JP4469008B1 - コリオリ流量計 - Google Patents

Abstract

【課題】 駆動回路自体の個体差、駆動パラメータを変更することによって、共通的な駆動回路の設計を可能とし、さらには駆動回路を演算器内部に組み込むことが可能にし、コストの削減と自己診断などの追加機能を容易に実現することのできるコリオリ流量計を提供すること。
【解決手段】 電磁オシレータを作動させる駆動装置を，電磁ピックオフからのアナログ入力信号を増幅するＯＰアンプと，ＯＰアンプから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと，Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル信号をＤＳＰにおいて位相検波に基づいてデジタル処理し、そのデータ量のデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと，Ｄ／Ａコンバータから出力されるデジタル信号をＤＳＰにおいて位相検波に基づいてデジタル処理し、そのデータ量のデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータとによって構成する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、流管に作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計に関する。

コリオリ流量計は、被測定流体の流通する流管の一端又は両端を支持し、その支持点回りに流管の流れ方向と垂直な方向に振動を加えたときに、流管（以下、振動が加えられるべき流管をフローチューブという）に作用するコリオリの力が質量流量に比例することを利用した質量流量計である。コリオリ流量計は周知のものであり、コリオリ流量計におけるフローチューブの形状は直管式と湾曲管式とに大別されている。

そして、コリオリ流量計は、被測定流体が流れる測定管を両端で支持し、支持された測定管の中央部を支持線に対し、直角な方向に交番駆動したとき、測定管の両端支持部と中央部との間の対称位置に質量流量に比例した位相差信号を検出する質量流量計である。位相差信号は質量流量に比例している量であるが、駆動周波数を一定とすると、位相差信号は測定管の観測位置における時間差信号として検出することができる。

測定管の交番駆動の周波数を測定管の固有の振動数と等しくすると、被測定流体の密度に応じた一定の駆動周波数が得られ、小さい駆動エネルギで駆動することが可能となることから、最近では測定管を固有振動数で駆動するのが一般的となっており、位相差信号は時間差信号として検出される。

直管式のコリオリ流量計は、両端が支持された直管の中央部直管軸に垂直な方向の振動を加えたとき、直管の支持部と中央部との間でコリオリの力による直管の変位差、すなわち位相差信号が得られ、その位相差信号に基づいて質量流量を検知するように構成されている。このような直管式のコリオリ流量計は、シンプル、コンパクトで堅牢な構造を有している。しかしながら、高い検出感度を得ることができないという問題点もあわせ持っている。

これに対して、湾曲管式のコリオリ流量計は、コリオリの力を有効に取り出すための形状を選択できる面で、直管式のコリオリ流量計よりも優れており、実際、高感度の質量流量を検出することができている。なお、湾曲管式のコリオリ流量計としては、一本のフローチューブを備えるもの（例えば特許文献１参照）や、並列二本のフローチューブを備えるもの（例えば特許文献２参照）、或いは一本のフローチューブをループさせた状態に備えるもの（例えば特許文献３参照）などが知られている。
特公平４−５５２５０号公報 特許第２９３９２４２号公報 特許第２９５１６５１号公報

ところで、フローチューブを駆動するための駆動手段としては、コイルとマグネットの組み合わせで用いられることが一般的になっている。そのコイルとマグネットの取り付けに関しては、フローチューブの振動方向に対してオフセットしてない位置に取り付けることが、コイルとマグネットの位置関係のズレを最小にする上で好ましいので、上記特許文献２に開示されるような並列二本のフローチューブにあっては、コイルとマグネットとを挟み込む状態に取り付けられている。そのため、相対する二本のフローチューブの距離が少なくともコイルとマグネットとを挟み込む分だけ離れるような設計がなされている。

二本のフローチューブがそれぞれ平行する面内に存在するコリオリ流量計であって、口径が大きいコリオリ流量計やフローチューブの剛性が高いコリオリ流量計の場合には、駆動手段のパワーを高める必要があることから、大きな駆動手段を二本のフローチューブの間に挟み込まなければならない。そのため、フローチューブの根元である固定端部においても、そのフローチューブ同士の距離が必然的に広くなるように設計されている。

一般的なコリオリ流量計１は、図６に示す如く、２本のＵ字管状のチューブ２，３の検出器４と変換器５とを有している。
検出器４の測定チューブ２，３には、加振器６、速度センサ７、温度センサ８が取り付けられており、それぞれ変換器５に接続されている。
コリオリ流量計変換器５は、位相計測部１１と、温度計測部１２と、駆動制御部１３とによって構成されている。

位相計測部１１は以下のように構成されている。
信号処理のデジタル化に当たって、コリオリ流量計の位相計測１１は、一対の速度センサの信号をＡ／Ｄ変換しデジタル変換処理をした後、変換された信号の位相差を求めている。

次に、温度計測部１２の計測方法について説明する。
コリオリ流量計には、チューブ温度の補償用に温度センサが設けられている。
一般に抵抗型温度センサが用いられており、抵抗値を計測することによつて温度を算出する。

駆動制御部１３は、測定チューブに取り付けられた加振器６に、所定のモードの信号を送りチューブ２，３が共振振動できるようにする。
従来の駆動回路には、正帰還ループ構成したアナログ式のものが多用されており、チューブの形状などによって回路構成部品が異なり、そのために共通化した変換器の構成には難があった。
さらに、前記位相計測部１２と独立した構成をなすため、性能機能を司ることができず、むしろコリオリ力の原理（位相計測）による計測手段の一構成要素として組み込まれ、優位的機能展開には活用されていないのが実状である。

従来の駆動回路は、アナログ回路で構成されている。この従来の駆動回路の構成は、図７に示き構成を有している。

図７に図示の駆動回路の動作原理について説明する。
まず、ピックオフの入力信号を振幅計測部２０を構成する全波整流回路２１において全波整流し、この全波整流回路２１において全波整流したピックオフの入力信号を、振幅計測部２０を構成するローパスフィルタ２２に入力する。
このように振幅計測部２０においては、ローパスフィルタ２２に入力したピックオフの入力信号の入力波形の振幅値を求める。
この振幅計測部２０において求めた振幅値は、加算器２３において、加算器２３に入力される基準電圧値Ｖｒｅｆから引き算され、掛け算器２４において、振幅計測部２０に入力されるピックオフの入力信号と掛け合わせられる。そして、この掛け算器２４において掛け算した入力信号は、ドライブ出力用アンプ２５に入力される。そして、このドライブ出力用アンプ２５において、駆動信号として出力される。
ここで入力信号の振幅値がある一定のレベルに達していない場合、スタート回路２６の出力が切り替わり出力アンプ２５のゲインを切り替え、駆動信号のレベルが大きくなり入力信号は、はやく一定のレベルに収束するようになる。

このように駆動する従来の駆動回路にあっては、駆動回路をアナログ回路で構成してあるため、入力信号の変化に対して非常に応答性が良いというメリットがあるが、以下のようなデメリットもある。
従来の駆動回路にあっては、回路の常数が固定されているので、駆動用のパラメータを変更していろいろな型式のセンサと結合するための、共通な駆動回路を設計することが難しいという問題点を有している。
また、従来の駆動回路にあっては、回路を構成する部品点数が多いためコストが高くなるという問題点を有している。
さらに、従来の駆動回路にあっては、駆動回路の自己診断などの機能を追加するために、回路自体の個体差の調整やさらに多くの部品の実装などが要求されるという問題点を有している。

本発明の目的は、駆動回路をデジタル化することによって、駆動回路自体の個体差、駆動パラメータを変更することによって、共通的な駆動回路の設計を可能とし、さらには駆動回路を演算器内部に組み込むことが可能にし、コストの削減と自己診断などの追加機能を容易に実現することのできるコリオリ流量計を提供することにある。

上記課題を解決するためなされた請求項１に記載の本発明のコリオリ流量計は、測定用の流管を構成する一対のフローチューブを対向させ、駆動装置によって電磁オシレータを作動させ前記フローチューブを回転方向に交番駆動し該一対のフローチューブを振動させて、電磁ピックオフによって前記一対のフローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記駆動装置は，
前記電磁ピックオフからのアナログ入力信号を増幅するＯＰアンプと，
前記ＯＰアンプから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと，
前記Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル信号をＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）において生成する位相データに基づいてデジタル処理し、そのデータ量のデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと，
によって構成し，
前記ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）は，
前記Ａ／Ｄコンバータから入力される信号の振幅を計算する振幅計測部と，
前記Ａ／Ｄコンバータから入力されるデジタルデータの符号ビットが単位時間当たりに何回変わるかを計測し、その値をゼロクロスデータとして出力するゼロクロス計算部と，
前記ゼロクロスデータと前記Ａ／Ｄコンバータとの出力データから位相データを生成するＰＬＬ（位相同期回路）と，
前記ＰＬＬ（位相同期回路）から出力される位相データと前記振幅計測部からの振幅データを基に出力波形を生成するドライブ波形生成部と，
によって構成したことを特徴とする。

上記課題を解決するためなされた請求項２に記載の本発明のコリオリ流量計は、振幅計測部を，
前記電磁ピックオフからの入力信号をＡ／Ｄ変換したデジタル信号に基づいて、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理により共振周波数のスペクトル強度を求めて振幅値を算出する手段により構成することを特徴とする。

上記課題を解決するためなされた請求項３に記載の本発明のコリオリ流量計は、ＰＬＬ（位相同期回路）を，
前記電磁ピックオフからの入力アナログ信号をＡ／Ｄ変換して得たデジタル信号に基づいて、位相データを計算し、該位相データより発信周波数を算出する周波数演算部を設け，
前記発信周波数より、入力信号に同期した発信周波数に基づきコイルを駆動するドライブ信号を生成するようにしたことを特徴としている。

上記課題を解決するためなされた請求項４に記載の本発明のコリオリ流量計は、ＰＬＬ（位相同期回路）を，掛け算器と、ローパスフィルタと、位相制御型発信器とによって構成し，
前記掛け算器を、前記Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル信号と前記位相制御型発信器から出力されるデジタル出力信号とを掛け算した後、前記ローパスフィルタに入力し、前記掛け算器出力信号からの低域周波数の信号のみ取り出し，
前記位相制御型発信器では、前記ゼロクロス計算部からのゼロクロスデータをもとに基本出力波形の位相データを生成し、さらに前記ローパスフィルタからの前記出力データが０になるように演算し、該計算した位相に基づき波形を生成して出力するように構成したことを特徴としている。

上記課題を解決するためなされた請求項５に記載の本発明のコリオリ流量計は、前記駆動装置を，
前記電磁ピックオフから入力するアナログ信号を増幅するＯＰアンプ出力信号（経路Ａ）と、前記Ｄ／Ａコンバータからの出力信号（経路Ｂ）を選択切り替えるアナログスイッチを設け，
前記アナログスイッチは，
前記電磁ピックオフから入力するアナログ信号を増幅するＯＰアンプからの出力信号と、前記Ｄ／Ａコンバータからの出力信号の２つの信号うち、いずれかの信号を切り替えて出力端子に接続されるＯＰアンプに出力され、増幅されて，ドライブ出力信号として出力するとともに、出力端子に接続されるドライブ出力用のＯＰアンプのゲインを切り替えられるように構成し，
前記振幅計測部の出力データに基づきドライブ出力用のＯＰアンプからの出力信号とドライブ出力用のＯＰアンプのゲインを切り替えることによって該ドライブ出力用のＯＰアンプからの出力信号（経路Ａ）を選択して駆動回路の起動処理を行うことを特徴とする。

本発明によれば、駆動回路自体の個体差、駆動パラメータを変更することによって、共通的な駆動回路の設計を可能とし、さらには駆動回路を演算器内部に組み込むことが可能にし、コストの削減と自己診断などの追加機能を容易に実現することができる。

駆動回路のデジタル化にあたっては、駆動回路をデジタル化することによって、アナログ回路での高速な応答性をどこまで再現できるかが重要なポイントとなっている。それには、高速で駆動する演算器を用いれば解決することができるが、高速駆動の演算器は、非常にコストが高くなってしまい、実現性に乏しくなるという新たな問題を生じさせる。
そこで、本発明者は、ＰＬＬ（PLL; Phase-locked loop 位相同期回路）の考え方に基づく駆動方法を適用することにより実現するに至った。このＰＬＬ（PLL; Phase-locked loop 位相同期回路）は、入力される交流信号と周波数が等しく、かつ位相が同期した信号を、フィードバック制御により別の発振器から出力する電子回路である。
このようにＰＬＬは、もともと位相を同期するための回路で、入力信号に対して位相の同期した信号を作ることができるようになっている。
このＰＬＬは、演算器で構成することが比較的簡単で、さらに高速で演算することが可能であるため駆動回路を演算器に追加したことによる演算負荷の増加を抑えることが期待できる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を図面を参照しながら説明する。
図１には、ＰＬＬ（Phase-Locked Loop：位相同期回路）３０の回路構成図が示されている。
ＰＬＬ（Phase-Locked Loop：位相同期回路）というのは、外部から入力された基準信号と、ループ内の発振器からの出力との位相差が一定になるよう、ループ内発振器にフィードバック制御をかけて発振をさせる発振回路である。
図１におけるＰＬＬ３０は、位相比較器３１と、ループフィルタ３２と、ＶＣＯ（電圧制御発信回路）３３と、分周器３４とによって構成されている。

図１に図示のＰＬＬ３０は、入力される交流信号と周波数が等しく、かつ位相が同期した信号を、フィードバック制御により別の発振器から出力する電子回路である。
このＰＬＬ３０は、電圧に応じて周波数が変化するＶＣＯ（電圧制御発振回路）３３の出力信号と入力（基準周波数）との位相差をＶＣＯ３３にフィードバックすることにより、同期する。このとき、ＶＣＯ（電圧制御発振回路）３３の出力信号を分周したものを用いることにより入力信号の周波数を逓倍した信号を作ることもできる。

図２には、ＰＬＬ３０の原理を用いたコリオリ流量計の駆動回路のブロック図が示されている。
図２において、駆動回路４０は、ＯＰアンプ４１と、Ａ／Ｄコンバータ４２と、Ｄ／Ａコンバータ４３と、アナログスイッチ４４とによって構成されている。
測定用の流管を構成する一対のフローチューブを対向させ、駆動装置によって電磁オシレータを作動させフローチューブを回転方向に交番駆動し、一対のフローチューブを振動させるためのドライブ出力信号は、アナログスイッチ４４において、Ｄ／Ａコンバータ４３からの出力信号と、フローチューブを回転方向に交番駆動したときに一対のフローチューブに発生するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を電磁ピックオフによって検出されＯＰアンプ４１から出力される入力信号の２つの信号を、それぞれ切り替えてドライブ出力用のアンプ４５に出力できるように構成されている。

このアナログスイッチ４４は、同時にドライブ出力用のアンプ４５のゲインをアナログスイッチ４４による切り替えによって切り替えられるように回路構成されている。
また、Ａ／Ｄコンバータ４２からの出力信号は、Ａ／Ｄコンバータ４２に接続されるＤＳＰ（Digital Signal Processor ：デジタルシグナルプロセッサ ）５０に入力される。

図３には、ＤＳＰ（Digital Signal Processor ：デジタルシグナルプロセッサ ）の原理を用いたコリオリ流量計の駆動回路のブロック図が示されている。
ＤＳＰ（Digital Signal Processor, デジタルシグナルプロセッサ）５０ は、デジタル信号処理に特化したマイクロプロセッサである。
次に、ＤＳＰ５０の内部構成について説明する。このＤＳＰ５０は、振幅計測部５１と、ゼロクロス計算部５２と、ドライブ波形生成部５３と、周波数演算部５４と、ＰＬＬ５５（掛け算器５６、ローパスフィルタ５７、位相制御型発信器５８）とによって構成されている。
これらＤＳＰ５０を構成する各構成要素について、次に説明する。

（１）振幅計測部５１
振幅計測部５１は、振幅の計算をするもので、この振幅の計算においては、ＦＦＴを用いて共振周波数のスペクトル強度を振幅値として、振幅計測部５１の内部の演算に使用している。

（２）ゼロクロス計算部５２
ゼロクロス計算部５２は、Ａ／Ｄコンバータ４２から出力される電磁ピックオフによって検出されたフローチューブを回転方向に交番駆動したときに一対のフローチューブに発生するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数の入力データ（ｓｉｎα）の符号ビットが単位時間当たりに何回変わるかを計測するものである。そして、このゼロクロス計算部５２においては、計測した値をゼロクロスデータとして、位相制御型発信器５８に送るものである。

（３）ドライブ波形生成部５３
ドライブ波形生成部５３は、位相制御型発信器５８から出力される位相データδを基に出力波形の位相と振幅計測部５１から出力される振幅データＸ_ＭＡＧを基にドライブ波形生成部５３において出力波形の振幅を決定し、ドライブ波形生成部５３から出力される出力波形を生成する。

（４）周波数演算部５４
周波数演算部５４は、位相制御型発信器５８から出力される位相データδを基に電磁ピックオフによって検出されるコリオリの力に比例した振動周波数を計算するものである。

（５）掛け算器５６
掛け算器５６は、フローチューブを回転方向に交番駆動したときに一対のフローチューブに発生するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を、電磁ピックオフによって検出し、ＯＰアンプ４１によって増幅して、Ａ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力データ（ｓｉｎα）と、位相制御型発信器５８から出力される出力信号ｃｏｓδの位相を比較し、その差信号と和信号としてローパスフィルタ５７に出力するものである。

（６）ローパスフィルタ５７
ローパスフィルタ５７は、掛け算器５６から出力される出力信号を周波数フィルタを通して、低い周波数の信号のみ取り出す回路である。
したがって、ここでは、掛け算器５６から出力される出力信号のなかで差の成分のみを取り出している。

（７）位相制御型発信器５８
位相制御型発信器５８は、ゼロクロス部（ゼロクロス計算部５２）から出力されるゼロクロスデータ（α_０）を基に出力波形の位相データδを生成するものである。
そして、この位相制御型発信器５８においては、掛け算器５６に出力信号ｃｏｓδを出力し、この掛け算器５６において、Ａ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力データ（ｓｉｎα）の位相と、出力信号ｃｏｓδの位相とが比較され、その差信号と和信号としてローパスフィルタ５７から出力され、このローパスフィルタ５７によって濾波出力される差の成分のみの出力データＶｎが０になるように算出し、その算出した位相データδをドライブ波形生成部５３に出力する。
このドライブ波形生成部５３において、位相制御型発信器５８から出力されるに位相データδに基づき波形を生成して、出力データ（Ｘ_ＡＭＰｓｉｎγ）としてＤ／Ａコンバータ４３に出力する。

次に、ＤＳＰ（Digital Signal Processor ：デジタルシグナルプロセッサ）５０のドライブスタートの方法について説明する。
駆動回路４０の初期状態においては、対向する測定用の流管を構成する一対のフローチューブは電磁オシレータによって交番駆動されておらず、一対のフローチューブが振動していない。したがって、駆動回路４０のＯＰアンプ４１には、入力信号が入っておらず、駆動回路４０のＯＰアンプ４１からも出力信号が出力されていないため、アンプ４５からドライブ出力信号は出ていない。

ここで、ＯＰアンプ４１から出力されるＡ／Ｄコンバータ４２に入力される入力信号が０（振幅が０）の場合は、図２に図示のアナログスイッチ４４により出力アンプ４５のゲインを切り替え、さらにＯＰアンプ４１から出力されるＡ／Ｄコンバータ４２に入力される入力信号がアンプ４５に直接入力されるように接続し、アンプ４５から出力される出力信号として出力することによって初期振動をドライブコイルに与える。
このＯＰアンプ４１から出力されるＡ／Ｄコンバータ４２に入力される入力信号の振幅値がある程度大きくなった後、アナログスイッチ４４のＯＰアンプ４１から出力されるＡ／Ｄコンバータ４２に入力される入力信号がアンプ４５に直接入力される接続状態を、元に戻して通常の接続の駆動状態に戻す。

次に、ＤＳＰ５０の内部の各構成要素における計算方法について説明する。
（１）振幅計測部
振幅計測部５１においては、フローチューブを回転方向に交番駆動したときに一対のフローチューブに発生するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を、電磁ピックオフによって検出し、ＯＰアンプ４１によって増幅して、Ａ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力データ（ｓｉｎα）の実数成分と虚数成分をＦＦＴ（高速フーリエ変換）の計算でもとめ（１）式によって、振幅値Ｘ_ＭＡＧを入力信号のパワースペクトラムによって求めている。

〔式１〕

この振幅計測部５１における振幅の計算には、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いて共振周波数のスペクトル強度を計算し、このスペクトル強度を振幅値Ｘ_ＭＡＧとみなして、振幅計測部５１の内部の演算で用いている。

（２）ゼロクロス
ゼロクロス計測部５２においては、フローチューブを回転方向に交番駆動したときに一対のフローチューブに発生するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を、電磁ピックオフによって検出し、ＯＰアンプ４１によって増幅して、Ａ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力データ（ｓｉｎα）信号の符号ビットが０．５ｓｅｃの間で何回変わるかをカウントする。そして、Ａ／Ｄコンバータ４２から出力される信号の入力周波数のおおよその値を求める。このゼロクロス計算部５２において求めた値は、ゼロクロスデータより計算したベースとなる位相α_０として位相制御型発信器５８へ送出される。
なお、ゼロクロスの計測時間は、０．５ｓｅｃに限定されるものでなく、例えば、１ｓｅｃであってもよい。

（３）掛け算器５６
ＰＬＬ５５の掛け算器５６においては、フローチューブを回転方向に交番駆動したときに一対のフローチューブに発生するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を、電磁ピックオフによって検出し、ＯＰアンプ４１によって増幅して、Ａ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力データ（ｓｉｎα）信号と位相制御型発信器５８から出力される出力信号の出力波形を掛け算する。
ここで仮に位相制御型発信器の出力をｃｏｓδとした場合、掛け算器５６における演算（ｓｉｎα・ｃｏｓδ）は、
〔式２〕

と表される。

（４）ローパスフィルタ５７
次に、ローパスフィルタ５７においては、掛け算器５６から出力される出力データをローパスフィルタ５７において低域通過フィルタに通すことによって、低い周波数成分だけを取り出す。この低域通過フィルタに通すことによって、式（２）の高い周波数成分が完全に除去されたと仮定し、式（２）の係数の１／２を省略して考えたとき、ローパスフィルタ５７の低域通過フィルタからの出力Ｖｎは、
〔式３〕
Ｖｎ＝ｓｉｎ（α−δ） …………………………………（３）
となる。

ここで、さらに、式（３）の（α−δ）が十分小さい値とすると、ローパスフィルタ５７の低域通過フィルタからの出力Ｖｎは、
〔式４〕
Ｖｎ＝α−δ …………………………………（４）
のように近似することができる。

以上のことから位相制御型発信器５８から出力される出力信号の出力波形ｃｏｓδをコントロールして、繰り返し演算を行うことによってＶｎ≒０となり、最終的には、位相制御型発信器５８における演算結果としての基本出力波形の位相データδは、
〔式５〕
δ＝α …………………………………（５）
となる。
このように演算することより、入力信号位相αと同相の出力信号の位相δを計算することができる。

（５）位相制御型発信器５８
この位相制御型発信器５８においては、ローパスフィルタ５７から出力される出力信号Ｖｎによって発信周波数を変化させると、式（３）から式（４）の近似式の条件によって、入力周波数と位相制御型発信器の出力周波数が前述の如く同相となる。しかし、位相制御が確立しない条件下、例えば、同相化できない制御初期状態やアンチロック時では、ロッキングタイムを上げることが必要となる。
このような場合、ローパスフィルタ５７から出力される出力信号Ｖｎ値をＶ_ｎ＝１＝０として、ゼロクロス計測部５２における計測結果より、ベースとなる位相α_０から基底の位相制御発信出力を算出し、さらにローパスフィルタ５７の出力結果を用いて式（６）の如く位相御型発信器の発信周波数を決定する。

まず、ドライブ波形生成部５３において、位相制御型発信器５８から出力されるに位相データδの生成においては、位相データδは、
〔式６〕
δ＝α_０＋Ｖｎ ………………………（６）
と求められる。

この式（６）から得られる位相データδを基にｓｉｎ関数を適用して、発信波形を生成し、π／２シフトして、位相制御型発信器５８からの出力が、
〔式７〕
ｓｉｎ（δ＋π／２）＝ｃｏｓδ ………………………（７）
と得ることができる。
この式（７）で得られる出力ｃｏｓδは、前述の掛け算器へ入力される。

（６）ドライブ波形生成部５３
位相御型発信器５８から出力された位相情報δと、ドライブ波形生成部５３から出力される出力信号の振幅値Ｘ_ＡＭＰは、振幅計測部５１からの出力データＸ_ＭＡＧの関数として、
〔式８〕
Ｘ_ＡＭＰ＝Ｆｘ（Ｘ_ＭＡＧ） ………………………（８）
と生成される。

また、同様にしてドライブ波形生成部５３から出力される出力信号の位相γは、式（９）により求められるδの関数として表現することができる。
〔式９〕
γ＝Ｆａ（δ） ………………………………（９）
このようにして、ドライブ波形生成部５３より出力される駆動信号γは、
〔式１０〕
Ｘ_ＡＭＰ・ｓｉｎγ …………………………………（１０）
と表される。
なお、Ｆｘ、Ｆａは、それぞれ出力波形の振幅、位相を生成するための関数を表す。

式（８）のＦｘと、式（９）のＦａは、それぞれコリオリ検出器の口径や型式によって異なる関数となる。
例えば、入力波形の目標振幅値がＺで、位相がπ（ｒａｄ）シフトしたドライブ波形を作る場合の関数、式（８）のＦｘと、式（９）のＦａは、
〔式１１〕
Ｆｘ＝Ｚ−Ｘ_ＭＡＧ 、 Ｆａ＝δ＋π …………………（１１）
となる。

（７）周波数演算部５４
位相制御型発信器５８から出力される出力信号の位相データδは、
〔式１２〕
δ＝２・π・ｆ・ｔ ………………………（１２）
但し）π：円周率
ｆ：ドライブ周波数
ｔ：サンプリングレート
で表すことができる。
以上のことから、式（１３）に示すのように図３に図示の位相制御型発信器５８から出力される出力信号の位相データδを２π・ｔで割ることによって周波数ｆを、
〔式１３〕

と求めることができる。
この式（１３）によって求められた周波数ｆの値をドライブ周波数として用いれば、応答性の高い極めて安定で、かつＱの高いセンサチューブの共振振動駆動を提供することができる。

次に、ＤＳＰ５０における同期フィードバックと周波数演算の処理について、図４に図示のフローチャートに基づいて説明する。
図４において、ステップ１００において、ＰＬＬ５５の位相制御型発信器５８から出力される位相データδと、ＰＬＬ５５のローパスフィルタ５７から出力される出力信号Ｖｎについて、初期設定（δ_０＝０，Ｖ_０＝０）を行う。
さらに、ステップ１０１においては、Ａ／Ｄコンバータ４２から出力されるデータを取り込み、ゼロクロス計測部５２において、この取り込んだＡ／Ｄコンバータ４２からのデータの値を用いてベースとなる初期位相α_０の演算を行う。

このステップ１００において初期設定（δ_０＝０，Ｖ_０＝０）を行った後、ステップ１０１において、ＰＬＬ５５の掛け算器５６へのＯＰアンプ４１によって増幅して、Ａ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力データ（ｓｉｎα）のデータ取り込みと、ＰＬＬ５５の位相制御型発信器５８へのゼロクロス計測部５２から出力される位相データα_０のデータ取り込みを行う。

このステップ１０１において入力データ（ｓｉｎα）と位相データα_０のデータ取り込みを行うと、ステップ１０２において、初期位相α_０と、位相データδの初期設定値δ_ｎ−１と、ＰＬＬ５５のローパスフィルタ５７から出力される出力信号Ｖの初期設定値Ｖ_ｎ−１とから、位相制御型発信器５８から出力される位相データδｎを、
δ_ｎ＝δ_ｎ−１＋α_０＋Ｖ_ｎ−１
と演算して求める。

このステップ１０２において位相制御型発信器５８から出力される位相データδ_ｎの演算を行うと、ステップ１０３において、初期位相α_０と、位相データδの初期設定値δ_ｎ−１と、ＰＬＬ５５のローパスフィルタ５７から出力される出力信号Ｖの初期設定値Ｖ_ｎ−１を用いて位相制御型発信器５８から掛け算器５６に出力される出力信号ｃｏｓδ_ｎの位相の演算を行う。そして、この演算した出力信号ｃｏｓδ_ｎと、Ａ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力データｓｉｎα_ｎと掛け算して、ローパスフィルタ５７において出力信号Ｖｎを、
Ｖ_ｎ＝ｓｉｎα_ｎ×ｃｏｓδ_ｎ
と求める。

このステップ１０３においてローパスフィルタ５７における出力信号Ｖｎを求めると、ステップ１０４において、低域通過フィルタに通してローパスフィルタ５７から実際に出力する出力信号Ｖ_ｎを求める。
すなわち、ローパスフィルタ５７において、掛け算器５６から出力される出力データを低域通過フィルタを通すことによって、低い周波数成分だけを取り出して、Ａ／Ｄコンバータ４２から出力する出力信号Ｖｎとする。

このステップ１０４において低域通過フィルタに通してローパスフィルタ５７から実際に出力する出力信号Ｖｎを求めると、ステップ１０５において、位相比較演算時の値δ_ｎを用いて、周波数の演算を行う。
すなわち、ステップ１０５においては、周波数演算部５４で、位相制御型発信器５８から出力される位相データδを２π・ｔで割ることによって周波数Ｆを、
Ｆ＝（δ_ｎ−δ_ｎ−１）／２π・ｔ
と求める。このように位相比較演算時の値δｎを用いて周波数Ｆを演算することによって非常に高速に演算を行うことができる。

このステップ１０５において位相比較演算時の値δ_ｎを用いて、周波数の演算を行うと、ステップ１０６において、周波数Ｆの計算時の周波数演算部５４への入力信号の振幅値Ｘ_ＭＡＧを演算する。
すなわち、周波数演算部５４において周波数Ｆの計算時の入力信号の振幅値Ｘ_ＭＡＧを演算するため、その入力信号の振幅値Ｘ_ＭＡＧによって周期が正確にとれているかを判断することができる。
この周波数Ｆの計算時の入力信号の振幅値Ｘ_ＭＡＧの演算には、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いて行っている。しかし、入力波形の移動平均を行っても同様な結果を得ることができる。

ステップ１０６において周波数Ｆの計算時の周波数演算部５４への入力信号の振幅値Ｘ_ＭＡＧを演算すると、ステップ１０１に戻り、このステップ１０１からステップ１０６の演算を繰り返し行うことによって、より正確で高速な周波数演算を行うことができる。
また、ＤＳＰ５０における同期フィードバックと周波数演算においては、図４に示す如く、維持用のループ計算を繰り返すことによって周波数（位相）が入力周波数に収束する。
もし、ドライブ周波数が入力信号と異なる周波数にロック、もしくは収束しない場合は、振幅値の計算結果が非常に小さくなるため、振幅値の計算結果で位相がロックしているか、していないかを判断することができる。

次に、駆動制御の処理について、図５に図示のフローチャートに基づいて説明する。
図５においてに、ステップ２００において、ＤＳＰ（Digital Signal Processor ：デジタルシグナルプロセッサ ）５０を起動し、ＤＳＰ５０の初期化、すなわち、ＰＬＬ５５の位相制御型発信器５８から出力される位相データδと、ＰＬＬ５５のローパスフィルタ５７から出力される出力信号Ｖｎについて、初期設定（δ_０＝０，Ｖ_０＝０）を行う。

このステップ２００において初期化を行った後、ステップ２０１において、ＤＳＰ５０の振幅計測部５１にＡ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力データ（ｓｉｎα）を入力し、Ａ／Ｄコンバータ４２のスパンに対して振幅値が何％であるのかを演算する。
すなわち、フローチューブを回転方向に交番駆動したときに一対のフローチューブに発生するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を、電磁ピックオフによって検出し、ＯＰアンプ４１によって増幅して、Ａ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力データ（ｓｉｎα）を振幅計測部５１において、実数成分と虚数成分をＦＦＴ（高速フーリエ変換）の計算で求め、Ａ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力信号のパワースペクトラムを求める。

このステップ２０１においてＤＳＰ５０の振幅計測部５１にＡ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力データ（ｓｉｎα）を入力し、この入力データ（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧが、Ａ／Ｄコンバータ４２のスパンに対して何％であるのかを演算する。

このステップ２０１においてＤＳＰ５０の振幅計測部５１に入力される入力データ（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧが、Ａ／Ｄコンバータ４２のスパンに対して何％であるのかを演算するすると、ステップ２０２において、入力データ（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧが、Ａ／Ｄコンバータ４２のスパンに対して９０％以上であるか否かを判定する。
このステップ２０２においてＤＳＰ５０の振幅計測部５１に入力される入力データ（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧが、Ａ／Ｄコンバータ４２のスパンに対して９０％以上であると判定すると、ステップ２０３において、ドライブ波形生成部５３から出力する振幅値Ｘ_ＡＭＰを０にする。

すなわち、ドライブ波形生成部５３においては、振幅計測部５１から入力される振幅値Ｘ_ＭＡＧを基に出力信号（Ｘ_ＡＭＰｓｉｎγ）の振幅を決定し、ドライブ波形生成部５３から出力される出力信号（Ｘ_ＡＭＰｓｉｎγ）を生成する。
このステップ２０２においてＤＳＰ５０の振幅計測部５１に入力される入力データ（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧが、Ａ／Ｄコンバータ４２のスパンに対して９０％以上と判定、ステップ２０３において、ドライブ波形生成部５３から出力する振幅値Ｘ_ＡＭＰを０にすると、ステップ２０１に移る。

このステップ２０４においてＤＳＰ５０の振幅計測部５１に入力される入力データ（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧが、Ａ／Ｄコンバータ４２のスパンに対して１０％以上であると判定すると、ステップ２０５において、ドライブ波形生成部５３から出力する振幅値Ｘ_ＡＭＰをＡ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力波形（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧを基に演算して決定する。
すなわち、ドライブ波形生成部５３においては、振幅計測部５１から入力されるＡ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力波形（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧを基に出力信号（Ｘ_ＡＭＰｓｉｎγ）の振幅を決定し、ドライブ波形生成部５３から出力される出力信号（Ｘ_ＡＭＰｓｉｎγ）を生成する。

このステップ２０４においてＤＳＰ５０の振幅計測部５１に入力される入力データ（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧが、Ａ／Ｄコンバータ４２のスパンに対して１０％以上と判定し、ステップ２０５においてドライブ波形生成部５３から出力する振幅値Ｘ_ＡＭＰをＡ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力波形（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧを基に演算すると、ステップ２０１に移る。

さらに、ステップ２０６においてＤＳＰ５０の振幅計測部５１に入力される入力データ（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧが、Ａ／Ｄコンバータ４２のスパンに対して５％以上であると判定すると、ステップ２０７において、ドライブ波形生成部５３から出力する振幅値Ｘ_ＡＭＰを最大値にする。
すなわち、ドライブ波形生成部５３においては、振幅計測部５１から入力される振幅値Ｘ_ＭＡＧを基に出力信号（Ｘ_ＡＭＰｓｉｎγ）の振幅を決定し、ドライブ波形生成部５３から出力される出力信号（Ｘ_ＡＭＰｓｉｎγ）を生成する。

このステップ２０６においてＤＳＰ５０の振幅計測部５１に入力される入力データ（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧが、Ａ／Ｄコンバータ４２のスパンに対して５％以上と判定し、ステップ２０７においてドライブ波形生成部５３から出力する振幅値Ｘ_ＡＭＰを最大値にすると、ステップ２０１に移る。

ステップ２０８においては、Ａ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換された入力波形（ｓｉｎα）の振幅値Ｘ_ＭＡＧが小さい場合、同期が取れていないと判断し、駆動回路４０のアナログスイッチ４４を切り替えて起動処理を行う。
このようにＡ／Ｄコンバータ４２においデジタル値に変換されて入力される入力波形（ｓｉｎα）の振幅幅がＡ／Ｄコンバータのスパンに対して９０％以上の場合は、入力が飽和してしまう可能性があるためドライブ出力の振幅値を小さくし、また入力振幅の大きさが１０％未満で５％以上の時ドライブ出力の振幅幅を大きくし、それより値が小さい場合（入力振幅の大きさが５％未満の時）は、入力信号が無いと判断し、起動処理を行う。

なお、図５において、振幅値の振幅の判定で９０％、１０％、５％にて判定するとしてあるが、これは具体的な一例である。好ましくは本システム構成と要求される条件により、最適に選ぶことが望ましい。
また、ドライブ波形生成部５３から出力されるドライブ出力信号の振幅値の計算は、目標値（設定値）と入力波形の振幅値との差を求め、その差に応じてドライブ波形を計算し、入力波形の振幅値が目標値になるようにドライブ出力がコントロールされる。
先に述べたように、フィードバック系の同期が取れない場合、周波数計測が不定となり、振幅計測値がほぼ０になり、起動処理に入る。

次ぎに、本発明に係る制御方法によるドライブ駆動方法および、その周波数の計測方法の特長について説明する。
《駆動方法の特長》
今回の駆動方法の最大の特長は、位相同期能力が高くまた耐ノイズ性に強いことが挙げられる。
また、構成及び機能に係わる制御系の全域に渉ってＤＳＰの内部に組み込むことができるので、非常にコンパクトに構成することができ、さらに、ＤＳＰの内部のパラメータ（Ｆｘ，Ｆａ）を変えることによって様々なセンサに対応することができるという利点を持つ。

《周波数計測の特長》
周波数計測方法の特長としては、煩わしく、プログラムステップ数の増大を招く、例えば、ヒルベルト変換（９０°シフト演算）やＴＡＮ^−１の計算を排除できるので、非常に計算を高速化でき、また、駆動方法の特長でも述べたように、ローパスフィルタを用いているので、ノイズに強い点が挙げられる。

上述の如く本システムは、大幅に計算速度を高速化できるので、フィードバックループは、常に同期し、演算が動いているので、周波数の計測は極限に収束した安定したものとなる。
例えば、通常の計測において、１００ｍｓｅｃ程度を予要するに比して極端に縮め、１ｍｓｅｃの能力を引き出すことができる。
さらに、制御機能がデジタル表現でき、この結果、ドライブ駆動のダイアグノスティックや自己診断への活路を提供することになり、現状望まれといる顧客ニーズへの対応が可能となる。このことは、大変大きな視点であり、極大な利点を有するものである。

ＰＬＬ（Phase-Locked Loop：位相同期回路）の構成図を示す図である。 図１に図示のＰＬＬの原理を用いたコリオリ流量計の駆動回路のブロック図である。 ＤＳＰ（Digital Signal Processor ：デジタルシグナルプロセッサ ）の原理を用いたコリオリ流量計の駆動回路のブロック図である。 同期フィードバックと周波数演算のフローチャートを示す図である。 駆動制御のフローチャートを示す図である。 本発明が適用される一般的なコリオリ流量計の構成図である。 図６に図示のコリオリ流量計の駆動回路の動作原理を説明するための図である。

符号の説明

１………………………コリオリ流量計
２，３…………………チューブ
３０……………………ＰＬＬ
３１……………………位相比較器
３２……………………ループフィルタ
３３……………………ＶＣＯ（電圧制御発信回路）
３４……………………分周器
４０……………………駆動回路
４１……………………ＯＰアンプ
４２……………………Ａ／Ｄコンバータ
４３……………………Ｄ／Ａコンバータ
４４……………………アナログスイッチ
５０……………………ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ ）
５１……………………振幅計測部
５２……………………ゼロクロス計算部
５３……………………ドライブ波形生成部
５４……………………周波数演算部
５５……………………ＰＬＬ
５６……………………掛け算器
５７……………………ローパスフィルタ
５８……………………位相制御型発信器

Claims (5)

1. 測定用の流管を構成する一対のフローチューブを対向させ、駆動装置によって電磁オシレータを作動させ前記フローチューブを回転方向に交番駆動し該一対のフローチューブを振動させて、電磁ピックオフによって前記一対のフローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
   前記駆動装置は，
   前記電磁ピックオフからのアナログ入力信号を増幅するＯＰアンプと，
   前記ＯＰアンプから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと，
   前記Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル信号をＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）において生成する位相データに基づいてデジタル処理し、そのデータ量のデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと，
   によって構成し，
   前記ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）は，
   前記Ａ／Ｄコンバータから入力される信号の振幅を計算する振幅計測部と，
   前記Ａ／Ｄコンバータから入力されるデジタルデータの符号ビットが単位時間当たりに何回変わるかを計測し、その値をゼロクロスデータとして出力するゼロクロス計算部と，
   前記ゼロクロスデータと前記Ａ／Ｄコンバータとの出力データから位相データを生成するＰＬＬ（位相同期回路）と，
   前記ＰＬＬ（位相同期回路）から出力される位相データと前記振幅計測部からの振幅データを基に出力波形を生成するドライブ波形生成部と，
   によって構成したことを特徴とするコリオリ流量計。
2. 前記振幅計測部は，
   前記電磁ピックオフからの入力信号をＡ／Ｄ変換したデジタル信号に基づいて、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理により共振周波数のスペクトル強度を求めて振幅値を算出する手段により構成することを特徴とする請求項１に記載のコリオリ流量計。
3. 前記ＰＬＬ（位相同期回路）は，
   前記電磁ピックオフからの入力アナログ信号をＡ／Ｄ変換して得たデジタル信号に基づいて、位相データを計算し、該位相データより発信周波数を算出する周波数演算部を設け，
   前記発信周波数より、入力信号に同期した発信周波数に基づきコイルを駆動するドライブ信号を生成する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のコリオリ流量計。
4. 前記ＰＬＬ（位相同期回路）は、掛け算器と、ローパスフィルタと、位相制御型発信器とによって構成し、
   前記掛け算器は、前記Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル信号と前記位相制御型発信器から出力されるデジタル出力信号とを掛け算した後、前記ローパスフィルタに入力し、前記掛け算器出力信号からの低域周波数の信号のみ取り出し，
   前記位相制御型発信器では、前記ゼロクロス計算部からのゼロクロスデータをもとに基本出力波形の位相データを生成し、さらに前記ローパスフィルタからの前記出力データが０になるように演算し、該計算した位相に基づき波形を生成して出力する
   ことを特徴とする請求項１，２又は３に記載のコリオリ流量計。
5. 前記駆動装置に，
   前記電磁ピックオフから入力するアナログ信号を増幅するＯＰアンプ出力信号（経路Ａ）と、前記Ｄ／Ａコンバータからの出力信号（経路Ｂ）を選択切り替えるアナログスイッチを設け，
   前記アナログスイッチは，
   前記電磁ピックオフから入力するアナログ信号を増幅するＯＰアンプからの出力信号と、前記Ｄ／Ａコンバータからの出力信号の２つの信号うち、いずれかの信号を切り替えて出力端子に接続されるＯＰアンプに出力され、増幅されて，ドライブ出力信号として出力するとともに、出力端子に接続されるドライブ出力用のＯＰアンプのゲインを切り替えられるように構成し，
   前記振幅計測部の出力データに基づきドライブ出力用のＯＰアンプからの出力信号とドライブ出力用のＯＰアンプのゲインを切り替えることによって該ドライブ出力用のＯＰアンプからの出力信号（経路Ａ）を選択して駆動回路の起動処理を行う
   ことを特徴とする請求項１，２，３又は４に記載のコリオリ流量計。

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