DE10322851A1

DE10322851A1 - Coriolis-Durchflußmeßgerät

Info

Publication number: DE10322851A1
Application number: DE10322851A
Authority: DE
Inventors: Matthias Roost
Original assignee: Endress and Hauser Flowtec AG; Flowtec AG
Current assignee: Endress and Hauser Flowtec AG
Priority date: 2003-05-19
Filing date: 2003-05-19
Publication date: 2004-12-16
Also published as: WO2004102128A3; EP1625363A2; WO2004102128A2; US20080046201A1

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf ein Coriolis-Durchflußmeßgerät (1) mit zumindest einem Erregersystem (4), das zumindest ein von einem Medium (3) durchströmtes Meßrohr (2) in Schwingungen versetzt, mit einem ersten Meßwertaufnehmer (5), der im Bereich des Zulaufs des Meßrohres (2) vorgesehen ist und der ein Eingangssignal (Ue) ausgibt, mit einem zweiten Meßwertaufnehmer (6), der im Bereich des Auslaufs des Meßrohres (2) angeordnet ist und der ein Ausgangssignal (Ua) ausgibt, und mit einer Regel-/Auswerteeinheit (7), die eine Phasenverschiebung bzw. eine Differenz der Phasenwinkel zwischen dem Eingangssignal (Ue) und dem Ausgangssignal (Ua) über einen CORDIC-Algorithmus bestimmt und die anhand der errechneten Phasenverschiebung bzw. anhand der errechneten Phasenwinkeldifferenz den Massedurchfluß, die Dichte und/oder die Viskosität des in dem Meßrohr (2) strömenden Mediums (3) bestimmt.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Coriolis-Durchflußmeßgerät mit zumindest einem Erregersystem, das zumindest ein von einem Medium durchströmtes Meßrohr in Schwingungen versetzt, mit einem ersten Schwingungsaufnehmer, der im Bereich des Zulaufs des Meßrohres vorgesehen ist und der ein Eingangssignal ausgibt, mit einem zweiten Schwingungsaufnehmer, der im Bereich des Auslaufs des Meßrohres angeordnet ist und der ein Ausgangssignal ausgibt und mit einer Regel-/Auswerteeinheit, die anhand des Eingangssignals und des Ausgangssignals den Massendurchfluß, die Dichte und/oder die Viskosität des durch das Meßrohr strömenden Mediums bestimmt.
Eine Coriolis-Durchflussmessung basiert typischerweise auf der Messung von zwei periodischen Schwingungen, üblicherweise Sinusschwingungen, die im Bereich des Einlaufs (Eingangssignal) und des Auslaufs (Ausgangssignal) des Meßrohrs aufgenommen werden. Die Phasenverschiebung der beiden Schwingungen ist ein Maß für den Massendurchfluß (bzw. für die Dichte und/oder die Viskosität) des durch das Meßrohr strömenden Mediums. Der Betrag der Differenz der Phasenwinkel zwischen den beiden Schwingungssignalen ist direkt proportional zum Massendurchfluß (bzw. zur Dichte und/oder zur Viskosität) und liegt im Bereich von μ-Radiant.
Die Anforderungen an ein geeignetes Signalverarbeitungsverfahren sind zweifach: Zuerst einmal muß der sehr kleine Phasenwinkel möglichst genau bestimmt werden. Weiterhin ist zu berücksichtigen, daß relativ kostengünstigste Rechen-Infrastrukturen für die Verarbeitung benutzt werden können. Dies ist prinzipiell nur möglich, wenn zur Ermittlung des Phasenwinkels nur wenige Rechenoperationen ausgeführt werden müssen.
Oftmals sind die beiden Schwingungssignale von Störsignalen überlagert. Entsprechende Störsignale rühren beispielsweise von Gaseinschlüssen in dem durch das Meßrohr strömenden Medium her. Hier gilt es unter erschwerten Bedingungen, das eigentliche Nutzsignal aus den Schwingungssignalen zu extrahieren, um anschließend die entsprechende Phasenbestimmung durchführen zu können. Eine weitere wesentliche Randbedingung für die Extraktion der reinen Schwingungssignale aus den von Störsignalen überlagerten Eingangs- und Ausgangssignalen ist darüber hinaus in der für eine Messung benötigten Verarbeitungszeit zu sehen. Je geringer die Verarbeitungszeit ist, um so höher ist die Meßrate und damit die Meßgenauigkeit.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die für die Meßwertgewinnung benötigte Rechenzeit bei einem Coriolis-Meßgerät gegenüber den bisher bekannten Verfahren zur Signalauswertung zu optimieren und Störsignale effektiv zu unterdrücken.
Die Aufgabe wird dadurch gelöst, daß die Regel-/Auswerteeinheit die Phasenverschiebung bzw. eine Differenz der Phasenwinkel zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal über einen CORDIC-Algorithmus bestimmt und anhand der errechneten Phasenverschiebung bzw. anhand der errechneten Phasenwinkeldifferenz den Massedurchfluß, die Dichte und/oder die Viskosität des in dem Meßrohr strömenden Mediums bestimmt.
CORDIC ist hierbei die Abkürzung für COordinate Rotation Digital Computing. Unter Verwendung des CORDIC-Algorithmus ist es möglich, die beiden zuvorgenannten Anforderungen an ein Coriolis-Meßgerät zuverlässig zu erfüllen. CORDIC ist ein numerisches Verfahren, welches es z.B. erlaubt, mit iterativen Rechenschritten bis zu beliebiger Genauigkeit den aktuellen Phasenwinkel bei einem Coriolis-Durchflußmeßgerät unmittelbar zu bestimmen. Im Prinzip wird mit dem CORDIC-Algorithmus eine Koordinatentransformation des Schwingungssignals Usch und des Differenzsignals Udiff vom schwingenden Meßrohr ins Abtastsystem, also in das System der beiden Meßwertaufnehmer, durchgeführt.
Die Vorteile des erfindungsgemäßen Durchflußmeßgeräts sind vielfältig:

– Ein Vorteil gegenüber herkömmlichen Methoden wie zum Beispiel der bekannten Quadratur-Demodulation zur Auswertung von Coriolis-Signalen liegt in der Einsparung einer Filterstufe am Ausgang der Demodulation. Diese Einsparung führt auch zu einer schnellen Verarbeitung der Signale und damit zu einem Zeitgewinn, welcher seinerseits für eine verbesserte Unterdrückung von Störsignalen verwendet werden kann.
– Zudem läßt sich ein CORDIC-Algorithmus in einem FPGA (= Field Programmable Gate Array) oder in einem Gate-Array-Chip sehr einfachen realisieren. Auch lassen sich multiplikative Operationen und die Verarbeitung von trigonometrischen Funktionen, welche sehr ressourcenintensiv sind, effektiv vermeiden. Somit ist die Grundlage für den Einsatz von Integrierten Transmittern" geschaffen, welche eine erhebliche Kostenreduktion mit sich bringen.
– CORDIC erlaubt eine Fixed-Point Realisierung der Signalverarbeitung in einem kostengünstigeren DSP oder RISC-Prozessor. Eine kostspielige Floating-Point DSP Hardware ist nicht erforderlich.
– CORDIC ist sehr breit einsetzbar für die Coriolis-Meßtechnik. Einerseits läßt sich die SW heutiger DSP-Systeme damit optimieren – was ein erhebliches Kosteneinsparpotential darstellt. Andererseits kann die Auswertung herkömmlicher Summen- und Differenzsignale auf neuartige, sehr einfache Weise erfolgen. Die Verwendung eines CORDIC-Algorithmus bietet darüber hinaus aber auch das Potential, direkt die beiden Schwingungssignale ohne analoge Summen-/Differenzbildung auszuwerten, was wiederum zu einer Vereinfachung des Verfahrens führt.

Der CORDIC-Algorithmus wurde erstmals 1959 durch Jack E.Volder in der Literatur beschrieben. Als Überblick zum CORDIC-Verfahren sei z.B. auf die folgende Literatur verwiesen: „A survey of CORDIC algorithms for FPGA based computers", Ray Andraka, FPGA '98, Proceedings of the 1998 ACM/SIGDA 6th International Symposium on Field Programmable Gate Arrays, Feb. 22–24, 1998, Monterey, CA. pp 191–200.
Die Zustandsvariable eines CORDIC-Prozessors ist eine komplexe Zahl. Diese kann polar um einen beliebigen Winkel gedreht werden und als Resultat wieder ausgegeben werden. Dabei ergeben sich drei wesentliche Anwendungsfälle: die Modulation, die Rotation und das Vectoring.

– Durch die Modulation kann eine rein reale Eingangsgröße in eine Komplexe Zahl transformiert werden – die Ausgangsgröße entspricht dann der mit sin(ϕ) und cos(ϕ) modulierten Eingangsgröße. Wird der Winkel ϕ zeitkontinuierlich erhöht und die reale Eingangsgröße X₀ konstant gehalten, so entspricht die Ausgangsfolge einem komplexen Phasor der Amplitude X₀·K_q und dem Winkel ϕ(t). Ist X₀ selbst ein zeitabhängiges Signal, so entspricht der Ausgang dem quadraturamplitudenmodulierten Eingangs-signal.
– Bei der Rotation ist die Eingangsgröße komplex und der Winkel fest vorgegeben; dann entspricht die Ausgangsgröße einem um den Winkel ϕ rotierten Phasor. Sind die Eingangsgröße sowie der Winkel ϕ(t) zeitabhängige Größen, so entspricht die Ausgangsfolge einem phasenmodulierten Signal.
– Beim Vectoring ist die Eingangsgröße komplex. Dann kann die Magnitude und die Phasenlage ermittelt werden, indem der Vektor rotiert wird, bis die Imaginärkomponente Y_n null ist. Die Ausgangsgröße X_n entspricht dann der Magnitude von (X₀, Y₀) und Z_n entspricht dann dem Winkel von (X₀, Y₀).

Beim CORDIC-Algorithmus erfolgt die Winkeldrehung iterativ und zwar über eine definierte Folge von Winkelinkrementen /Dekrementen. CORDIC rechnet nur innerhalb eines Quadranten. So werden als erster Schritt die Vorzeichen von X₀ und Y₀ so modifiziert, dass die Eingangsgröße (X_0', Y_0') in den ersten Quadranten zu liegen kommt. Im Folgenden wird der Zustand des Winkels Z_i sowie die Größen X_i und Y_i iterativ nach folgendem Verfahren verändert: Xi+1 = Xi – Yi·di·2–i Yi+1 = Yi + Xi·di·2–i Zi+1 = Zi – di·arctan(2–i)
Die Iteration bricht je nach Anwendungsfall ab, wenn der Fehler des approximierten Winkels Z_i gegenüber dem gewünschten Rotationswinkel genügend klein ist, bzw. im Falle des Vectoring, wenn die Imaginärkomponente Y_i genügend klein ist. Die Genauigkeit ist also durch die Anzahl von Iterationszyklen gegeben. Typischerweise wird pro Iteration eine Winkelauflösung von einem Bit gewonnen.
Das Resultat der CORDIC-Operation ist die komplexe Zahl (X_n, Y_n) = K_i·(X_i, Y_i), d.h. das Resultat ist mit einem Faktor K behaftet, der aus der Rechenvorschrift folgt. Das Resultat kann mit diesem Faktor wieder normiert werden oder in spätere Skalierungen mit einbezogen werden.
Ki = cos(arctan(2–i))
Folgende Implementationsmöglichkeiten bieten sich an:
Die Winkelinkremente bzw. die Winkeldekremente sowie der CORDIC-Faktor können für eine vorgegebene Anzahl von Interationen vorausberechnet und in Tabellen abgelegt werden. Die eigentlichen Rechenoperationen bestehen dann im Halbieren der Zustandswerte X, Y und Z und deren überkreuztem Summieren mit den entsprechenden Vorzeichen. Das Halbieren der Zustandswerte kann mit einer Shift-Operation erfolgen, das Summieren erfolgt über einen simplen Addierer/Subtrahierer. Es sind keine Multiplikationen oder Divisionen, Quadratwurzelbildung oder die Anwendung von trigonometrischen Operationen notwendig.
Eine Implementation in die Software eines Coriolis-Durchflußmeßgeräts ist schon ohne vorhandene Math-Library sehr einfach möglich. Weil sich die CORDIC-Operationen auf den ersten Quadranten beschränken, ist auch der Wertebereich der Zustandsvariablen X, Y und Z beschränkt.
Eine Implementation in FPGA/ASIC Hardware ist insbesondere vorteilhaft, weil keine teuren Multiplikatoren realisiert werden müssen. Je nach geforderter Verarbeitungsgeschwindigkeit sind Bit-Serielle oder aber Parallel-Pipelined Architekturen sinnvoll, d.h. es kann für jede Anwendung die kostengünstige Form ausgewählt werden. Je nach gewählter Anzahl Iterationen kann die Verarbeitungsgenauigkeit sehr leicht kontrolliert werden. Typisch kann für die Coriolis-Signalverarbeitung ein Cordic-Co-Prozess in Hardware realisiert werden, der von einer CPU aus für die Berechnung eines Meßwert-Samples beliebig oft genutzt werden kann. Werden auch noch Filteroperationen als Co-Prozess in Hardware realisiert, so kann die bisher typisch eingesetzte DSP-CPU für Coriolis-Signalverarbeitungen vollständig eingespart werden, d.h. es müssen einzig die spezifischen, für die Coriolis-Signalverarbeitung notwendigen Operationen in Hardware realisiert werden.
Es besteht die Möglichkeit, die gesamte Coriolis-Signalauswertung (aus Kostengründen) in einem Ganzzahl-Prozeß zu realisieren, d.h. auf Floating-Point Operationen kann vollständig verzichtet werden. Durch das Ausbleiben von Multiplikationen im CORDIC-Algorithmus fallen keine potenzierten Zwischenresultate an. Der Hardware-Aufwand in Bit für Zustandsdaten kann optimal in Grenzen gehalten werden, und die bei Fixed Point Processing üblichen Zwischenskalierungen vereinfachen sich erheblich.
Gemäß vorteilhafter Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Vorrichtung kann der CORDIC-Algorithmus für die Coriolis Signalverarbeitung gleich in drei verschiedenen Ansätzen verwendet werden:

– a) Quadraturdemodulation des Schwingungssignals
– b) Vectoring des Schwingungssignals und Rotation des Differenzsignals und
– c) Vectoring der Ein-/Ausgangs-Schwingungssignal.

Die ersten beiden Ansätze verwenden Schwingungs- und Differenzsignale, welche von einem Analog-Frontend aufbereitet werden, das in den von der Anmelderin vertriebenen Coriolis-Durchflußmeßgeräten bereits heute verwendet wird. Beim dritten Ansatz werden die Eingangs- und Ausgangs-Schwingungssignale unabhängig voneinander parallel ausgewertet. Voraussetzung für eine derartige Anwendung ist, daß ein in hohem Maße phasentreues Analog-Frontend in dem Coriolis-Durchflußmeßgerät vorhanden ist.
Beim Ansatz a) wird zur Bestimmung der Amplitude des Schwingungssignales ein Quadraturdemodulationsverfahren eingesetzt, d.h. das Schwingungssignal wird mit einer Sinus- und einer Kosinus-Komponente derselben Frequenz moduliert, was zu einer Faltung des Schwingungssignals in das Basisband führt. Zur Unterdrückung höherer Frequenzanteile werden beide Komponenten über jeweils einen Tiefpaß geführt. Aus dem stationären Imaginär- und Realteil kann die Magnitude bestimmt werden. Mit den bekannten Verfahren war es bislang notwendig, für die Modulation eine Sinus- und eine Kosinus-Schwingung synthetisch zu erzeugen, die dann über eine Multiplikation auf das Schwingungssignal angewendet wurden. Sowohl das Erzeugen der Schwingung sowie die Multiplikationen entfallen, wenn ein CORDIC-Block im Modulation-Mode eingesetzt wird. Die Modulationsfrequenz wird dem CORDIC-Block in Form eines Winkelinkrements übergeben.
Für die Bestimmung der Magnituden wurde nach dem bekannten Verfahren sowohl die Imaginär- als auch die Real-Komponente quadriert, addiert und über eine Quadratwurzelfunktion geführt, was mit einem erheblichen Rechenaufwand einhergeht. Unter Verwendung eines CORDIC-Blocks im Vectoring-Mode kann direkt aus der Imaginär- und der Real- Komponente die Magnitude ermittelt werden.
Dieser Ansatz ist dann sinnvoll, wenn einzelne Blöcke der bestehenden Coriolis-Signalverarbeitung der Anmelderin durch weniger rechenintensive ersetzt werden sollen. Wird der CORDIC-Block in einem FPGA realisiert, und steht ebenso ein in FPGA realisierter Filterblock zur Verfügung, so zerfällt die bestehende Coriolis-Signalverarbeitung in einige wenige Operationen, die mit Hilfe einer allgemein gebräuchlichen RISC-CPU ausgeführt werden können. Eine DSP-CPU kann entfallen. Dieser Ansatz erlaubt die Implementation in einem einzigen SOPC (System On Programmeable Chip).
Beim Ansatz b) wird zur Bestimmung der Magnitude des Schwingungssignals ein CORDIC-Block im Vectoring-Mode verwendet. Als Eingangssignal verlangt der Vectoring-CORDIC Block ein analytisches (komplexes) Signal. Dieses wird aus einer Bandpaß-Filterung der AD-Wandlersignale zur Unterdrückung von Störanteilen und einer nachfolgender Hilbert-/Allpaß-Filterung erzeugt. Es wird also aus dem realen Schwingungssignal und dem realen Differenzsignal jeweils ein komplexes Signal erzeugt. Um einen genauen Massendurchfluß durch das Meßrohr zu bestimmen, müssen die Phasor des Schwingungssignals und des Differenzsignals in eine synchrone Lage gebracht werden. Als erstes wird dazu das Differenzsignal um 90° gedreht, dies ist bei komplexen Signalen durch Vertauschen von X und Y einfach möglich. Der X-Eingang des Differenzsignal-CORDIC-Blocks wird also mit der Hilbert-Komponente des Differenzsignals gespeist, der Y-Eingang wird mit der Allpaß-Komponente gespeist.
Falls die Analogverstärkung der Rohsignale nicht optimal symmetrisch erfolgt, haben das Schwingungs- und das Differenzsignal noch nicht dieselbe Phasenlage nach der 90° Drehung des Differenzsignals. Daher wird der Differenzsignal-CORDIC-Block im Rotation-Mode betrieben, und das Differenzsignal wird um die aktuelle Phase des Schwingungssignals gedreht. Dadurch wird das Koordinatensystem des Differenzsignals in die Phasenlage des Schwingungssignals gebracht. Der verbleibende Winkel Z am Ausgang des Differenzsignal-CORDIC-Blocks entspricht dann dem Symmetriefehler. Um die Symmetrie zu regeln, kann anstelle des Winkels Z am Ausgang X auch der Realteil des Differenzsignals bezogen auf das Koordinatensystem des Schwingungssignals verwendet werden.
Der Ausgang Y des Differenzsignal-CORDIC-Blocks zeigt dann genau den Imaginärteil des Differenzsignals bezogen auf das Schwingungssignal-Koordinatensystem. Dieser kann zusammen mit der Magnitude des Schwingungssignals zur Berechnung des Massendurchflusses herangezogen werden.
Hieraus ergeben sich die folgenden Vorteile: Die Schwingungssignal-Magnitude und der Imaginärteil und der Realteil des Schwingungssignals können ohne die Durchführung einer Multiplikation bestimmt werden. Da weder Quadrierungen noch Quotientenbildungen notwendig sind, sind die Genauigkeit und die Auflösung der Signale besser kontrollierbar, so daß ein kostengünstiger Fixed-Point Ansatz möglich wird. Zudem vereinfacht sich der Signalverarbeitungspfad insgesamt.
Beim Ansatz c) werden die beiden Schwingungssignale durch ein phasentreues Analog-Frontend ohne Summen- und Differenzbildung digitalisiert. Die Digitalisierung erfolgt z.B. unter Verwendung eines einzigen Wandlers im Multiplexbetrieb. Bei dieser Methode kann nachfolgend jedes Signal unabhängig vom jeweils anderen behandelt werden. Ein CORDIC-Block im Vectoring-Mode pro Schwingungssignal ermittelt die aktuelle Phasenlage und Magnitude der jeweiligen Schwingung. Da die CORDIC-Blöcke in der Lage sind, die Phasenlage beliebig genau aufzulösen, sind die beiden Z-Resultate der CORDIC-Blöcke direkt miteinander zur Bestimmung des Massendurchflusses verrechenbar, d.h. die Differenz der beiden Phasenlagen ist direkt proportional zum gesuchten Massendurchfluß. Weiterhin ist das Winkelinkrement eines Signals proportional zur Frequenz und damit zur gesuchten Dichte des in dem Meßrohr fließenden Mediums.
Darüber hinaus kann die Magnitude der Signale, welche sozusagen als Nebenprodukt vom CORDIC-Algorithmus geliefert wird, für die Amplitudenregelung verwendet werden. Da die Phasenlage der unmittelbaren Signale bekannt ist, läßt sich die Frequenzregelung auf einfache Art und Weise realisieren.
Die Signalverarbeitung wird bei diesem Ansatz noch einmal erheblich vereinfacht. Daher kann dieser Ansatz für ein Minimalkostensystem verwendet werden. So ist im Extremfall nicht einmal eine CPU notwendig, um die Signale auszuwerten. Insbesondere kann eine Ein-Chip-Lösung im Low Cost-Bereich zum Einsatz kommen. Zur Verbesserung der Störfestigkeit bietet dieser Ansatz ebenfalls erhebliche Vorteile. Das Eingangsschwingungssignal und das Ausgangs-schwingungssignal können getrennt voneinander behandelt werden, daher sind auch die diesen Signalen überlagerten Störsignale getrennt erfaßbar und eliminierbar. Darüber hinaus können die Anforderungen an die Schwingungs-aufnehmer am Meßrohr relaxiert werden, da die Schwingungsamplituden nicht mehr gleich groß sein müssen. Damit entfällt im Analog-Frontend die Symmetrieregelung. Die beiden Schwingungssignale lassen sich völlig unabhängig voneinander behandeln.
Die Erfindung wird anhand der nachfolgenden Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigt:
1: eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Coriolis-Durchflußmeßgeräts 1,
2: ein Zeigerdiagramm des Schwingungssignals und des Differenzsignals, die beide zur Auswertung der Signale eines Coriolis-Durchflußmeßgeräts herangezogen werden,
3: ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausgestaltung (Ansatz b)) der erfindungsgemäßen Vorrichtung,
4: ein Zeigerdiagramm, das die analytische Signalprojektion gemäß Ansatz b) zeigt,
5: ein Zeigerdiagramm, das die Schwingungsamplitude und -phase gemäß Ansatz b) zeigt,
6: ein Zeigerdiagramm, das die Projektion des Differenzsignals gemäß Ansatz b) zeigt,
7: ein Blockschaltbild einer zweiten vorteilhaften Ausgestaltung (Ansatz c)) der erfindungsgemäßen Vorrichtung und
8: ein Blockschaltbild einer bevorzugten Realisierung der erfindungsgemäßen Vorrichtung.
1 zeigt eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Coriolis-Durchflußmeßgeräts 1 mit einem Meßrohr 2, das im Gebrauchsfall von dem Medium 3, dessen Massendurchfluß bestimmt werden soll, durchströmt wird.
Im Mittelbereich des Meßrohres 2 ist das Erregersystem 4 angeordnet, das das Meßrohr 2 zu Schwingungen mit einer vorgegebenen Resonanzfrequenz anregt. Im Bereich des Zulaufs zum Meßrohr 2 ist ein erster Meßwertaufnehmer 5 vorgesehen, der ein Eingangssignal Ue liefert. Ein zweiter Meßwertaufnehmer 6 ist im Bereich des Auslaufs des Meßrohres 2 angeordnet und gibt ein Ausgangssignal Ua aus. Die Regel-/Auswerteeinheit 7 ermittelt eine Phasenverschiebung bzw. eine Differenz der Phasenwinkel zwischen dem Eingangssignal Ue und dem Ausgangssignal Ua über einen CORDIC-Algorithmus und bestimmt anhand der errechneten Phasenverschiebung bzw. anhand der errechneten Phasenwinkeldifferenz den Massedurchfluß, die Dichte und/oder die Viskosität des in dem Meßrohr 2 strömenden Mediums 3.
In 2 ist ein Zeigerdiagramm des Schwingungssignals Usch und des Differenzsignals Udiff dargestellt. Bei dem Schwingungssignal Usch handelt es sich um das Eingangssignal Ue. Aus den beiden Signalen Ue, Ua wird der Massendurchfluß durch das Meßrohr 2 des Coriolis-Durchflußmeß-geräts 1 berechnet. Aus der US-PS 4,914,956 ist prinzipiell bekannt geworden, wie der Massendurchfluß mittels eines Coriolis-Durchflußmeß-geräts 1 bevorzugt berechnet werden kann:

– Aus dem Eingangssignal Ue und dem Ausgangssignal Ua wird das Differenzsignal Udiff gebildet, das die Info über die Phasenverschiebung enthält, die durch den Corioliseffekt hervorgerufen wird.
– Das Differenzsignal Udiff wird um 90° phasenverschoben.
– Aus dem Eingangssingal Ue wird das Schwingungssignal Usch gebildet.
– Das integrierte Differenzsignal Udiff wird durch das Summensignal bzw. das Schwingungssignal Usch dividiert. Das entsprechende Ausgangssignal tan ϕ ist direkt proportional zum Massendurchfluß des Mediums 3 durch das Meßrohr 2.

3 zeigt ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Coriolis-Durchflußmeßgeräts 1. Insbesondere kommt bei dieser Ausgestaltung der bereits zuvorbeschriebene Ansatz b) zur Anwendung. Das Schwingungssignal Usch und das Differenzsignal Udiff werden von den beiden Anlaog-/Digital-Wandlern 10, 11 digitalisiert und anschließend über die beiden Bandpaßfilter 12, 13 gefiltert und verstärkt. Beispielsweise erfolgt die Filterung im Bereich von 700–900 Hz. Sie dient der Unterdrückung von Störsignalen. Der Verstärkungsfaktor liegt z.B. bei 100 dB.
Zur Bestimmung der Magnitude des Schwingungssignals Usch wird der CORDIC-Block 31 im Vectoring-Mode verwendet. Hierzu muß auf den CORDIC-Block 31 ein analytisches, also ein komplexes Signal gegeben werden. Dieses komplexe Signal wird erzeugt durch die Filterung des digital gewandelten Signals Usch über das Bandpaßfilter 12 und die anschließende Filterung des Signals über die Hilbert-/Allpaß-Filter 16, 14. Analog wird das digital gewandelte Differenzsignal Udiff über das Bandpaßfilter 13 und anschließend über die Hilbert-/Allpaß-Filter 17, 15 gefiltert. Über die Filterungen wird aus dem realen Schwingungssignal Usch und dem realen Differenzsignal Udiff jeweils ein komplexes Signal erzeugt.
Mittels der in den Figuren 4 und 5 dargestellten Zeigerdiagramm ist diese sog. analytische Signalprojektion und die Bestimmung des Winkel UschZ gemäß dem Ansatz b) visualisiert: Durch die Abtastung erfolgt eine Projektion des Schwingungssignals Usch und des Differenzsignals Udiff auf die Reale Achse X (UschAP, UdiffAP); durch die Allpass-Hilbert Transformation erfolgt eine Projektion des Schwingungssingals Usch und des Differenzsignals Udiff auf die Imaginärachse Y (UschHT, UdiffHT).
Um den exakten Massendurchfluß des Mediums 3 durch das Meßrohr 2 zu bestimmen, müssen die Magnitude bzw. der Realteil des Schwingungssignals UschAP und der Imagniärteil des Differenzsignals UdiftHT in eine synchrone Lage gebracht werden. Hierzu wird das Differenzsignal Udiff um 90° gedreht. Dargestellt ist dieser Sachverhalt anhand des in 6 visualisierten Zeigerdiagramms. Bei einem komplexen Signal erfolgt diese Phasenverschiebung durch einfaches Vertauschen des X- und des Y-Eingangs bei dem CORDIC-Block 18. Folglich wird der X-Eingang des Differenzsignal-CORDIC-Blocks 18 mit der Hilbert-Komponente des Differenzsignals Udiff gespeist, während der Y-Eingang mit der Allpass-Komponente gespeist wird. Die Allpass Filter 14, 15 tragen dafür Sorge, daß die entsprechende Signalkomponente die gleiche Verzögerung aufweist wie die Komponente, die über das Hilbert Filter 16, 17 eingespeist wird.
Falls die Analogverstärkung der Rohsignale nicht optimal erfolgt ist, stimmen die Phasenlagen des Schwingungssignals Usch und des Differenzsignals Udiff nach der 90° Drehung des Differenzsignals Udiff noch nicht überein. Daher ist es erforderlich, den Differenzsignal-CORDIC-Block 18 im Rotations-Mode zu betreiben und das Differenzsignal um die aktuelle Phase des Schwingungssignals zu drehen. Hierdurch wird das Koordinatensystem des Differenzsignals in die Phasenlage des Schwingungssignals gebracht. Der verbleibende Winkel Z am Ausgang des Differenzsignal-CORDIC-Blocks 18 entspricht dann dem Symmetriefehler. Anstelle des Winkels Z kann am Ausgang X auch der Realteil des Differenzsignals bezogen auf das Schwingungssignal-Koordinatensystem verwendet werden, um die Symmetrie zu regeln. Der Ausgang Y des Differenzsignal-CORDIC-Blocks 18 zeigt dann genau den Imaginärteil des Differenzsignals bezogen auf das Schwingungssignal-Koordinatensystem. Dieser wird zusammen mit der Schwingungssignal-Magnitude zur Berechnung des Massendurchflusses herangezogen.
Der Zweig im unteren Teil und im rechten oberen Teil des Blockschaltbildes (A-/D-Wandler 26, Allpass-/Hilbert Filter 28, 29, der CORDIC-Block 30, der PLL 20, der VCO 21, der PI-Regler 22 und der D-/A-Wandler 23), betrifft die Regelung der Schwingungsfrequenz des Erregersystems 4. Insbesondere sorgt der PI-Regler 22 dafür, daß die Amplitude des Eingangssignal Ue und das Ausgangssignal Ua gleich groß sind.
In 7 ist ein Blockschaltbild einer zweiten vorteilhaften Ausgestaltung (Ansatz c)) des erfindungsgemäßen Coriolis-Durchflußmeßgeräts 1 zu sehen. Das Eingangssignal Ue und das Ausgangssignal Ua werden ohne Summen- und Differenzbildung von den beiden Anlaog-/Digital-Wandlern 32, 33 digitalisiert und anschließend über die beiden Bandpaßfilter 34, 35 gefiltert und verstärkt. Nachfolgend kann daher jedes der beiden Signale Ue, Ua einzeln behandelt werden.
Die beiden CORDIC-Blöcke 40, 41 werden im Vectoring-Mode betrieben und ermitteln die aktuelle Phasenlage und Magnitude von jedem der beiden Schwinungssignale Ue, Ua. Da die beiden CORDIC-Blöcke 40, 41 in der Lage sind, die Phasenlage der Signale beliebig genau aufzulösen, sind die beiden Z-Resultate der CORDIC-Blöcke 40, 41 direkt miteinander zur Bestimmung der gewünschten Größe des Mediums 3 verrechenbar. Insbesondere ist die Differenz der beiden Phasenlagen direkt proportional zum gesuchten Massendurchfluß. Weiterhin ist das Winkelinkrement eines Signals proportional zur Frequenz und damit zur gesuchten Dichte.
Die Magnituden der Signale, welche sozusagen als Nebenprodukt von den CORDIC-Blöcken 40, 41 geliefert werden, können für die Amplitudenregelung verwendet werden. Da die Phasenlage der Signale bekannt ist, läßt sich die Frequenzregelung auf sehr einfache Art und Weise realisieren. Damit diese Ausführungsform eines Coriolis-Durchflußmeßgeräts 1 die gewünschte Meßgenauigkeit liefern kann, muß dafür Sorge getragen werden, daß das Analog-Frontend in hohem Maße phasentreu arbeitet. Realisieren läßt sich dies z.B. durch die Verwendung eines einzigen A-/D-Wandlers, der im Multiplexbetrieb arbeitet.
8 zeigt ein Blockschaltbild einer Realisierung des erfindungsgemäßen Coriolis-Durchflußmeßgeräts 1 mit A-/D-Wandlung, Filterung, CORDIC-Block, einem Mikroprozessor und Schnittstellen z.B. zum Internet.

1: Durchflußmeßgerät
2: Meßrohr
3: Medium
4: Erregersystem
5: Meßwertaufnehmer
6: Meßwertaufnehmer
7: Regel-/Auswerteeinheit
8: Gehäuse
9: Tragsystem
10: A-/D-Wandler
11: A-/D-Wandler
12: Bandpaß
13: Bandpaß
14: Allpaß
15: Allpaß
16: Hilbert-Filter
17: Hilbert-Filter
18: CORDIC-BLOCK
19: Meßwert-Ausgabe
20: PLL
21: VCO
22: PI-Regler
23: D-/A-Wandler
24: D-/A-Wandler
25: D-/A-Wandler
26: A-/D-Wandler
27: Bandbpaß
28: Allpaß
29: Hilbert-Filter
30: CORDIC-Block
31: CORDIC-Block
32: A-/D-Wandler
33: A-/D-Wandler
34: Bandpaß
35: Bandpaß
36: Allpass
37: Allpass
38: Hilbert Filter
39: Hilbert Filter
40: CORDIC-Block
41: CORDIC-Block
42: Differenzierer
43: Recheneinheit
44: PLL
45: VCO
46: D-/A-Wandler

Claims

Coriolis-Durchflußmeßgerät mit zumindest einem Erregersystem (4), das zumindest ein von einem Medium (3) durchströmtes Meßrohr (2) in Schwingungen versetzt, mit einem ersten Meßwertaufnehmer (5), der im Bereich des Zulaufs des Meßrohres (2) vorgesehen ist und der ein Eingangssignal (Ue) ausgibt, mit einem zweiten Meßwertaufnehmer (6), der im Bereich des Auslaufs des Meßrohres (2) angeordnet ist und der ein Ausgangssignal (Ua) ausgibt, und mit einer Regel-/Auswerteeinheit (7), die eine Phasenverschiebung bzw. eine Differenz der Phasenwinkel zwischen dem Eingangssignal (Ue) und dem Ausgangssignal (Ua) über einen CORDIC-Algorithmus bestimmt und die anhand der errechneten Phasenverschiebung bzw. anhand der errechneten Phasenwinkeldifterenz den Massedurchfluß, die Dichte und/oder die Viskosität des in dem Meßrohr (2) strömenden Mediums (3) bestimmt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Regel-/Auswerteeinheit (7) die Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal (Ue) und dem Ausgangssignal (Ua) anhand des Quotienten bestimmt, der aus dem Summensignal bzw. dem Schwingungssignal (Usch) und dem Differenzsignal (Udiff) von Eingangssignal (Ue) und Ausgangssignal (Ua) gebildet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Regel-/Auswerteeinheit (7) die Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal (Ue) und dem Ausgangssignal (Ua) über eine Quadraturmodulation des Schwingungssignals (Usch) ermittelt.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Regel-/Auswerteeinheit (7) die Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal (Ue) und dem Ausgangssignal (ua) über ein Vectoring des Schwingungssignals (Usch) und eine Rotation des Differenzsignals (Udiff) ermittelt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Regel-/Auswerteeinheit (7) anhand eines Vectoring des Eingangssignal (Ue) und eines Vectoring des Ausgangssignals (Ua) die Phasenlage des Eingangssignals (Ue) und und die Phasenlage des Ausgangssignals (ua) ermittelt und anhand der Differenz der beiden ermittelten Phasenlagen den Massedurchfluß, die Dichte und/oder die Viskosität des Mediums (3) ermittelt.