するように
制御している。即ち、振動子の駆動電圧印加端子の信号
と、振動子の帰環電圧取出端子の信号との位相差が９０
度になるように、ＶＣＯ（電圧制御発振器）の発振周波
数を自動的に調整している。
６１４９Ａにおいては、ＰＬＬ（位相同期ル−プ）回路
を用いて、振動子の振動状態を共振点に維持するように
制御している。即ち、振動子の駆動電圧印加端子の信号
と、振動子の帰環電圧取出端子の信号との位相差が９０
度になるように、ＶＣＯ（電圧制御発振器）の発振周波
数を自動的に調整している。
【０００６】特開平５−２４０６４９号公報では、角速
度を示す位相差に対応してデュ−ティが変化するパルス
信号をイクスクル−シブオア回路で検出し、このパルス
信号を平滑及び増幅して、角速度を示すアナログ電圧を
生成している。
度を示す位相差に対応してデュ−ティが変化するパルス
信号をイクスクル−シブオア回路で検出し、このパルス
信号を平滑及び増幅して、角速度を示すアナログ電圧を
生成している。
【０００７】また特開平５−２８８５５５号公報では、
２つの振動子からの信号の振幅の差を差動増幅器で増幅
し、その出力を同期検波回路を用いて検波し、その出力
を平滑して、角速度を示すアナログ電圧を生成してい
る。
２つの振動子からの信号の振幅の差を差動増幅器で増幅
し、その出力を同期検波回路を用いて検波し、その出力
を平滑して、角速度を示すアナログ電圧を生成してい
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来の角速度検出装置
では、回路の全体又は主要部分にアナログ回路を用いて
信号を処理しているので、回路中で使用する素子の特性
のばらつきや、温度変化によって検出誤差が生じ易い。
では、回路の全体又は主要部分にアナログ回路を用いて
信号を処理しているので、回路中で使用する素子の特性
のばらつきや、温度変化によって検出誤差が生じ易い。
【０００９】特開平５−２４０６４９号公報の装置で生
成されるパルス信号をデジタル的に処理することは可能
であり、例えば信号のパルス幅をカウンタで計数すれ
ば、角速度に対応する情報が得られる。しかしながら、
温度変化等に伴なって振動子の共振周波数が変化するた
め、振動子の振動周波数も変化させなければならない。
振動子の振動周波数が変化すると、測定すべきパルス信
号の周期が変化するので、その信号のデュ−ティが一定
であっても、パルス幅が変化する。角速度は信号のデュ
−ティに相当するので、振動子の振動周波数が変化する
と、検出される角速度に誤差が生じる。このような誤差
をなくすためには、例えば振動子の振動周期を測定する
回路と、その回路で測定した振動周期とパルス幅との比
率を計算する回路を設けなければならず、装置の構造が
複雑になるのは避けられない。特に、角速度の検出分解
能を上げるためには、高速で時間等の測定をする必要が
あり、マイクロコンピュ−タを用いてソフトウェアで処
理をするのは困難であり、ハ−ドウェア構成が複雑にな
ってしまう。
成されるパルス信号をデジタル的に処理することは可能
であり、例えば信号のパルス幅をカウンタで計数すれ
ば、角速度に対応する情報が得られる。しかしながら、
温度変化等に伴なって振動子の共振周波数が変化するた
め、振動子の振動周波数も変化させなければならない。
振動子の振動周波数が変化すると、測定すべきパルス信
号の周期が変化するので、その信号のデュ−ティが一定
であっても、パルス幅が変化する。角速度は信号のデュ
−ティに相当するので、振動子の振動周波数が変化する
と、検出される角速度に誤差が生じる。このような誤差
をなくすためには、例えば振動子の振動周期を測定する
回路と、その回路で測定した振動周期とパルス幅との比
率を計算する回路を設けなければならず、装置の構造が
複雑になるのは避けられない。特に、角速度の検出分解
能を上げるためには、高速で時間等の測定をする必要が
あり、マイクロコンピュ−タを用いてソフトウェアで処
理をするのは困難であり、ハ−ドウェア構成が複雑にな
ってしまう。
【００１０】従って本発明は、角速度の検出誤差を低減
するとともに、装置の構成を簡略化することを課題とす
る。
するとともに、装置の構成を簡略化することを課題とす
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の角速度検出装置は、振動体（２），該振動
体を振動駆動するための振動する駆動信号が供給される
第１の端子（５ａ，５ｂ），該振動体が該振動信号によ
って固有振動数で振動する共振状態において、前記第１
の端子に供給される駆動信号に対して所定量位相がずれ
たフィードバック信号が現われる第２の端子（４ａ，４
ｂ）、及び、 前記振動体に加わる角速度に対応して位相が
変化する検出信号が現れる第３の端子（６ａ，６ｂ）を
含む振動子（２）； 前記振動子の共振周波数に相当する交流信号を生成し該
信号を前記第１の端子に印加する手段（２３），及び前
記振動子の前記第２の端子と第１の端子との間に接続さ
れ前記振動子を含む正帰還ル−プを形成する手段（４０
Ｃ，５０）、のいずれか一方を含む発振手段； 前記振動子の振動周波数と対応する信号に基づいて、該
振動周波数よりも周波数の高いクロックパルス（ＳＮ，
ＳＩ）を生成する逓倍手段（１８）； 前記振動子の第３の端子に現われる検出信号と、第１の
端子に印加される駆動信号又は第２の端子に現われるフ
ィードバック信号との位相差に応じてデュ−ティが変化
する位相差パルス信号（ＳＨ）を生成する位相差パルス
生成手段（５１）；及び 該位相差パルス生成手段が生成した位相差パルス信号の
高レベル期間又は低レベル期間に、前記クロックパルス
を計数する計数手段（５２，５３）；を備える。
に、本発明の角速度検出装置は、振動体（２），該振動
体を振動駆動するための振動する駆動信号が供給される
第１の端子（５ａ，５ｂ），該振動体が該振動信号によ
って固有振動数で振動する共振状態において、前記第１
の端子に供給される駆動信号に対して所定量位相がずれ
たフィードバック信号が現われる第２の端子（４ａ，４
ｂ）、及び、 前記振動体に加わる角速度に対応して位相が
変化する検出信号が現れる第３の端子（６ａ，６ｂ）を
含む振動子（２）； 前記振動子の共振周波数に相当する交流信号を生成し該
信号を前記第１の端子に印加する手段（２３），及び前
記振動子の前記第２の端子と第１の端子との間に接続さ
れ前記振動子を含む正帰還ル−プを形成する手段（４０
Ｃ，５０）、のいずれか一方を含む発振手段； 前記振動子の振動周波数と対応する信号に基づいて、該
振動周波数よりも周波数の高いクロックパルス（ＳＮ，
ＳＩ）を生成する逓倍手段（１８）； 前記振動子の第３の端子に現われる検出信号と、第１の
端子に印加される駆動信号又は第２の端子に現われるフ
ィードバック信号との位相差に応じてデュ−ティが変化
する位相差パルス信号（ＳＨ）を生成する位相差パルス
生成手段（５１）；及び 該位相差パルス生成手段が生成した位相差パルス信号の
高レベル期間又は低レベル期間に、前記クロックパルス
を計数する計数手段（５２，５３）；を備える。
【００１２】また請求項２の発明では、前記逓倍手段
が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設置さ
れた第１の分周器（１８），該第１の分周器とは異なる
分周比を有し第１の分周器の入力側に現われる信号を分
周する第２の分周器（５６），及び該第２の分周器が出
力する信号を逓倍する逓倍回路（３０）を含み、更に、
前記計数手段の計数期間を前記振動子の振動周波数の複
数周期以上の期間に定める信号（ＳＪ）を生成する計数
期間生成手段（５５）を備える。
が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設置さ
れた第１の分周器（１８），該第１の分周器とは異なる
分周比を有し第１の分周器の入力側に現われる信号を分
周する第２の分周器（５６），及び該第２の分周器が出
力する信号を逓倍する逓倍回路（３０）を含み、更に、
前記計数手段の計数期間を前記振動子の振動周波数の複
数周期以上の期間に定める信号（ＳＪ）を生成する計数
期間生成手段（５５）を備える。
【００１３】また請求項３の発明では、前記逓倍手段
が、互いに直列に接続された分周器（５６）と逓倍回路
（３０Ｃ）を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路
の逓倍比との積が、整数からずれた関係に定められ、前
記分周器が出力する信号によって、前記計数手段の計数
期間が前記振動子の振動周波数の複数周期以上の期間に
定められる。
が、互いに直列に接続された分周器（５６）と逓倍回路
（３０Ｃ）を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路
の逓倍比との積が、整数からずれた関係に定められ、前
記分周器が出力する信号によって、前記計数手段の計数
期間が前記振動子の振動周波数の複数周期以上の期間に
定められる。
【００１４】なお上記括弧内に示した記号は、後述する
実施例中の対応する要素の符号を参考までに示したもの
であるが、本発明の各構成要素は実施例中の具体的な要
素のみに限定されるものではない。
実施例中の対応する要素の符号を参考までに示したもの
であるが、本発明の各構成要素は実施例中の具体的な要
素のみに限定されるものではない。
【００１５】
【作用】本発明においては、位相差パルス生成手段（５
１）が生成する位相差パルス信号（ＳＨ）のデュ−ティ
が、振動子に加わる回転角速度に対応して変化する。即
ち、位相差パルス信号（ＳＨ）のパルス幅をΔＴ、周期
をＴとすれば、ΔＴ／Ｔが検出すべき回転角速度にな
る。逓倍手段（１８）によって生成されるクロックパル
ス（ＳＮ，ＳＩ）は、振動子の振動周波数と対応する信
号を逓倍して作られるものであり、振動子の振動周波数
よりも周波数が高い。計数手段（５２，５３）は、前記
位相差パルス信号の高レベル期間又は低レベル期間に、
前記クロックパルスを計数する。この計数手段が計数す
るパルス数は、パルス幅ΔＴに対応するものである。ま
た、計数するクロックパルスは、振動子の振動周波数と
対応する信号を逓倍して作られるため、クロックパルス
の周期は振動周期Ｔと比例関係にある。従って、温度の
変動などに伴なって振動周期Ｔが変化しても、計数手段
が計数するパルス数は変化しない。つまり、計数手段の
計数値は、ΔＴ／Ｔ即ち回転角速度と比例関係になる。
１）が生成する位相差パルス信号（ＳＨ）のデュ−ティ
が、振動子に加わる回転角速度に対応して変化する。即
ち、位相差パルス信号（ＳＨ）のパルス幅をΔＴ、周期
をＴとすれば、ΔＴ／Ｔが検出すべき回転角速度にな
る。逓倍手段（１８）によって生成されるクロックパル
ス（ＳＮ，ＳＩ）は、振動子の振動周波数と対応する信
号を逓倍して作られるものであり、振動子の振動周波数
よりも周波数が高い。計数手段（５２，５３）は、前記
位相差パルス信号の高レベル期間又は低レベル期間に、
前記クロックパルスを計数する。この計数手段が計数す
るパルス数は、パルス幅ΔＴに対応するものである。ま
た、計数するクロックパルスは、振動子の振動周波数と
対応する信号を逓倍して作られるため、クロックパルス
の周期は振動周期Ｔと比例関係にある。従って、温度の
変動などに伴なって振動周期Ｔが変化しても、計数手段
が計数するパルス数は変化しない。つまり、計数手段の
計数値は、ΔＴ／Ｔ即ち回転角速度と比例関係になる。
【００１６】なお、前記振動子を駆動するために用いる
発振手段は、例えばＰＬＬ回路のような要素に内蔵され
る独立した発振器（２３）であってもよいし、前記振動
子を含む正帰還ル−プを形成する自励発振要素（４０
Ｃ，５０）であってもよい。
発振手段は、例えばＰＬＬ回路のような要素に内蔵され
る独立した発振器（２３）であってもよいし、前記振動
子を含む正帰還ル−プを形成する自励発振要素（４０
Ｃ，５０）であってもよい。
【００１７】いずれにしても本発明によれば、振動子の
振動周期の変動に伴なう誤差の発生を防止しうる。しか
も、振動子の振動周期を測定する回路や、その回路で測
定した振動周期とパルス幅との比率を計算する回路を設
ける必要がないため、装置の構成が簡略化される。ま
た、発振手段として自励発振要素（４０Ｃ，５０）を用
いる場合には、更に構成が簡略化される。
振動周期の変動に伴なう誤差の発生を防止しうる。しか
も、振動子の振動周期を測定する回路や、その回路で測
定した振動周期とパルス幅との比率を計算する回路を設
ける必要がないため、装置の構成が簡略化される。ま
た、発振手段として自励発振要素（４０Ｃ，５０）を用
いる場合には、更に構成が簡略化される。
【００１８】また請求項２の発明においては、前記逓倍
手段が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設
置された第１の分周器（１８），該第１の分周器とは異
なる分周比を有し第１の分周器の入力側に現われる信号
を分周する第２の分周器（５６），及び該第２の分周器
が出力する信号を逓倍する逓倍回路（３０）を含んでい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。
手段が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設
置された第１の分周器（１８），該第１の分周器とは異
なる分周比を有し第１の分周器の入力側に現われる信号
を分周する第２の分周器（５６），及び該第２の分周器
が出力する信号を逓倍する逓倍回路（３０）を含んでい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。
【００１９】例えば、第１の分周器の分周比を１／３２
とし、第２の分周器の分周比を１／３１とし、逓倍回路
の倍率を１０２４にすれば、振動子の振動周波数がｆの
場合に、クロックパルスの周波数が(1024×32／31)ｆに
なるため、周波数の比率は整数倍からずれる。このよう
にすると、前記位相差パルス信号の高レベル期間又は低
レベル期間の１周期内で計数されるクロックパルス数に
は端数が生じうる。実際には端数は計数できないので、
それは切り捨て又は切り上げされる。しかし、請求項２
では、計数期間生成手段（５５）が生成する信号（Ｓ
Ｊ）によって、前記計数手段は、位相差パルス信号の高
レベル期間又は低レベル期間の複数周期についてクロッ
クパルスを積算するように計数する。この場合、各周期
で、その中のクロックパルスの位相が少しずつずれるた
め、計数値の端数については、ある周期では切り捨てが
生じ、別のある周期では切り上げが生じ、切り捨ての誤
差と切り上げの誤差とが平滑化されるため、誤差は低減
される。
とし、第２の分周器の分周比を１／３１とし、逓倍回路
の倍率を１０２４にすれば、振動子の振動周波数がｆの
場合に、クロックパルスの周波数が(1024×32／31)ｆに
なるため、周波数の比率は整数倍からずれる。このよう
にすると、前記位相差パルス信号の高レベル期間又は低
レベル期間の１周期内で計数されるクロックパルス数に
は端数が生じうる。実際には端数は計数できないので、
それは切り捨て又は切り上げされる。しかし、請求項２
では、計数期間生成手段（５５）が生成する信号（Ｓ
Ｊ）によって、前記計数手段は、位相差パルス信号の高
レベル期間又は低レベル期間の複数周期についてクロッ
クパルスを積算するように計数する。この場合、各周期
で、その中のクロックパルスの位相が少しずつずれるた
め、計数値の端数については、ある周期では切り捨てが
生じ、別のある周期では切り上げが生じ、切り捨ての誤
差と切り上げの誤差とが平滑化されるため、誤差は低減
される。
【００２０】クロックパルス数の端数の読取りによっ
て、角速度の検出分解能が向上する。振動子の振動周波
数に対してクロックパルスの周波数が整数倍である時に
は、端数が生じないので、複数周期について計数値を積
算しても、読取分解能は向上しない。読取分解能を上げ
るためにクロックパルスの周波数を高くすると、カウン
タ等を高速で動作する回路で構成しなければならず、装
置のコストが増大するが、請求項２では比較的低い周波
数のクロックパルスを使用することができるので、安価
な装置を提供しうる。
て、角速度の検出分解能が向上する。振動子の振動周波
数に対してクロックパルスの周波数が整数倍である時に
は、端数が生じないので、複数周期について計数値を積
算しても、読取分解能は向上しない。読取分解能を上げ
るためにクロックパルスの周波数を高くすると、カウン
タ等を高速で動作する回路で構成しなければならず、装
置のコストが増大するが、請求項２では比較的低い周波
数のクロックパルスを使用することができるので、安価
な装置を提供しうる。
【００２１】また請求項３の発明では、逓倍手段が、互
いに直列に接続された分周器（５６）と逓倍回路（３０
Ｃ）を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路の逓倍
比との積が、整数からずれた関係に定められているた
め、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周波数
を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことができ
る。また、前記分周器が出力する信号によって、前記計
数手段の計数期間が前記振動子の振動周波数の複数周期
以上の期間に定められるので、請求項２の場合と同様
に、角速度の検出分解能が向上する。
いに直列に接続された分周器（５６）と逓倍回路（３０
Ｃ）を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路の逓倍
比との積が、整数からずれた関係に定められているた
め、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周波数
を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことができ
る。また、前記分周器が出力する信号によって、前記計
数手段の計数期間が前記振動子の振動周波数の複数周期
以上の期間に定められるので、請求項２の場合と同様
に、角速度の検出分解能が向上する。
【００２２】
【実施例】一実施例の回転角速度検出装置の構成を図１
に示し、図１の一部のブロックの詳細な構成を図２に示
し、図１に示すセンサ素子１０の外観を図３に示す。図
１ではセンサ素子１０は、図３の１Ａ−１Ａ線断面を示
している。センサ素子１０の円筒状圧電体２はその下端
で、上端が円板でその下面に丸棒状の脚が連続した素子
台１に、固着されている。円筒状圧電体２の外周面の略
上半分は機器ア−スに接続される基準電位電極３で覆わ
れているが、外周面の下半分領域には、４５度ピッチ
で、８個の同一形状の電極セグメントが接合されてい
る。図１に示す電気回路接続において、８個の電極セグ
メントの内、第１直径方向Ｄ１で相対向する１対の電極
セグメント４ａおよび４ｂがフィ−ドバック電極、第２
直径方向Ｄ２で相対向する１対の電極セグメント５ａお
よび５ｂは励振電極、第３直径方向Ｄ３で相対向する１
対の電極セグメント６ａおよび６ｂは検出電極である。
この例では、第４直径方向Ｄ４で相対向する１対の電極
セグメント７ａおよび７ｂは使用していない。
に示し、図１の一部のブロックの詳細な構成を図２に示
し、図１に示すセンサ素子１０の外観を図３に示す。図
１ではセンサ素子１０は、図３の１Ａ−１Ａ線断面を示
している。センサ素子１０の円筒状圧電体２はその下端
で、上端が円板でその下面に丸棒状の脚が連続した素子
台１に、固着されている。円筒状圧電体２の外周面の略
上半分は機器ア−スに接続される基準電位電極３で覆わ
れているが、外周面の下半分領域には、４５度ピッチ
で、８個の同一形状の電極セグメントが接合されてい
る。図１に示す電気回路接続において、８個の電極セグ
メントの内、第１直径方向Ｄ１で相対向する１対の電極
セグメント４ａおよび４ｂがフィ−ドバック電極、第２
直径方向Ｄ２で相対向する１対の電極セグメント５ａお
よび５ｂは励振電極、第３直径方向Ｄ３で相対向する１
対の電極セグメント６ａおよび６ｂは検出電極である。
この例では、第４直径方向Ｄ４で相対向する１対の電極
セグメント７ａおよび７ｂは使用していない。
【００２３】発振回路によって生成される交流電圧が、
センサ素子１０の励振電極５ａ，５ｂに印加され、それ
によって円筒状圧電体２が変形し振動する。また円筒状
圧電体２の振動によってフィ−ドバック電極４ａ，４ｂ
に現われる信号が、発振回路にフィ−ドバックされる。
フィ−ドバックされる信号を利用して、発振回路は円筒
状圧電体２がそれの共振周波数ｆｍと一致する周波数で
振動するように、出力信号の周波数を自動的に調整す
る。
センサ素子１０の励振電極５ａ，５ｂに印加され、それ
によって円筒状圧電体２が変形し振動する。また円筒状
圧電体２の振動によってフィ−ドバック電極４ａ，４ｂ
に現われる信号が、発振回路にフィ−ドバックされる。
フィ−ドバックされる信号を利用して、発振回路は円筒
状圧電体２がそれの共振周波数ｆｍと一致する周波数で
振動するように、出力信号の周波数を自動的に調整す
る。
【００２４】発振回路に電源が投入されると、ある電圧
が、励振電極５ａ，５ｂと基準電位電極３の間に加わ
り、これにより円筒状圧電体２が第２直径方向Ｄ２で広
がる。又は縮小する。この変形によりフィ−ドバック電
極４ａ，４ｂと基準電位電極３の間に、ある電圧が発生
する。円筒状圧電体２が共振周波数ｆｍで、第２直径方
向Ｄ２に、拡大／縮小振動する時の振動の縮小ピ−クで
の円筒状圧電体２を、図４に誇張して点線２Ｂで示し、
拡大ピ−クでの円筒状圧電体２を、図４に誇張して二点
鎖線２Ａで示す。図４から分かるように、第２直径方向
Ｄ２の拡大／縮小は第１直径方向Ｄ１の縮小／拡大であ
り、Ｄ２方向の縮小ピ−クにＤ１方向の拡大ピ−クが対
応する。したがってこの例では、円筒状圧電体２は、十
字方向（Ｄ１＆Ｄ２）に振動する。
が、励振電極５ａ，５ｂと基準電位電極３の間に加わ
り、これにより円筒状圧電体２が第２直径方向Ｄ２で広
がる。又は縮小する。この変形によりフィ−ドバック電
極４ａ，４ｂと基準電位電極３の間に、ある電圧が発生
する。円筒状圧電体２が共振周波数ｆｍで、第２直径方
向Ｄ２に、拡大／縮小振動する時の振動の縮小ピ−クで
の円筒状圧電体２を、図４に誇張して点線２Ｂで示し、
拡大ピ−クでの円筒状圧電体２を、図４に誇張して二点
鎖線２Ａで示す。図４から分かるように、第２直径方向
Ｄ２の拡大／縮小は第１直径方向Ｄ１の縮小／拡大であ
り、Ｄ２方向の縮小ピ−クにＤ１方向の拡大ピ−クが対
応する。したがってこの例では、円筒状圧電体２は、十
字方向（Ｄ１＆Ｄ２）に振動する。
【００２５】上述のように円筒状圧電体２が十字方向
（Ｄ１＆Ｄ２）に振動しているとき（図４の２点鎖線２
Ａ＆点線２Ｂ）、検出電極６ａ，６ｂは、振動の節に位
置するので、それらと基準電位電極３との間に現われる
電圧は低い。理想状態では電圧は現われないが、円筒状
圧電体２の形状が完全円筒ではないのである程度の電圧
は発生する。
（Ｄ１＆Ｄ２）に振動しているとき（図４の２点鎖線２
Ａ＆点線２Ｂ）、検出電極６ａ，６ｂは、振動の節に位
置するので、それらと基準電位電極３との間に現われる
電圧は低い。理想状態では電圧は現われないが、円筒状
圧電体２の形状が完全円筒ではないのである程度の電圧
は発生する。
【００２６】円筒状圧電体２が回転すると、例えば図４
に示すように時計方向に回転すると、この回転と円筒状
圧電体２の振動によりコリオリ力Ｆ１〜Ｆ４が発生し、
これにより円筒状圧電体２の振動方向（Ｄ２）が、例え
ば図４に実線２Ｃで示すように、第３直径方向Ｄ３（又
は第４直径方向Ｄ４）にねじれて（回転して）、検出電
極６ａ，６ｂに現われる電圧が大きくなると共に、該電
圧（交流）の位相がシフトする。この位相シフト量が、
円筒状圧電体２に加わっている回転角速度に対応する。
従って図１に示す装置には、検出電極６ａ，６ｂに現わ
れる信号の位相シフト量を測定する回路が備わってい
る。
に示すように時計方向に回転すると、この回転と円筒状
圧電体２の振動によりコリオリ力Ｆ１〜Ｆ４が発生し、
これにより円筒状圧電体２の振動方向（Ｄ２）が、例え
ば図４に実線２Ｃで示すように、第３直径方向Ｄ３（又
は第４直径方向Ｄ４）にねじれて（回転して）、検出電
極６ａ，６ｂに現われる電圧が大きくなると共に、該電
圧（交流）の位相がシフトする。この位相シフト量が、
円筒状圧電体２に加わっている回転角速度に対応する。
従って図１に示す装置には、検出電極６ａ，６ｂに現わ
れる信号の位相シフト量を測定する回路が備わってい
る。
【００２７】図１を参照して、円筒状圧電体２を励振す
る発振回路について説明する。ＰＬＬ（位相同期ル−
プ）回路２０の２つの入力端子には、それぞれ信号ＳＥ
及びＳＦが印加される。ＰＬＬ回路２０から出力される
信号（三角波）は、分周器１８及びロ−パスフィルタ１
４を通り、駆動信号ＳＡとして励振電極５ａ，５ｂに印
加される。また駆動信号ＳＡは、ロ−パスフィルタ１３
を介してシュミットトリガ付のインバ−タ１７に入力さ
れる。インバ−タ１７の出力に得られる二値信号ＳＤ
は、９０度移相回路４０を通って信号ＳＥに変換され
る。信号ＳＥは、信号ＳＤに対して位相が９０度遅れた
信号である。フィ−ドバック電極４ａ，４ｂに現われる
信号は、ロ−パスフィルタ１２を通り、シュミットトリ
ガ付のインバ−タ１６に入力される。インバ−タ１６の
出力に得られる二値信号ＳＦが、ＰＬＬ回路２０の一方
の入力端子に印加される。
る発振回路について説明する。ＰＬＬ（位相同期ル−
プ）回路２０の２つの入力端子には、それぞれ信号ＳＥ
及びＳＦが印加される。ＰＬＬ回路２０から出力される
信号（三角波）は、分周器１８及びロ−パスフィルタ１
４を通り、駆動信号ＳＡとして励振電極５ａ，５ｂに印
加される。また駆動信号ＳＡは、ロ−パスフィルタ１３
を介してシュミットトリガ付のインバ−タ１７に入力さ
れる。インバ−タ１７の出力に得られる二値信号ＳＤ
は、９０度移相回路４０を通って信号ＳＥに変換され
る。信号ＳＥは、信号ＳＤに対して位相が９０度遅れた
信号である。フィ−ドバック電極４ａ，４ｂに現われる
信号は、ロ−パスフィルタ１２を通り、シュミットトリ
ガ付のインバ−タ１６に入力される。インバ−タ１６の
出力に得られる二値信号ＳＦが、ＰＬＬ回路２０の一方
の入力端子に印加される。
【００２８】ロ−パスフィルタ１２及び１４は、入力信
号に含まれる高調波成分を除去し、基本波（円筒状圧電
体２の共振周波数と一致する周波数の正弦波）成分のみ
を抽出するものである。ロ−パスフィルタ１３は、ロ−
パスフィルタ１２により生じる位相ずれの影響を打ち消
すために設けてある。ロ−パスフィルタ１２，１３及び
１４は、円筒状圧電体２の共振周波数よりも少し高い遮
断周波数を有している。円筒状圧電体２の共振周波数
は、温度の変動などに伴なって多少は変化するが、大き
な変化は生じないので、ロ−パスフィルタ１２，１３及
び１４の遮断周波数は固定されている。
号に含まれる高調波成分を除去し、基本波（円筒状圧電
体２の共振周波数と一致する周波数の正弦波）成分のみ
を抽出するものである。ロ−パスフィルタ１３は、ロ−
パスフィルタ１２により生じる位相ずれの影響を打ち消
すために設けてある。ロ−パスフィルタ１２，１３及び
１４は、円筒状圧電体２の共振周波数よりも少し高い遮
断周波数を有している。円筒状圧電体２の共振周波数
は、温度の変動などに伴なって多少は変化するが、大き
な変化は生じないので、ロ−パスフィルタ１２，１３及
び１４の遮断周波数は固定されている。
【００２９】ＰＬＬ回路２０は、図２に示すように、位
相比較器２１，ル−プフィルタ２２及びＶＣＯ（電圧制
御発振器）２３で構成されている。位相比較器２１は、
それの２つの入力端子に入力されるパルス信号間の位相
差に応じたパルス幅のパルス信号を出力する。ル−プフ
ィルタ２２は、位相比較器２１が出力する信号のパルス
幅に応じたアナログ電圧の信号を出力する。この信号が
ＶＣＯ２３に入力される。ＶＣＯ２３は、入力電圧に応
じた周波数の三角波信号を出力する。従って、ＰＬＬ回
路２０は、その２つの入力端子に入力されるパルス信号
間の位相差が零になるように、ＰＬＬ回路２０から出力
される三角波信号の周波数を自動的に調節する。
相比較器２１，ル−プフィルタ２２及びＶＣＯ（電圧制
御発振器）２３で構成されている。位相比較器２１は、
それの２つの入力端子に入力されるパルス信号間の位相
差に応じたパルス幅のパルス信号を出力する。ル−プフ
ィルタ２２は、位相比較器２１が出力する信号のパルス
幅に応じたアナログ電圧の信号を出力する。この信号が
ＶＣＯ２３に入力される。ＶＣＯ２３は、入力電圧に応
じた周波数の三角波信号を出力する。従って、ＰＬＬ回
路２０は、その２つの入力端子に入力されるパルス信号
間の位相差が零になるように、ＰＬＬ回路２０から出力
される三角波信号の周波数を自動的に調節する。
【００３０】９０度移相回路４０は、図２に示すよう
に、位相比較器４１，ル−プフィルタ４２，ＶＣＯ４
３，分周器４４，フリップフロップ４５及び４６で構成
されている。この中で、位相比較器４１，ル−プフィル
タ４２，ＶＣＯ４３及び分周器４４は、逓倍回路を構成
している。ＰＬＬ回路２０の場合と同様に、位相比較器
４１は、それの２つの入力端子に入力されるパルス信号
間の位相差に応じたパルス幅のパルス信号を出力する。
ル−プフィルタ４２は、位相比較器４１が出力する信号
のパルス幅に応じたアナログ電圧の信号を出力する。こ
の信号がＶＣＯ４３に入力される。ＶＣＯ４３は、入力
電圧に応じた周波数の三角波信号を出力する。ＶＣＯ４
３の出力信号は、分周器４４によって周波数が１／４に
分周されて位相比較器４１の一方の入力端子にフィ−ド
バックされる。従って、この逓倍回路では、９０度移相
回路４０に入力される信号の周波数ｆに対して４倍の周
波数の信号をＶＣＯ４３が出力する時に、位相比較器４
１の２つの入力端子に入力されるパルス信号間の位相差
が零になり、ロックされる。即ち、ＶＣＯ４３の出力信
号の周波数は４・ｆになる。
に、位相比較器４１，ル−プフィルタ４２，ＶＣＯ４
３，分周器４４，フリップフロップ４５及び４６で構成
されている。この中で、位相比較器４１，ル−プフィル
タ４２，ＶＣＯ４３及び分周器４４は、逓倍回路を構成
している。ＰＬＬ回路２０の場合と同様に、位相比較器
４１は、それの２つの入力端子に入力されるパルス信号
間の位相差に応じたパルス幅のパルス信号を出力する。
ル−プフィルタ４２は、位相比較器４１が出力する信号
のパルス幅に応じたアナログ電圧の信号を出力する。こ
の信号がＶＣＯ４３に入力される。ＶＣＯ４３は、入力
電圧に応じた周波数の三角波信号を出力する。ＶＣＯ４
３の出力信号は、分周器４４によって周波数が１／４に
分周されて位相比較器４１の一方の入力端子にフィ−ド
バックされる。従って、この逓倍回路では、９０度移相
回路４０に入力される信号の周波数ｆに対して４倍の周
波数の信号をＶＣＯ４３が出力する時に、位相比較器４
１の２つの入力端子に入力されるパルス信号間の位相差
が零になり、ロックされる。即ち、ＶＣＯ４３の出力信
号の周波数は４・ｆになる。
【００３１】ＶＣＯ４３の出力信号は、フリップフロッ
プ４５及び４６にクロックパルスとして印加される。そ
してフリップフロップ４６の出力端子（Ｑ）には、ＶＣ
Ｏ４３の出力信号Ｓ４３に対してそれの１周期分位相が
遅れ、周期が信号Ｓ４３の４倍の信号Ｓ４２が得られ
る。即ち、９０度移相回路４０の出力信号Ｓ４２は、入
力信号Ｓ４１と周波数が同一で、位相が９０度遅れたも
のになる。９０度移相回路４０における移相量は、入力
信号Ｓ４１の４倍の周波数の１周期分であるため、入力
信号Ｓ４１の周波数が変動する場合であっても、移相量
は常時９０度に維持される。
プ４５及び４６にクロックパルスとして印加される。そ
してフリップフロップ４６の出力端子（Ｑ）には、ＶＣ
Ｏ４３の出力信号Ｓ４３に対してそれの１周期分位相が
遅れ、周期が信号Ｓ４３の４倍の信号Ｓ４２が得られ
る。即ち、９０度移相回路４０の出力信号Ｓ４２は、入
力信号Ｓ４１と周波数が同一で、位相が９０度遅れたも
のになる。９０度移相回路４０における移相量は、入力
信号Ｓ４１の４倍の周波数の１周期分であるため、入力
信号Ｓ４１の周波数が変動する場合であっても、移相量
は常時９０度に維持される。
【００３２】再び図１を参照して説明を続ける。円筒状
圧電体２がそれの共振周波数で振動している時には、フ
ィ−ドバック電極４ａ，４ｂに現われる信号は、励振電
極５ａ，５ｂに印加する信号に対して９０度の位相差を
有しているが、信号の周波数が共振周波数からずれる
と、位相差が変化する。ＰＬＬ回路２０の一方の入力端
子には励振電極５ａ，５ｂに印加する信号を９０度移相
回路４０で９０度遅らせた信号ＳＥが印加され、ＰＬＬ
回路２０の他方の入力端子には、フィ−ドバック電極４
ａ，４ｂに現われる信号から生成した信号ＳＦが印加さ
れるので、円筒状圧電体２がそれの共振周波数で振動し
ている時には、ＰＬＬ回路２０がロック状態になり、振
動周波数は一定であるが、例えば温度変化によって共振
周波数が振動周波数からずれると、ＰＬＬ回路２０の２
つの入力信号の位相がずれるので、そのずれがなくなる
ように、ＰＬＬ回路２０が振動周波数を調節する。従っ
て、円筒状圧電体２は常時それの共振周波数で振動する
ように駆動される。
圧電体２がそれの共振周波数で振動している時には、フ
ィ−ドバック電極４ａ，４ｂに現われる信号は、励振電
極５ａ，５ｂに印加する信号に対して９０度の位相差を
有しているが、信号の周波数が共振周波数からずれる
と、位相差が変化する。ＰＬＬ回路２０の一方の入力端
子には励振電極５ａ，５ｂに印加する信号を９０度移相
回路４０で９０度遅らせた信号ＳＥが印加され、ＰＬＬ
回路２０の他方の入力端子には、フィ−ドバック電極４
ａ，４ｂに現われる信号から生成した信号ＳＦが印加さ
れるので、円筒状圧電体２がそれの共振周波数で振動し
ている時には、ＰＬＬ回路２０がロック状態になり、振
動周波数は一定であるが、例えば温度変化によって共振
周波数が振動周波数からずれると、ＰＬＬ回路２０の２
つの入力信号の位相がずれるので、そのずれがなくなる
ように、ＰＬＬ回路２０が振動周波数を調節する。従っ
て、円筒状圧電体２は常時それの共振周波数で振動する
ように駆動される。
【００３３】ところで、ロ−パスフィルタ１２，１３及
び１４は各々時定数回路であり、入力と出力との間に位
相差が生じる。またこの位相差は、信号の周波数に応じ
て変化する。しかし、ロ−パスフィルタ１４によって生
じる位相ずれは、信号ＳＥとＳＦに共通に影響を及ぼ
す。また、ロ−パスフィルタ１２によって生じる位相ず
れの信号ＳＦに対する影響と、ロ−パスフィルタ１３に
よって生じる位相ずれの信号ＳＥに対する影響とが略同
一であるため、両者の影響はＰＬＬ回路２０に対しては
互いに相殺される。即ち、ロ−パスフィルタ１２，１３
及び１４によって生じる位相ずれは、ＰＬＬ回路２０に
実質的に影響を及ぼさないため、振動周波数が変動して
も、円筒状圧電体２は常時共振状態に維持される。
び１４は各々時定数回路であり、入力と出力との間に位
相差が生じる。またこの位相差は、信号の周波数に応じ
て変化する。しかし、ロ−パスフィルタ１４によって生
じる位相ずれは、信号ＳＥとＳＦに共通に影響を及ぼ
す。また、ロ−パスフィルタ１２によって生じる位相ず
れの信号ＳＦに対する影響と、ロ−パスフィルタ１３に
よって生じる位相ずれの信号ＳＥに対する影響とが略同
一であるため、両者の影響はＰＬＬ回路２０に対しては
互いに相殺される。即ち、ロ−パスフィルタ１２，１３
及び１４によって生じる位相ずれは、ＰＬＬ回路２０に
実質的に影響を及ぼさないため、振動周波数が変動して
も、円筒状圧電体２は常時共振状態に維持される。
【００３４】次に、回転角速度を測定する回路について
説明する。円筒状圧電体２の検出電極６ａ，６ｂに現わ
れる信号は、ロ−パスフィルタ１１を通り、シュミット
トリガ付のインバ−タ１５に印加され、二値信号ＳＧに
変換される。この信号ＳＧがイクスクル−シブオアゲ−
ト５１の一方の入力端子に印加される。またイクスクル
−シブオアゲ−ト５１の他方の入力端子には、フィ−ド
バック電極４ａ，４ｂに現われる信号から生成した信号
ＳＦが印加される。イクスクル−シブオアゲ−ト５１の
出力信号ＳＨは、ナンドゲ−ト５２の一方の入力端子に
印加される。ナンドゲ−ト５２の他方の入力端子には、
逓倍回路３０の出力信号ＳＩが印加される。逓倍回路３
０の入力には、分周器５６の出力信号が印加される。分
周器５６の入力端子には、前記ＰＬＬ回路２０の出力信
号ＳＮが印加される。またこの信号ＳＮは、カウンタ５
５にクロックパルスとして印加される。カウンタ５５が
出力するキャリ−信号ＳＪは、カウンタ５３のクリア端
子及びラッチ５４のクロック端子に印加される。ナンド
ゲ−ト５２の出力信号ＳＫは、カウンタ５３にクロック
パルス（計数信号）として印加される。カウンタ５３の
計数値ＳＬは、ラッチ５４の入力端子に印加される。
説明する。円筒状圧電体２の検出電極６ａ，６ｂに現わ
れる信号は、ロ−パスフィルタ１１を通り、シュミット
トリガ付のインバ−タ１５に印加され、二値信号ＳＧに
変換される。この信号ＳＧがイクスクル−シブオアゲ−
ト５１の一方の入力端子に印加される。またイクスクル
−シブオアゲ−ト５１の他方の入力端子には、フィ−ド
バック電極４ａ，４ｂに現われる信号から生成した信号
ＳＦが印加される。イクスクル−シブオアゲ−ト５１の
出力信号ＳＨは、ナンドゲ−ト５２の一方の入力端子に
印加される。ナンドゲ−ト５２の他方の入力端子には、
逓倍回路３０の出力信号ＳＩが印加される。逓倍回路３
０の入力には、分周器５６の出力信号が印加される。分
周器５６の入力端子には、前記ＰＬＬ回路２０の出力信
号ＳＮが印加される。またこの信号ＳＮは、カウンタ５
５にクロックパルスとして印加される。カウンタ５５が
出力するキャリ−信号ＳＪは、カウンタ５３のクリア端
子及びラッチ５４のクロック端子に印加される。ナンド
ゲ−ト５２の出力信号ＳＫは、カウンタ５３にクロック
パルス（計数信号）として印加される。カウンタ５３の
計数値ＳＬは、ラッチ５４の入力端子に印加される。
【００３５】この実施例では、分周器１８は入力信号に
対して周期が３２倍の信号を出力する。また分周器５６
は、入力信号に対して周期が３１倍の信号を出力する。
また逓倍回路３０は、入力信号に対して周波数が１０２
４倍の信号を出力する。カウンタ５５は、９９２進カウ
ンタである。従って、信号ＳＡの周期及び周波数をそれ
ぞれＴ及びｆとすれば、各信号の周期及び周波数は次の
通りである。
対して周期が３２倍の信号を出力する。また分周器５６
は、入力信号に対して周期が３１倍の信号を出力する。
また逓倍回路３０は、入力信号に対して周波数が１０２
４倍の信号を出力する。カウンタ５５は、９９２進カウ
ンタである。従って、信号ＳＡの周期及び周波数をそれ
ぞれＴ及びｆとすれば、各信号の周期及び周波数は次の
通りである。
【００３６】
ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ： Ｔ， ｆ
ＳＮ： Ｔ／３２， ３２ｆ
ＳＪ： ３１Ｔ， ｆ／３１
ＳＩ： 31Ｔ／(32×1024)， (32×1024)ｆ／31
信号ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＦ，ＳＧ及びＳ
Ｈのタイミングの例を図５に示す。信号ＳＡとＳＢとの
位相差は、ＰＬＬ回路２０の制御によって常時９０度に
維持される。信号ＳＢ（ＳＦ）と信号ＳＣ（ＳＧ）との
位相差は、円筒状圧電体２に加わる回転角速度に比例し
て変化する。イクスクル−シブオアゲ−ト５１が出力す
る信号ＳＨのパルス幅をΔＴとすれば、ΔＴ／Ｔが、信
号ＳＦと信号ＳＧとの位相差、即ち角速度に比例して変
化する。従って、ΔＴ／Ｔを測定すれば、角速度を示す
情報が得られる。
Ｈのタイミングの例を図５に示す。信号ＳＡとＳＢとの
位相差は、ＰＬＬ回路２０の制御によって常時９０度に
維持される。信号ＳＢ（ＳＦ）と信号ＳＣ（ＳＧ）との
位相差は、円筒状圧電体２に加わる回転角速度に比例し
て変化する。イクスクル−シブオアゲ−ト５１が出力す
る信号ＳＨのパルス幅をΔＴとすれば、ΔＴ／Ｔが、信
号ＳＦと信号ＳＧとの位相差、即ち角速度に比例して変
化する。従って、ΔＴ／Ｔを測定すれば、角速度を示す
情報が得られる。
【００３７】逓倍回路３０は、図２に示すように、位相
比較器３１，ル−プフィルタ３２，ＶＣＯ３３及び分周
器３４で構成されている。逓倍回路３０における分周器
３４の分周比は１０２４になっている。従って、逓倍回
路３０の出力には、入力信号の１０２４倍の周波数の信
号が得られる。
比較器３１，ル−プフィルタ３２，ＶＣＯ３３及び分周
器３４で構成されている。逓倍回路３０における分周器
３４の分周比は１０２４になっている。従って、逓倍回
路３０の出力には、入力信号の１０２４倍の周波数の信
号が得られる。
【００３８】図６に示すように、信号ＳＨは周期Ｔ毎に
ΔＴだけ高レベルＨになる。そして信号ＳＨが高レベル
の期間に、信号ＳＩのパルスが信号ＳＫに現われる。こ
の信号ＳＫのパルス数、即ち角速度に対応するΔＴ相当
の時間が、カウンタ５３によって計数される。カウンタ
５３をクリアする信号ＳＪの周期が３１Ｔであるため、
カウンタ５３は、３１Ｔの間に、ΔＴ×３１の時間積算
値を計算し、その積算値がラッチ５４に保持され信号Ｓ
Ｍとして出力される。
ΔＴだけ高レベルＨになる。そして信号ＳＨが高レベル
の期間に、信号ＳＩのパルスが信号ＳＫに現われる。こ
の信号ＳＫのパルス数、即ち角速度に対応するΔＴ相当
の時間が、カウンタ５３によって計数される。カウンタ
５３をクリアする信号ＳＪの周期が３１Ｔであるため、
カウンタ５３は、３１Ｔの間に、ΔＴ×３１の時間積算
値を計算し、その積算値がラッチ５４に保持され信号Ｓ
Ｍとして出力される。
【００３９】ところで、図１に示す回路において、分周
器１８の分周比と分周器５６の分周比とを異なる値に定
めているのには特別な理由がある。即ち、カウンタ５３
の計数パルスになる信号ＳＩの周波数を、円筒状圧電体
２の振動周期数（１／Ｔ）の整数倍からずらすことによ
って、信号ＳＩの周波数をあまり高くすることなく、測
定精度を高めることができる。
器１８の分周比と分周器５６の分周比とを異なる値に定
めているのには特別な理由がある。即ち、カウンタ５３
の計数パルスになる信号ＳＩの周波数を、円筒状圧電体
２の振動周期数（１／Ｔ）の整数倍からずらすことによ
って、信号ＳＩの周波数をあまり高くすることなく、測
定精度を高めることができる。
【００４０】図１に示す回路において、仮に、分周器５
６の分周比を１／３２に変更すると信号ＳＩの周波数が
１０２４ｆになるので、位相差（ΔＴ／Ｔ）を測定する
場合の分解能が１／１０２４になり、微妙な角速度の変
化を測定することができない。分解能を高めるために、
信号ＳＩの周波数を上げると、カウンタ５３等の測定回
路を高速で動作する特殊な回路で構成しなければなら
ず、非常に高価になってしまう。
６の分周比を１／３２に変更すると信号ＳＩの周波数が
１０２４ｆになるので、位相差（ΔＴ／Ｔ）を測定する
場合の分解能が１／１０２４になり、微妙な角速度の変
化を測定することができない。分解能を高めるために、
信号ＳＩの周波数を上げると、カウンタ５３等の測定回
路を高速で動作する特殊な回路で構成しなければなら
ず、非常に高価になってしまう。
【００４１】図１に示す実際の回路においては、信号Ｓ
Ｉの周波数が(32×1024)ｆ／31であるため、例えば時間
Ｔの間のＳＩのパルス数は３２×１０２４／３１個にな
る。デジタル回路においては通常、パルス数の小数点以
下は切り捨て又は切り上げられるため、それが誤差にな
る。しかし図１の回路では、分周器１８と分周器５６の
分周比がずれているため、時間Ｔの中でＳＩのパルスが
現われる位相は、時間とともに少しずつずれることにな
り、ある周期においては時間Ｔの中で計数されるＳＩの
パルス数の小数点以下が切り捨てられるが、別のある周
期においては時間Ｔの中で計数されるＳＩのパルス数の
小数点以下が切り上げられる。従って、複数周期の中で
計数したパルス数を平均化すれば、誤差が低減される。
Ｉの周波数が(32×1024)ｆ／31であるため、例えば時間
Ｔの間のＳＩのパルス数は３２×１０２４／３１個にな
る。デジタル回路においては通常、パルス数の小数点以
下は切り捨て又は切り上げられるため、それが誤差にな
る。しかし図１の回路では、分周器１８と分周器５６の
分周比がずれているため、時間Ｔの中でＳＩのパルスが
現われる位相は、時間とともに少しずつずれることにな
り、ある周期においては時間Ｔの中で計数されるＳＩの
パルス数の小数点以下が切り捨てられるが、別のある周
期においては時間Ｔの中で計数されるＳＩのパルス数の
小数点以下が切り上げられる。従って、複数周期の中で
計数したパルス数を平均化すれば、誤差が低減される。
【００４２】実際には、カウンタ５３の計数周期を定め
る信号ＳＪの周期が３１Ｔであるため、ΔＴに対する時
間の測定が３１回繰り返され、３１Ｔの期間のΔＴの積
算値、即ち切り捨てと切り上げの誤差を平滑化した値
が、カウンタ５３で計数され、それがラッチ５４に保持
される。即ち、３１Ｔの期間のＳＩのパルス数が３２×
１０２４であるため、位相差（ΔＴ／Ｔ）の測定分解能
は、１／(３２×１０２４)になる。従って、分周器１８
と分周器５６の分周比を同一にする場合と比べて、分解
能が３２倍になる。これにより、信号ＳＪの周波数が低
い場合でも、角速度を高精度で測定しうる。
る信号ＳＪの周期が３１Ｔであるため、ΔＴに対する時
間の測定が３１回繰り返され、３１Ｔの期間のΔＴの積
算値、即ち切り捨てと切り上げの誤差を平滑化した値
が、カウンタ５３で計数され、それがラッチ５４に保持
される。即ち、３１Ｔの期間のＳＩのパルス数が３２×
１０２４であるため、位相差（ΔＴ／Ｔ）の測定分解能
は、１／(３２×１０２４)になる。従って、分周器１８
と分周器５６の分周比を同一にする場合と比べて、分解
能が３２倍になる。これにより、信号ＳＪの周波数が低
い場合でも、角速度を高精度で測定しうる。
【００４３】例えば、円筒状圧電体２の振動周波数が８
ＫＨｚの場合に、０.０２度の分解能で位相差を検出す
るためには、一般的な回路では１４４ＭＨｚのクロック
パルスを計数しなければならず、回路の構成が極めて難
しいが、この実施例の場合、クロックパルス（ＳＩ）の
周波数を約４.８ＭＨｚに下げることができるため、回
路構成が非常に簡単になる。
ＫＨｚの場合に、０.０２度の分解能で位相差を検出す
るためには、一般的な回路では１４４ＭＨｚのクロック
パルスを計数しなければならず、回路の構成が極めて難
しいが、この実施例の場合、クロックパルス（ＳＩ）の
周波数を約４.８ＭＨｚに下げることができるため、回
路構成が非常に簡単になる。
【００４４】変形実施例の回転角速度検出装置の構成を
図７に示す。図７において、前記実施例と同一の構成要
素には同一の符号を付して示してある。この実施例にお
いては、ＰＬＬ回路のＶＣＯ２３が出力する信号ＳＮを
逓倍回路３０Ｂで逓倍して生成したクロックパルスＳＯ
を、ナンドゲ−ト５２を介してカウンタ５３で計数する
ように構成してある。従って、クロックパルスＳＯの周
波数は、円筒状圧電体２の振動周波数に対して整数倍に
なっている。また、信号ＳＨの立ち下がりのタイミング
で、ラッチ５４のラッチ制御と、カウンタ５３のクリア
制御を実施している。従ってこの実施例では、信号ＳＨ
の一周期毎に、クロックパルスＳＯのパルス数の計数と
クリアが実施される。前記実施例と同様の検出分解能を
得るためには、クロックパルスＳＯの周波数を高くする
必要がある。
図７に示す。図７において、前記実施例と同一の構成要
素には同一の符号を付して示してある。この実施例にお
いては、ＰＬＬ回路のＶＣＯ２３が出力する信号ＳＮを
逓倍回路３０Ｂで逓倍して生成したクロックパルスＳＯ
を、ナンドゲ−ト５２を介してカウンタ５３で計数する
ように構成してある。従って、クロックパルスＳＯの周
波数は、円筒状圧電体２の振動周波数に対して整数倍に
なっている。また、信号ＳＨの立ち下がりのタイミング
で、ラッチ５４のラッチ制御と、カウンタ５３のクリア
制御を実施している。従ってこの実施例では、信号ＳＨ
の一周期毎に、クロックパルスＳＯのパルス数の計数と
クリアが実施される。前記実施例と同様の検出分解能を
得るためには、クロックパルスＳＯの周波数を高くする
必要がある。
【００４５】また図７に示す実施例では、９０度移相回
路４０Ｂを、ロ−パスフィルタ１４の出力と、励振電極
５ａ，５ｂとの間に介挿してあり、インバ−タ１７の出
力信号をそのまま位相比較器２１に入力するように構成
してある。更にこの実施例では、９０度移相回路４０Ｂ
を、演算増幅器を用いた積分回路で構成してある。９０
度移相回路４０Ｂに入力される信号は正弦波（ｓｉｎ波
形）であるため、それを積分することによって、入力に
対し９０度位相がずれた信号（ｃｏｓ波形）が得られ
る。９０度移相回路４０Ｂの移相量は、信号の周波数の
変動とは無関係である。
路４０Ｂを、ロ−パスフィルタ１４の出力と、励振電極
５ａ，５ｂとの間に介挿してあり、インバ−タ１７の出
力信号をそのまま位相比較器２１に入力するように構成
してある。更にこの実施例では、９０度移相回路４０Ｂ
を、演算増幅器を用いた積分回路で構成してある。９０
度移相回路４０Ｂに入力される信号は正弦波（ｓｉｎ波
形）であるため、それを積分することによって、入力に
対し９０度位相がずれた信号（ｃｏｓ波形）が得られ
る。９０度移相回路４０Ｂの移相量は、信号の周波数の
変動とは無関係である。
【００４６】尚、上記各実施例においては、円筒状圧電
体２を常時共振状態で振動させるために、励振電極５
ａ，５ｂの信号とフィ−ドバック電極４ａ，４ｂの信号
との位相差が９０度になるようにＰＬＬ回路２０で制御
しているが、この位相差は必ずしも９０度である必要は
ない。即ち、他に共振する位相差があればその位相差に
なるように制御を変更してもよい。また実際には、回路
定数や振動子の特性のばらつき等によって、振動子は理
論値である９０度から多少ずれた位相差がある時に最大
の共振状態になる場合が考えられる。従って例えば、位
相差の理論値を９０度とした場合、実際には８０度〜１
００度程度の範囲内で位相差を制御する可能性もある。
また、振動子の振動周波数は、それの共振周波数と完全
に一致させなくてもよい。振動周波数を共振周波数と一
致させるのが最も好ましいが、振動周波数が共振周波数
の付近にあれば、ある程度ノイズの発生を防ぐことがで
き、実用上は問題が生じない。
体２を常時共振状態で振動させるために、励振電極５
ａ，５ｂの信号とフィ−ドバック電極４ａ，４ｂの信号
との位相差が９０度になるようにＰＬＬ回路２０で制御
しているが、この位相差は必ずしも９０度である必要は
ない。即ち、他に共振する位相差があればその位相差に
なるように制御を変更してもよい。また実際には、回路
定数や振動子の特性のばらつき等によって、振動子は理
論値である９０度から多少ずれた位相差がある時に最大
の共振状態になる場合が考えられる。従って例えば、位
相差の理論値を９０度とした場合、実際には８０度〜１
００度程度の範囲内で位相差を制御する可能性もある。
また、振動子の振動周波数は、それの共振周波数と完全
に一致させなくてもよい。振動周波数を共振周波数と一
致させるのが最も好ましいが、振動周波数が共振周波数
の付近にあれば、ある程度ノイズの発生を防ぐことがで
き、実用上は問題が生じない。
【００４７】もう１つの変形実施例の回転角速度検出装
置の構成を図８に示す。図８において、前記実施例と同
一の構成要素には同一の符号を付して示してある。この
実施例においては、円筒状圧電体２を駆動するために、
それ自身を含む自励発振回路を構成している。即ち、円
筒状圧電体２のフィ−ドバック電極４ａ，４ｂから出力
される信号は、９０度移相回路４０Ｃで９０度位相シフ
トされ、増幅器５０で増幅されて励振電極５ａ，５ｂに
印加される。円筒状圧電体２が振動すると、励振電極５
ａ，５ｂの信号に対して９０度位相がずれた信号がフィ
−ドバック電極４ａ，４ｂに現われるが、その信号を９
０度移相回路４０Ｃで９０度位相シフトすることによっ
て、以前に励振電極５ａ，５ｂに印加した信号と同位相
の信号が得られる。この信号が増幅器５０で増幅され、
再び励振電極５ａ，５ｂに印加されるので、励振電極５
ａ，５ｂ−円筒状圧電体２−フィ−ドバック電極４ａ，
４ｂ−９０度移相回路４０Ｃ−増幅器５０−励振電極５
ａ，５ｂの閉ル−プにおいて正帰還が生じ、増幅器５０
の働きによりル−プゲインが１を越えるので、このル−
プに発振が生じる。
置の構成を図８に示す。図８において、前記実施例と同
一の構成要素には同一の符号を付して示してある。この
実施例においては、円筒状圧電体２を駆動するために、
それ自身を含む自励発振回路を構成している。即ち、円
筒状圧電体２のフィ−ドバック電極４ａ，４ｂから出力
される信号は、９０度移相回路４０Ｃで９０度位相シフ
トされ、増幅器５０で増幅されて励振電極５ａ，５ｂに
印加される。円筒状圧電体２が振動すると、励振電極５
ａ，５ｂの信号に対して９０度位相がずれた信号がフィ
−ドバック電極４ａ，４ｂに現われるが、その信号を９
０度移相回路４０Ｃで９０度位相シフトすることによっ
て、以前に励振電極５ａ，５ｂに印加した信号と同位相
の信号が得られる。この信号が増幅器５０で増幅され、
再び励振電極５ａ，５ｂに印加されるので、励振電極５
ａ，５ｂ−円筒状圧電体２−フィ−ドバック電極４ａ，
４ｂ−９０度移相回路４０Ｃ−増幅器５０−励振電極５
ａ，５ｂの閉ル−プにおいて正帰還が生じ、増幅器５０
の働きによりル−プゲインが１を越えるので、このル−
プに発振が生じる。
【００４８】なお、９０度移相回路４０Ｃの構成は、図
７の９０度移相回路４０Ｂと同一である。
７の９０度移相回路４０Ｂと同一である。
【００４９】分周器５６は、フィ−ドバック電極４ａ，
４ｂに得られる信号から、その周波数を１／３１に分周
した信号を生成する。また逓倍回路３０Ｃは、分周器５
６が出力する信号から、その周波数を３２×１０２４倍
に逓倍した信号を生成する。従って、分周器５６の分周
比（１／３１）と逓倍回路３０Ｃの逓倍比（３２×１０
２４）との積は、（３２×１０２４／３１）であり、整
数からずらしてある。逓倍回路３０Ｃが出力する信号Ｓ
Ｏは、クロックパルスとしてアンドゲ−ト５２の一方の
入力に印加される。また、分周器５６が出力する信号Ｓ
Ｊは、１回の計数期間を定める信号としてカウンタ５３
及びラッチ５４に印加される。
４ｂに得られる信号から、その周波数を１／３１に分周
した信号を生成する。また逓倍回路３０Ｃは、分周器５
６が出力する信号から、その周波数を３２×１０２４倍
に逓倍した信号を生成する。従って、分周器５６の分周
比（１／３１）と逓倍回路３０Ｃの逓倍比（３２×１０
２４）との積は、（３２×１０２４／３１）であり、整
数からずらしてある。逓倍回路３０Ｃが出力する信号Ｓ
Ｏは、クロックパルスとしてアンドゲ−ト５２の一方の
入力に印加される。また、分周器５６が出力する信号Ｓ
Ｊは、１回の計数期間を定める信号としてカウンタ５３
及びラッチ５４に印加される。
【００５０】分周器５６の分周比（１／３１）と逓倍回
路３０Ｃの逓倍比（３２×１０２４）との積を整数から
ずらした理由は、図１に示す実施例の場合と同様であ
る。即ち、カウンタ５３の計数パルスになる信号ＳＯの
周波数を円筒状圧電体２の振動周波数（１／Ｔ）の整数
倍からずらすことによって、信号ＳＯの周波数をあまり
高くすることなく、測定精度を高めることができる。
路３０Ｃの逓倍比（３２×１０２４）との積を整数から
ずらした理由は、図１に示す実施例の場合と同様であ
る。即ち、カウンタ５３の計数パルスになる信号ＳＯの
周波数を円筒状圧電体２の振動周波数（１／Ｔ）の整数
倍からずらすことによって、信号ＳＯの周波数をあまり
高くすることなく、測定精度を高めることができる。
【００５１】図８に示す実際の回路においては、信号Ｓ
Ｏの周波数が(32×1024)ｆ／31であるため、例えば時間
Ｔの間のＳＯのパルス数は３２×１０２４／３１個にな
る。デジタル回路においては通常、パルス数の小数点以
下は切り捨て又は切り上げられるため、それが誤差にな
る。しかし図８の回路では、分周器５６の分周比（１／
３１）と逓倍回路３０Ｃの逓倍比（３２×１０２４）と
の積が整数からずれているため、時間Ｔの中でＳＯのパ
ルスが現われる位相は、時間とともに少しずつずれるこ
とになり、ある周期においては時間Ｔの中で計数される
ＳＯのパルス数の小数点以下が切り捨てられるが、別の
ある周期においては時間Ｔの中で計数されるＳＯのパル
ス数の小数点以下が切り上げられる。従って、複数周期
の中で計数したパルス数を平均化すれば、誤差が低減さ
れる。
Ｏの周波数が(32×1024)ｆ／31であるため、例えば時間
Ｔの間のＳＯのパルス数は３２×１０２４／３１個にな
る。デジタル回路においては通常、パルス数の小数点以
下は切り捨て又は切り上げられるため、それが誤差にな
る。しかし図８の回路では、分周器５６の分周比（１／
３１）と逓倍回路３０Ｃの逓倍比（３２×１０２４）と
の積が整数からずれているため、時間Ｔの中でＳＯのパ
ルスが現われる位相は、時間とともに少しずつずれるこ
とになり、ある周期においては時間Ｔの中で計数される
ＳＯのパルス数の小数点以下が切り捨てられるが、別の
ある周期においては時間Ｔの中で計数されるＳＯのパル
ス数の小数点以下が切り上げられる。従って、複数周期
の中で計数したパルス数を平均化すれば、誤差が低減さ
れる。
【００５２】実際には、カウンタ５３の計数周期を定め
る信号ＳＪの周期が３１Ｔであるため、ΔＴに対する時
間の測定が３１回繰り返され、３１Ｔの期間のΔＴの積
算値、即ち切り捨てと切り上げの誤差を平滑化した値
が、カウンタ５３で計数され、それがラッチ５４に保持
される。即ち、３１Ｔの期間のＳＯのパルス数が３２×
１０２４であるため、位相差（ΔＴ／Ｔ）の測定分解能
は、１／(３２×１０２４)になる。従って、分周器５６
の分周比と逓倍回路３０Ｃの逓倍比との積を整数にする
場合と比べて、分解能が３２倍になる。これにより、信
号ＳＯの周波数が低い場合でも、角速度を高精度で測定
しうる。
る信号ＳＪの周期が３１Ｔであるため、ΔＴに対する時
間の測定が３１回繰り返され、３１Ｔの期間のΔＴの積
算値、即ち切り捨てと切り上げの誤差を平滑化した値
が、カウンタ５３で計数され、それがラッチ５４に保持
される。即ち、３１Ｔの期間のＳＯのパルス数が３２×
１０２４であるため、位相差（ΔＴ／Ｔ）の測定分解能
は、１／(３２×１０２４)になる。従って、分周器５６
の分周比と逓倍回路３０Ｃの逓倍比との積を整数にする
場合と比べて、分解能が３２倍になる。これにより、信
号ＳＯの周波数が低い場合でも、角速度を高精度で測定
しうる。
【００５３】なお、図８に示す実施例においては、円筒
状圧電体２の励振電極５ａ，５ｂの信号とフィ−ドバッ
ク電極４ａ，４ｂの信号との位相差が９０度になる場合
を想定し、正帰還を実現するために移相回路４０Ｃの位
相シフト量を９０度に定めてある。従って、円筒状圧電
体２における位相シフト量が９０度と異なる場合や、他
の回路要素によっても位相シフトが生じる場合には、そ
れに合わせて移相回路４０Ｃの位相シフト量を変更する
必要がある。いずれにしても、励振電極５ａ，５ｂ−円
筒状圧電体２−フィ−ドバック電極４ａ，４ｂ−９０度
移相回路４０Ｃ−増幅器５０−励振電極５ａ，５ｂの閉
ル−プにおいて正帰還が生じるように構成しなければな
らない。
状圧電体２の励振電極５ａ，５ｂの信号とフィ−ドバッ
ク電極４ａ，４ｂの信号との位相差が９０度になる場合
を想定し、正帰還を実現するために移相回路４０Ｃの位
相シフト量を９０度に定めてある。従って、円筒状圧電
体２における位相シフト量が９０度と異なる場合や、他
の回路要素によっても位相シフトが生じる場合には、そ
れに合わせて移相回路４０Ｃの位相シフト量を変更する
必要がある。いずれにしても、励振電極５ａ，５ｂ−円
筒状圧電体２−フィ−ドバック電極４ａ，４ｂ−９０度
移相回路４０Ｃ−増幅器５０−励振電極５ａ，５ｂの閉
ル−プにおいて正帰還が生じるように構成しなければな
らない。
【００５４】図８に示す実施例を図１の場合と比較する
と、回路構成が大幅に簡略化されているのが分かる。即
ち、図８の構成では、円筒状圧電体２を駆動するため
に、ＰＬＬ回路を設置する必要がなく、また、カウンタ
５３及びラッチ５４を制御する信号ＳＪを生成するため
に、特別なカウンタ（５５）を設ける必要がないので、
回路を構成する要素の数が少なく、低コストで製造可能
である。
と、回路構成が大幅に簡略化されているのが分かる。即
ち、図８の構成では、円筒状圧電体２を駆動するため
に、ＰＬＬ回路を設置する必要がなく、また、カウンタ
５３及びラッチ５４を制御する信号ＳＪを生成するため
に、特別なカウンタ（５５）を設ける必要がないので、
回路を構成する要素の数が少なく、低コストで製造可能
である。
【００５５】
【発明の効果】以上のとおり本発明によれば、計数する
クロックパルスは、振動子の振動周波数と対応する信号
を逓倍して作られるため、クロックパルスの周期は振動
周期Ｔと比例関係にある。従って、温度の変動などに伴
なって振動周期Ｔが変化しても、計数手段が計数するパ
ルス数は変化しない。つまり、計数手段の計数値は、Δ
Ｔ／Ｔ即ち回転角速度と比例関係になり、振動子の振動
周期の変動に伴なう誤差の発生が防止される。しかも、
振動子の振動周期を測定する回路や、その回路で測定し
た振動周期とパルス幅との比率を計算する回路を設ける
必要がないため、装置の構成が簡略化される。
クロックパルスは、振動子の振動周波数と対応する信号
を逓倍して作られるため、クロックパルスの周期は振動
周期Ｔと比例関係にある。従って、温度の変動などに伴
なって振動周期Ｔが変化しても、計数手段が計数するパ
ルス数は変化しない。つまり、計数手段の計数値は、Δ
Ｔ／Ｔ即ち回転角速度と比例関係になり、振動子の振動
周期の変動に伴なう誤差の発生が防止される。しかも、
振動子の振動周期を測定する回路や、その回路で測定し
た振動周期とパルス幅との比率を計算する回路を設ける
必要がないため、装置の構成が簡略化される。
【００５６】また請求項２の発明においては、前記逓倍
手段が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設
置された第１の分周器（１８），該第１の分周器とは異
なる分周比を有し第１の分周器の入力側に現われる信号
を分周する第２の分周器（５６），及び該第２の分周器
が出力する信号を逓倍する逓倍回路（３０）を含んでい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。
手段が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設
置された第１の分周器（１８），該第１の分周器とは異
なる分周比を有し第１の分周器の入力側に現われる信号
を分周する第２の分周器（５６），及び該第２の分周器
が出力する信号を逓倍する逓倍回路（３０）を含んでい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。
【００５７】逓倍回路の出力に得られるクロックパルス
の周波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすこ
とによって、前記計数手段が位相差パルス信号の高レベ
ル期間又は低レベル期間の１つの周期の中で計数するパ
ルス数に端数（小数点以下の値）が生じる。また、位相
差パルス信号の周期毎に、クロックパルスの位相がずれ
る。そして計数手段は、位相差パルス信号の高レベル期
間又は低レベル期間の複数周期についてクロックパルス
を積算するように計数するので、計数値の端数について
は、ある周期では切り捨てが生じ、別のある周期では切
り上げが生じ、切り捨ての誤差と切り上げの誤差とが平
滑化される。これによって、クロックパルスの周波数が
比較的低い場合であっても、計数誤差が低減され、角速
度の検出分解能が向上する。比較的低い周波数のクロッ
クパルスを使用することができるので、カウンタ等を安
価な回路で構成でき、装置コストが大幅に低減される。
の周波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすこ
とによって、前記計数手段が位相差パルス信号の高レベ
ル期間又は低レベル期間の１つの周期の中で計数するパ
ルス数に端数（小数点以下の値）が生じる。また、位相
差パルス信号の周期毎に、クロックパルスの位相がずれ
る。そして計数手段は、位相差パルス信号の高レベル期
間又は低レベル期間の複数周期についてクロックパルス
を積算するように計数するので、計数値の端数について
は、ある周期では切り捨てが生じ、別のある周期では切
り上げが生じ、切り捨ての誤差と切り上げの誤差とが平
滑化される。これによって、クロックパルスの周波数が
比較的低い場合であっても、計数誤差が低減され、角速
度の検出分解能が向上する。比較的低い周波数のクロッ
クパルスを使用することができるので、カウンタ等を安
価な回路で構成でき、装置コストが大幅に低減される。
【００５８】また請求項３の発明においては、逓倍手段
が、互いに直列に接続された分周器（５６）と逓倍回路
（３０Ｃ）を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路
の逓倍比との積が、整数からずれた関係に定められてい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。また、前記分周器が出力する信号によって、前
記計数手段の計数期間が前記振動子の振動周波数の複数
周期以上の期間に定められるので、請求項２の場合と同
様に、角速度の検出分解能が向上する。
が、互いに直列に接続された分周器（５６）と逓倍回路
（３０Ｃ）を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路
の逓倍比との積が、整数からずれた関係に定められてい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。また、前記分周器が出力する信号によって、前
記計数手段の計数期間が前記振動子の振動周波数の複数
周期以上の期間に定められるので、請求項２の場合と同
様に、角速度の検出分解能が向上する。
【図１】 一実施例の回転角速度検出装置の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】 図１に示す装置の一部のブロックの詳細な構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図３】 センサ素子１０の外観と一部の断面を示す正
面図である。
面図である。
【図４】 円筒状圧電体２の振動状態を示す平面図であ
る。
る。
【図５】 図１の回路各部の信号の例を示すタイムチャ
−トである。
−トである。
【図６】 図１の回路各部の信号の例を示すタイムチャ
−トである。
−トである。
【図７】 １つの変形実施例の回転角速度検出装置の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図８】 もう１つの変形実施例の回転角速度検出装置
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
１：素子台 ２：円筒状圧電体
３：基準電位電極 ４ａ，４ｂ：フィ−ド
バック電極 ５ａ，５ｂ：励振電極 ６ａ，６ｂ：検出電極 ４ａ，４ｂ，５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ，７ａ，７ｂ：電
極セグメント １０：センサ素子 １２，１３，１４：ロ
−パスフィルタ １６，１７：インバ−タ １８，５６：分周器 ２０：ＰＬＬ回路 ３０，３０Ｂ，３０
Ｃ：逓倍回路 ２１，３１，４１：位相比較器 ２２，３２，４２：ル
−プフィルタ ２３，３３，４３：ＶＣＯ（電圧制御発振器） ３４，４４，５６：分周器 ４０，４０Ｂ：９０度移相回路 ４５，４６：フリップフロップ ５０：増幅器 ５１：イクスクル−シブオアゲ−ト ５２：ナンドゲ−ト ５３，５５：カウンタ ５４：ラッチ ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＦ，ＳＧ，ＳＨ，Ｓ
Ｉ，ＳＪ，ＳＫ， ＳＬ，ＳＭ，ＳＮ，Ｓ４１，Ｓ４２，Ｓ４３：信号
バック電極 ５ａ，５ｂ：励振電極 ６ａ，６ｂ：検出電極 ４ａ，４ｂ，５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ，７ａ，７ｂ：電
極セグメント １０：センサ素子 １２，１３，１４：ロ
−パスフィルタ １６，１７：インバ−タ １８，５６：分周器 ２０：ＰＬＬ回路 ３０，３０Ｂ，３０
Ｃ：逓倍回路 ２１，３１，４１：位相比較器 ２２，３２，４２：ル
−プフィルタ ２３，３３，４３：ＶＣＯ（電圧制御発振器） ３４，４４，５６：分周器 ４０，４０Ｂ：９０度移相回路 ４５，４６：フリップフロップ ５０：増幅器 ５１：イクスクル−シブオアゲ−ト ５２：ナンドゲ−ト ５３，５５：カウンタ ５４：ラッチ ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＦ，ＳＧ，ＳＨ，Ｓ
Ｉ，ＳＪ，ＳＫ， ＳＬ，ＳＭ，ＳＮ，Ｓ４１，Ｓ４２，Ｓ４３：信号
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平６−18545（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−281661（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−249665（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01C 19/56
G01P 9/04
Claims (3)
- 【請求項１】振動体，該振動体を振動駆動するための振
動する駆動信号が供給される第１の端子，該振動体が該
振動信号によって固有振動数で振動する共振状態におい
て、前記第１の端子に供給される駆動信号に対して所定
量位相がずれたフィードバック信号が現われる第２の端
子、及び、 前記振動体に加わる角速度に対応して位相が変
化する検出信号が現れる第３の端子を含む振動子； 前記振動子の共振周波数に相当する交流信号を生成し該
信号を前記第１の端子に印加する手段，及び前記振動子
の前記第２の端子と第１の端子との間に接続され前記振
動子を含む正帰還ル−プを形成する手段、のいずれか一
方を含む発振手段； 前記振動子の振動周波数と対応する信号に基づいて、該
振動周波数よりも周波数の高いクロックパルスを生成す
る逓倍手段； 前記振動子の第３の端子に現われる検出信号と、第１の
端子に印加される駆動信号又は第２の端子に現われるフ
ィードバック信号との位相差に応じてデュ−ティが変化
する位相差パルス信号を生成する位相差パルス生成手
段；及び 該位相差パルス生成手段が生成した位相差パルス信号の
高レベル期間又は低レベル期間に、前記クロックパルス
を計数する計数手段；を備える角速度検出装置。 - 【請求項２】 前記逓倍手段が、前記発振手段の周波数
を制御するル−プ内に設置された第１の分周器，該第１
の分周器とは異なる分周比を有し第１の分周器の入力側
に現われる信号を分周する第２の分周器，及び該第２の
分周器が出力する信号を逓倍する逓倍回路を含み、更
に、前記計数手段の計数期間を前記振動子の振動周波数
の複数周期以上の期間に定める信号を生成する計数期間
生成手段を備える、前記請求項１記載の角速度検出装
置。 - 【請求項３】 前記逓倍手段が、互いに直列に接続され
た分周器と逓倍回路を含み、前記分周器の分周比と前記
逓倍回路の逓倍比との積が、整数からずれた関係に定め
られ、前記分周器が出力する信号によって、前記計数手
段の計数期間が前記振動子の振動周波数の複数周期以上
の期間に定められる、前記請求項１記載の角速度検出装
置。
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-
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-
1995
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- 1995-06-05 US US08/461,743 patent/US5587529A/en not_active Expired - Fee Related
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