KR101163888B1 - 코리올리 유량계 - Google Patents

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Abstract

전자 오실레이터를 작동시키는 구동장치를, 전자 픽오프로부터의 아날로그 입력신호를 증폭하는 OP앰프와, OP앰프로부터 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D컨버터와, A/D컨버터로부터 출력되는 디지털 신호를 DSP에 있어서 위상 검파에 기초하여 디지털 처리하고, 그 데이터량의 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A컨버터와, D/A컨버터로부터 출력되는 디지털 신호를 DSP에 있어서 위상 검파에 기초하여 디지털 처리하고, 그 데이터량의 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A컨버터에 의해서 구성한다.

Description

코리올리 유량계{CORIOLIS FLOWMETER}
본 발명은, 유관(流管)에 작용하는 코리올리의 힘에 비례한 위상차 및/또는 진동 주파수를 검출하는 것에 의해 피계측유체의 질량유량 및/또는 밀도를 얻는 코리올리 유량계에 관한 것이다.
코리올리 유량계는, 피측정유체가 유통하는 유관의 일단 또는 양단을 지지하고, 그 지지점 주위에 유관의 흐르는 방향과 수직인 방향으로 진동을 가했을 때에, 유관(이하, 진동이 가해질 유관을 플로우 튜브라고 한다)에 작용하는 코리올리의 힘이 질량유량에 비례하는 것을 이용한 질량유량계이다. 코리올리 유량계는 주지하는 바이다. 코리올리 유량계에 있어서의 플로우 튜브의 형상은 직관식과 만곡관식으로 크게 구별되어 있다.
그리고, 코리올리 유량계는, 피측정유체가 흐르는 측정관을 양단으로 지지하고, 지지된 측정관의 중앙부를 지지선에 대해, 직각인 방향으로 교번(交番)구동했을 때, 측정관의 양단 지지부와 중앙부와의 사이의 대칭 위치에 질량유량에 비례한 위상차 신호를 검출하는 질량유량계이다. 위상차 신호는 질량유량에 비례하고 있는 양이지만, 구동 주파수를 일정하게 하면, 위상차 신호는 측정관의 관측 위치에서의 시간차 신호로서 검출할 수 있다.
측정관의 교번 구동의 주파수를 측정관의 고유의 진동수와 같게 하면, 피측정유체의 밀도에 따른 일정한 구동 주파수를 얻을 수 있어, 작은 구동 에너지로 구동하는 것이 가능해지기 때문에, 최근에는 측정관을 고유 진동수로 구동하는 것이 일반적으로 되어 있고, 위상차 신호는 시간차 신호로서 검출된다.
직관식의 코리올리 유량계는, 양단이 지지된 직관의 중앙부 직관축에 수직인 방향의 진동을 가했을 때, 직관의 지지부와 중앙부와의 사이에 코리올리의 힘에 의한 직관의 변위차, 즉 위상차 신호를 얻을 수 있고, 그 위상차 신호에 기초하여 질량유량을 검지하도록 구성되어 있다. 이러한 직관식의 코리올리 유량계는, 심플, 컴팩트하고 견뢰한 구조를 가지고 있다. 그러나, 높은 검출 감도를 얻을 수 없다고 하는 문제점도 더불어 가지고 있다.
이에 대해서, 만곡관식의 코리올리 유량계는, 코리올리의 힘을 유효하게 추출하기 위한 형상을 선택할 수 있는 면에서, 직관식의 코리올리 유량계보다 뛰어나, 실제, 고감도의 질량유량을 검출할 수 있게 되어 있다. 한편, 만곡관식의 코리올리 유량계로서는, 한 개의 플로우 튜브를 구비하는 것(예를 들면, 일본 특허공개평4-55250호 공보 참조)이나, 병렬 2개의 플로우 튜브를 구비하는 것(예를 들면, 일본특허 제 2939242호 공보 참조), 혹은 한 개의 플로우 튜브를 루프시킨 상태로 구비하는 것(예를 들면, 일본특허 제 2951651호 공보 참조) 등이 알려져 있다.
그런데, 플로우 튜브를 구동하기 위한 구동수단으로서는, 코일과 마그넷의 조합으로 이용되는 것이 일반적으로 되어 있다. 그 코일과 마그넷의 부착에 관해서는, 플로우 튜브의 진동 방향에 대해서 오프셋 하지 않은 위치에 부착하는 것이, 코일과 마그넷의 위치 관계의 엇갈림을 최소로 하는데 있어서 바람직하기 때문에, 상기 일본특허 제2939242호 공보에 개시되는 병렬 2개의 플로우 튜브에 있어서는, 코일과 마그넷을 끼워넣는 상태로 부착되어 있다. 그 때문에, 서로 마주하는 2개의 플로우 튜브의 거리가 적어도 코일과 마그넷을 끼워 넣는 분만큼 멀어지는 설계가 이루어져 있다.
2개의 플로우 튜브가 각각 평행한 면내에 존재하는 코리올리 유량계로서, 입구지름이 큰 코리올리 유량계나 플로우 튜브의 강성이 높은 코리올리 유량계의 경우에는, 구동수단의 파워를 높일 필요가 있기 때문에, 큰 구동수단을 2개의 플로우 튜브의 사이에 끼워 넣지 않으면 안된다. 그 때문에, 플로우 튜브의 근원인 고정단부에 있어서도, 그 플로우 튜브끼리의 거리가 필연적으로 넓어지도록 설계되어 있다.
일반적인 코리올리 유량계(1)는, 도 6에 도시하는 바와 같이, 2개의 U자관 형상의 튜브(2,3)의 검출기(4)와 변환기(5)를 가지고 있다.
검출기(4)의 측정 튜브(2,3)에는, 가진기(加振器)(6), 속도센서(7), 온도센서(8)가 부착되어 있고, 각각 변환기(5)에 접속되어 있다.
코리올리 유량계 변환기(5)는, 위상계측부(11)와, 온도계측부(12)와, 구동제어부(13)에 의해서 구성되어 있다.
위상계측부(11)는 이하와 같이 구성되어 있다.
신호 처리의 디지털화에 있어서, 코리올리 유량계의 위상계측부(11)는, 한 쌍의 속도센서의 신호를 A/D변환하여 디지털 변환처리를 한 후, 변환된 신호의 위상차를 구하고 있다.
다음에, 온도계측부(12)의 계측 방법에 대해 설명한다.
코리올리 유량계에는, 튜브 온도의 보상용으로 온도센서가 설치되어 있다.
일반적으로 저항형 온도센서가 이용되어 있고, 저항값을 계측하는 것에 의해서 온도를 산출한다.
구동제어부(13)는, 측정 튜브에 부착된 가진기(6)에, 소정의 모드의 신호를 보내 튜브(2,3)가 공진 진동할 수 있도록 한다.
종래의 구동회로에는, 정귀환 루프 구성한 아날로그식의 것이 다용되어 있고, 튜브의 형상 등에 의해서 회로 구성부품이 달라, 그 때문에 공통화한 변환기의 구성에는 어려움이 있었다.
또한, 상기 위상계측부(11)와 독립한 구성을 이루기 때문에, 성능 기능을 맡지 못하고, 오히려 코리올리의 힘의 원리(위상 계측)에 의한 계측 수단의 한 구성요소로서 넣어져, 우위적 기능 전개에는 활용되고 있지 않은 것이 실상이다.
종래의 구동회로는, 아날로그 회로로 구성되어 있다. 이 종래의 구동회로의 구성은, 도 7에 도시하는 구성을 가지고 있다.
도 7에 도시하는 구동회로의 동작 원리에 대해 설명한다.
우선, 픽오프의 입력신호를 진폭 계측부(20)를 구성하는 전파(全波) 정류회로(21)에 있어서 전파 정류하고, 이 전파 정류회로(21)에 있어서 전파 정류한 픽오프의 입력신호를, 진폭 계측부(20)를 구성하는 로우패스 필터(22)에 입력한다.
이와 같이 진폭 계측부(20)에 있어서는, 로우패스 필터(22)에 입력한 픽오프의 입력신호의 입력 파형의 진폭치를 구한다.
이 진폭 계측부(20)에 있어서 구한 진폭치는, 가산기(23)에 있어서, 가산기 (23)에 입력되는 기준 전압치 Vref로부터 뺄셈되고, 곱셈기(24)에 있어서, 진폭 계측부(20)에 입력되는 픽오프의 입력신호와 곱셈된다. 그리고, 이 곱셈기(24)에 있어서 곱셈한 입력신호는, 드라이브 출력용 앰프(25)에 입력된다. 그리고, 이 드라이브 출력용 앰프(25)에 있어서, 구동신호로서 출력된다.
여기서 입력신호의 진폭치가 어느 일정한 레벨에 이르지 않은 경우, 스타트 회로(26)의 출력이 전환되어 출력용 앰프(25)의 게인을 전환하여, 구동신호의 레벨이 커져 입력신호는, 빠르게 일정한 레벨에 수속(收束)된다.
이와 같이 구동하는 종래의 구동회로에 있어서는, 구동회로를 아날로그 회로로 구성하고 있기 때문에, 입력신호의 변화에 대해서 매우 응답성이 좋다고 하는 장점이 있지만, 이하와 같은 단점도 있다.
종래의 구동회로에 있어서는, 회로의 상수(常數)가 고정되어 있으므로, 구동용의 파라미터를 변경하여 다양한 형식의 센서와 결합하기 위한, 공통된 구동회로를 설계하는 것이 어렵다고 하는 문제점을 가지고 있다.
또한, 종래의 구동회로에 있어서는, 회로를 구성하는 부품 점수가 많기 때문에 비용이 높아진다고 하는 문제점을 가지고 있다.
또한, 종래의 구동회로에 있어서는, 구동회로의 자기진단 등의 기능을 추가하기 위해서, 회로 자체의 개체차의 조정이나 더 많은 부품의 실장 등이 요구된다고 하는 문제점을 가지고 있다.
본 발명의 목적은, 구동회로를 디지털화하는 것에 의해서, 구동회로 자체의 개체차, 구동 파라미터를 변경하는 것에 의해서, 공통적인 구동회로의 설계를 가능하게 하고, 나아가서는 구동회로를 연산기 내부에 넣는 것이 가능하게 되어, 비용의 삭감과 자기진단 등의 추가 기능을 용이하게 실현할 수 있는 코리올리 유량계를 제공하는 것에 있다.
상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 청구항 1에 기재된 본 발명의 코리올리 유량계는, 측정용의 유관을 구성하는 한 쌍의 플로우 튜브를 대향시키고, 구동장치에 의해서 전자 오실레이터를 작동시켜 상기 플로우 튜브를 회전방향으로 교번 구동하여 상기 한 쌍의 플로우 튜브를 진동시키고, 전자 픽오프에 의해서 상기 한 쌍의 플로우 튜브에 작용하는 코리올리의 힘에 비례한 위상차를 검출하는 것에 의해, 피계측유체의 질량유량을 얻는 코리올리 유량계에 있어서,
상기 구동장치를,
상기 전자 픽오프로부터의 아날로그 입력신호를 증폭하는 OP앰프와,
상기 OP앰프로부터 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D컨버터와,
상기 A/D컨버터로부터 출력되는 디지털 신호를 DSP(디지털 시그널 프로세서)에 있어서 위상 검파에 기초하여 디지털 처리하고, 그 데이터량의 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A컨버터에 의해서 구성한 것을 특징으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 청구항 2에 기재된 본 발명의 코리올리 유량계는, 측정용의 유관을 구성하는 한 쌍의 플로우 튜브를 대향시키고, 구동장치에 의해서 전자 오실레이터를 작동시켜 상기 플로우 튜브를 회전방향으로 교번 구동하여 상기 한 쌍의 플로우 튜브를 진동시키고, 전자 픽오프에 의해서 상기 한 쌍의 플로우 튜브에 작용하는 코리올리의 힘에 비례한 진동 주파수를 검출하는 것에 의해, 피계측유체의 밀도를 얻는 코리올리 유량계에 있어서,
상기 구동장치를,
상기 전자 픽오프로부터의 아날로그 입력신호를 증폭하는 OP앰프와,
상기 OP앰프로부터 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D컨버터와,
상기 A/D컨버터로부터 출력되는 디지털 신호를 DSP(디지털 시그널 프로세서)에 있어서 위상 검파에 기초하여 디지털 처리하고, 그 데이터량의 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A컨버터에 의해서 구성한 것을 특징으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 청구항 3에 기재된 본 발명의 코리올리 유량계는, DSP(디지털 시그널 프로세서)를,
FFT를 이용하여 공진 주파수의 스펙트럼 강도를 진폭치로서 진폭을 계산하는 진폭 계측부와,
상기 A/D컨버터로부터 입력되는 디지털 데이터의 부호 비트가 단위시간당으로 몇 회 바뀌는지를 계측하여, 그 값을 제로 크로스 데이터로서 출력하는 제로 크로스 계산부와,
PLL로부터의 출력과 상기 진폭 계측부로부터의 진폭 데이터를 기초로 출력 파형의 진폭을 결정하고, 출력 파형을 생성하는 드라이브 파형 생성부와,
PLL로부터의 출력되는 위상 데이터를 기초로 주파수를 계산하는 주파수 연산부와,
상기 제로 크로스 데이터와 상기 A/D컨버터와의 출력 데이터로부터 위상 검파를 행하는 PLL(위상동기회로)에 의해서 구성한 것을 특징으로 하고 있다.
상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 청구항 4에 기재된 본 발명의 코리올리 유량계는, PLL(위상동기회로)를,
상기 전자 픽오프로부터의 입력 아날로그 신호를 A/D변환한 디지털 신호에 기초하여, 위상 검파에 의해 얻어진 발신 주파수로부터, 입력신호에 동기한 발신 주파수에 기초하여 코일을 구동하는 드라이브 신호를 생성하도록 한 것을 특징으로 하고 있다.
상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 청구항 5 및 청구항 6에 기재된 본 발명의 코리올리 유량계는, PLL(위상동기회로)를, 곱셈기와, 로우패스 필터와, 위상제어형 발신기에 의해서 구성하고,
상기 곱셈기를, 상기 A/D컨버터로부터 출력되는 디지털 신호와 상기 위상제어형 발신기로부터 출력되는 디지털 출력신호와의 위상을 비교하여, 그 차(差)신호와 화(和)신호로서 출력하도록 구성하고,
상기 로우패스 필터를, 상기 곱셈기로부터의 출력 신호로부터 낮은 주파수의 신호만 추출하도록 구성하고,
상기 위상제어형 발신기를, 상기 제로 크로스부로부터의 제로 크로스 데이터를 기초로 기본 출력 파형의 위상 데이터를 생성하고, 또한 상기 로우패스 필터로부터의 출력 데이터가 0이 되도록 연산하고, 상기 연산한 위상에 기초하여 파형을 생성하여 출력하도록 구성한 것을 특징으로 하고 있다.
상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 청구항 7 내지 청구항 11에 기재된 본 발명의 코리올리 유량계는, 아날로그 스위치로부터 출력되는 출력신호를, 상기 아날로그 스위치의 출력 단자에 접속되는 OP앰프에 의해서 증폭하여, 드라이브 출력신호로서 출력하도록 구성하고, 상기 OP앰프의 게인을, 상기 아날로그 스위치에 의해서 전환되도록 회로 구성한 것을 특징으로 하고 있다.
이상의 각 청구항에 기재한 본 발명에 의하면, 구동회로 자체의 개체차, 구동 파라미터를 변경하는 것에 의해서, 공통적인 구동회로의 설계를 가능하게 하여, 나아가서는 구동회로를 연산기 내부에 넣는 것이 가능하게 되어, 비용의 삭감과 자기진단 등의 추가 기능을 용이하게 실현할 수 있다.
도 1은, PLL(Phase-Locked Loop : 위상동기회로)의 구성도를 도시하는 도면이다.
도 2는, 도 1에 도시한 PLL의 원리를 이용한 코리올리 유량계의 구동회로의 블록도이다.
도 3은, DSP(Digital Signal Processor :디지털 시그널 프로세서)의 원리를 이용한 코리올리 유량계의 구동회로의 블록도이다.
도 4는, 동기 피드백과 주파수 연산의 플로우차트를 도시하는 도면이다.
도 5는, 구동제어의 플로우차트를 도시하는 도면이다.
도 6은, 본 발명이 적용되는 일반적인 코리올리 유량계의 구성도이다.
도 7은, 도 6에 도시한 코리올리 유량계의 구동회로의 동작 원리를 설명하기 위한 도면이다.
구동회로의 디지털화에 있어서는, 구동회로를 디지털화하는 것에 의해서, 아날로그 회로로의 고속의 응답성을 어디까지 재현할 수 있을지가 중요한 포인트가 되고 있다. 거기에는, 고속으로 구동하는 연산기를 이용하면 해결할 수 있지만, 고속 구동의 연산기는, 매우 비용이 높아져 버려, 실현성이 부족해진다고 하는 새로운 문제를 발생시킨다.
따라서, 본 발명자는, PLL(PLL; Phase-locked loop 위상동기회로)의 생각하는 방식에 기초하는 구동방법을 적용하는 것에 의해 실현되기에 이르렀다. 이 PLL (PLL; Phase-locked loop 위상동기회로)는, 입력되는 교류신호와 주파수가 동일하고, 또한 위상이 동기한 신호를, 피드백 제어에 의해 다른 발진기로부터 출력하는 전자 회로이다.
이와 같이 PLL은, 원래 위상을 동기하기 위한 회로이고, 입력신호에 대해서 위상의 동기한 신호를 만들 수 있게 되어 있다.
이 PLL은, 연산기로 구성하는 것이 비교적 간단하고, 또한 고속으로 연산하는 것이 가능하기 때문에 구동회로를 연산기에 추가한 것에 의한 연산 부하의 증가를 억제하는 것을 기대할 수 있다.
이하, 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태를 도면을 참조하면서 설명한다.
도 1에는, PLL(Phase-Locked Loop : 위상동기회로)(30)의 회로 구성도가 도시되어 있다.
PLL(Phase-Locked Loop : 위상동기회로)이란, 외부로부터 입력된 기준 신호와, 루프내의 발진기로부터의 출력과의 위상차가 일정하게 되도록, 루프내 발진기에 피드백 제어를 걸치고 발진을 시키는 발진회로이다.
도 1에 있어서의 PLL(30)은, 위상 비교기(31)와, 루프 필터(32)와, VCO(전압제어 발진회로)(33)와, 분주기(34)에 의해서 구성되어 있다.
도 1에 도시한 PLL(30)은, 입력되는 교류신호와 주파수가 동일하고, 인가 위상이 동기한 신호를, 피드백 제어에 의해 다른 발진기로부터 출력하는 전자 회로이다.
이 PLL(30)은, 전압에 따라 주파수가 변화하는 VCO(전압제어 발진회로)(33)의 출력신호와 입력(기준 주파수)과의 위상차를 VCO(33)에 피드백하는 것에 의해, 동기한다. 이 때, VCO(전압제어 발진회로)(33)의 출력신호를 분주한 것을 이용하는 것에 의해 입력신호의 주파수를 체배(遞倍)한 신호를 만들 수도 있다.
도 2에는, PLL(30)의 원리를 이용한 코리올리 유량계의 구동회로의 블록도가 도시되어 있다.
도 2에 있어서, 구동회로(40)는, OP앰프(41)와, A/D컨버터(42)와, D/A컨버터 (43)와, 아날로그 스위치(44)에 의해서 구성되어 있다.
측정용의 유관을 구성하는 한 쌍의 플로우 튜브를 대향시키고, 구동장치에 의해서 전자 오실레이터를 작동시켜 플로우 튜브를 회전방향으로 교번 구동하고, 한 쌍의 플로우 튜브를 진동시키기 위한 드라이브 출력신호는, 아날로그 스위치 (44)에 있어서, D/A컨버터(43)로부터의 출력신호와, 플로우 튜브를 회전방향으로 교번 구동했을 때에 한 쌍의 플로우 튜브에 발생하는 코리올리의 힘에 비례한 위상차 및/또는 진동 주파수를 전자 픽오프에 의해서 검출되어 OP앰프(41)로부터 출력되는 입력신호의 2개의 신호를, 각각 전환하여 드라이브 출력용의 앰프(45)에 출력할 수 있도록 구성되어 있다.
이 아날로그 스위치(44)는, 동시에 드라이브 출력용의 앰프(45)의 게인을 아날로그 스위치(44)에 의한 전환에 의해서 전환되도록 회로 구성되어 있다.
또한, A/D컨버터(42)로부터의 출력신호는, A/D컨버터(42)에 접속되는 DSP (Digital Signal Processor : 디지털 시그널 프로세서)(50)에 입력된다.
도 3에는, DSP(Digital Signal Processor : 디지털 시그널 프로세서)의 원리를 이용한 코리올리 유량계의 구동회로의 블록도가 도시되어 있다. DSP(Digital Signal Processor, 디지털 시그널 프로세서)(50)는, 디지털 신호 처리에 특화한 마이크로 프로세서이다.
다음에, DSP(50)의 내부 구성에 대해 설명한다. 이 DSP(50)는, 진폭 계측부 (51)와, 제로 크로스 계산부(52)와, 드라이브 파형 생성부(53)와, 주파수 연산부 (54)와, PLL(55){곱셈기(56), 로우패스 필터(57), 위상제어형 발신기(58)}에 의해서 구성되어 있다.
이들 DSP(50)를 구성하는 각 구성요소에 대해서, 다음에 설명한다.
(1) 진폭 계측부(51)
진폭 계측부(51)는, 진폭의 계산을 하는 것으로, 이 진폭의 계산에 있어서는, FFT를 이용하여 공진 주파수의 스펙트럼 강도를 진폭치로서, 진폭 계측부(51)의 내부의 연산에 사용하고 있다.
(2) 제로 크로스 계산부(52)
제로 크로스 계산부(52)는, A/D컨버터(42)로부터 출력되는 전자 픽오프에 의해서 검출된 플로우 튜브를 회전방향으로 교번 구동했을 때에 한 쌍의 플로우 튜브에 발생하는 코리올리의 힘에 비례한 위상차 및/또는 진동 주파수의 입력 데이터 (sinα)의 부호 비트가 단위시간당으로 몇 회 바뀌는지를 계측하는 것이다. 그리고, 이 제로 크로스 계산부(52)에 있어서는, 계측한 값을 제로 크로스 데이터로서 위상제어형 발신기(58)에 보내는 것이다.
(3) 드라이브 파형 생성부(53)
드라이브 파형 생성부(53)는, 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 위상 데이터 δ를 기초로 출력 파형의 위상과 진폭 계측부(51)로부터 출력되는 진폭 데이터 XMAG를 기초로 드라이브 파형 생성부(53)에서 출력 파형의 진폭을 결정하고, 드라이브 파형 생성부(53)로부터 출력되는 출력 파형을 생성한다.
(4) 주파수 연산부(54)
주파수 연산부(54)는, 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 위상 데이터 δ를 기초로 전자 픽오프에 의해서 검출되는 코리올리의 힘에 비례한 진동 주파수를 계산하는 것이다.
(5) 곱셈기(56)
곱셈기(56)는, 플로우 튜브를 회전방향으로 교번구동했을 때에 한 쌍의 플로우 튜브에 발생하는 코리올리의 힘에 비례한 위상차 및/또는 진동 주파수를, 전자 픽오프에 의해서 검출하여, OP앰프(41)에 의해서 증폭하고, A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 데이터(sinα)와, 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 출력신호 cosδ의 위상을 비교하여, 그 차신호와 화신호로서 로우패스 필터(57)에 출력하는 것이다.
(6) 로우패스 필터(57)
로우패스 필터(57)는, 곱셈기(56)로부터 출력되는 출력신호를 주파수 필터를 통하여, 낮은 주파수의 신호만 추출하는 회로이다.
따라서, 여기에서는, 곱셈기(56)로부터 출력되는 출력신호 중에서 뺄셈한 성분만을 추출하고 있다.
(7) 위상제어형 발신기(58)
위상제어형 발신기(58)는, 제로 크로스부{제로 크로스 계산부(52)} 로부터 출력되는 제로 크로스 데이터(α0)를 기초로 출력 파형의 위상 데이터 δ를 생성하는 것이다.
그리고, 이 위상제어형 발신기(58)에 있어서는, 곱셈기(56)에 출력신호 cosδ를 출력하고, 이 곱셈기(56)에 있어서, A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 데이터(sinα)의 위상과, 출력신호 cosδ의 위상이 비교되어, 그 차신호와 화신호로서 로우패스 필터(57)로부터 출력되고, 이 로우패스 필터(57)에 의해서 여파 (濾波) 출력되는 뺄셈한 성분만의 출력 데이터 Vn가 0이 되도록 산출하여, 그 산출한 위상 데이터 δ를 드라이브 파형 생성부(53)에 출력한다.
이 드라이브 파형 생성부(53)에서, 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 위상 데이터 δ에 기초하여 파형을 생성하고, 출력 데이터(XAMP sinγ)로서 D/A컨버터(43)에 출력한다.
다음에, DSP(Digital Signal Processor : 디지털 시그널 프로세서)(50)의 드라이브 스타트의 방법에 대해 설명한다.
구동회로(40)의 초기 상태에 있어서는, 대향하는 측정용의 유관을 구성하는 한 쌍의 플로우 튜브는 전자 오실레이터에 의해서 교번 구동되지 않고, 한 쌍의 플로우 튜브가 진동하고 있지 않다. 따라서, 구동회로(40)의 OP앰프(41)에는, 입력신호가 들어가지 않고, 구동회로(40)의 OP앰프(41)로부터도 출력신호가 출력되어 있지 않기 때문에, 앰프(45)로부터 드라이브 출력신호는 나와 있지 않다.
여기서, OP앰프(41)로부터 출력되는 A/D컨버터(42)에 입력되는 입력신호가 0 (진폭이 0)의 경우는, 도 2에 도시한 아날로그 스위치(44)에 의해 출력 앰프(45)의 게인을 전환하고, 또한 OP앰프(41)로부터 출력되는 A/D컨버터(42)에 입력되는 입력신호가 앰프(45)에 직접 입력되도록 접속하여, 앰프(45)로부터 출력되는 출력신호로서 출력하는 것에 의해서 초기 진동을 드라이브 코일에 준다.
이 OP앰프(41)로부터 출력되는 A/D컨버터(42)에 입력되는 입력신호의 진폭치가 어느 정도 커진 후, 아날로그 스위치(44)의 OP앰프(41)로부터 출력되는 A/D컨버터(42)에 입력되는 입력신호가 앰프(45)에 직접 입력되는 접속 상태를, 원래로 되돌려 통상의 접속의 구동 상태로 되돌린다.
다음에, DSP(50)의 내부의 각 구성요소에 있어서의 계산방법에 대해 설명한다.
(1) 진폭 계측부
진폭 계측부(51)에 있어서는, 플로우 튜브를 회전방향으로 교번 구동했을 때에 한 쌍의 플로우 튜브에 발생하는 코리올리의 힘에 비례한 위상차 및/또는 진동 주파수를, 전자 픽오프에 의해서 검출하고, OP앰프(41)에 의해서 증폭하고, A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 데이터(sinα)의 실수(實數) 성분과 허수(虛數) 성분을 FFT(고속 푸리에 변환)의 계산으로 구하여 (1) 식에 의해서, 진폭치 XMAG를 입력신호의 파워 스펙트럼에 의해서 구하고 있다.
[식 1]
Figure 112010028224924-pct00001
………(1)
이 진폭 계측부(51)에 있어서의 진폭의 계산에는, FFT(고속 푸리에 변환)를 이용하여 공진 주파수의 스펙트럼 강도를 계산하고, 이 스펙트럼 강도를 진폭치 XMAG로 간주하여, 진폭 계측부(51)의 내부의 연산으로 이용하고 있다.
(2) 제로 크로스
제로 크로스 계측부(52)에 있어서는, 플로우 튜브를 회전방향으로 교번 구동했을 때에 한 쌍의 플로우 튜브에 발생하는 코리올리의 힘에 비례한 위상차 및/또는 진동 주파수를, 전자 픽오프에 의해서 검출하여, OP앰프(41)에 의해서 증폭하고, A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 데이터(sinα) 신호의 부호 비트가 0.5sec의 사이에 몇 회 바뀌는가를 카운트한다. 그리고, A/D컨버터(42)로부터 출력되는 신호의 입력 주파수의 대략 그 값을 구한다. 이 제로 크로스 계산부(52)에서 구한 값은, 제로 크로스 데이터로부터 계산한 베이스가 되는 위상 α0으로서 위상제어형 발신기(58)에 송출된다.
한편, 제로 크로스의 계측시간은, 0.5sec에 한정되는 것이 아니라, 예를 들면, 1sec이더라도 좋다.
(3) 곱셈기(56)
PLL(55)의 곱셈기(56)에 있어서는, 플로우 튜브를 회전방향으로 교번구동했을 때에 한 쌍의 플로우 튜브에 발생하는 코리올리의 힘에 비례한 위상차 및/또는 진동 주파수를, 전자 픽오프에 의해서 검출하여, OP앰프(41)에 의해서 증폭하고, A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 데이터(sinα) 신호와 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 출력신호의 출력 파형을 곱셈한다.
여기서 만일 위상제어형 발신기의 출력을 cosδ로 한 경우, 곱셈기(56)에 있어서의 연산(sinα?cosδ)은,
[식 2]
Figure 112010028224924-pct00002
………(2)
로 표시된다.
(4) 로우패스 필터(57)
다음에, 로우패스 필터(57)에서는, 곱셈기(56)로부터 출력되는 출력 데이터를 로우패스 필터(57)에서 저역 통과 필터에 통과시키는 것에 의해서, 낮은 주파수 성분만큼을 추출한다. 이 저역 통과 필터에 통과시키는 것에 의해서, 식(2)의 높은 주파수 성분이 완전하게 제거되었다고 가정하여, 식(2)의 계수의 1/2을 생략하여 생각했을 때, 로우패스 필터(57)의 저역 통과 필터로부터의 출력 Vn은,
[식 3]
Vn=sin(α-δ) ………(3)
이 된다.
여기서, 또한, 식(3)의 (α-δ)가 충분히 작은 값으로 하면, 로우패스 필터(57)의 저역 통과 필터로부터의 출력 Vn은,
[식 4]
Vn=α-δ ………(4)와 같이 근사할 수 있다.
이상으로부터 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 출력신호의 출력 파형 cosδ를 컨트롤하여, 반복 연산을 행하는 것에 의해서 Vn≒0이 되고, 최종적으로는, 위상제어형 발신기(58)에 있어서의 연산 결과적으로의 기본 출력 파형의 위상 데이터 δ는,
[식 5]
δ=α ………(5)
가 된다.
이와 같이 연산하는 것에 의해, 입력신호 위상 α과 동상(同相)의 출력신호의 위상 δ를 계산할 수 있다.
(5) 위상제어형 발신기(58)
이 위상제어형 발신기(58)에서는, 로우패스 필터(57)로부터 출력되는 출력신호 Vn에 의해서 발신 주파수를 변화시키면, 식(3)으로부터 식(4)의 근사식의 조건에 의해서, 입력 주파수와 위상제어형 발신기의 출력 주파수가 상술과 같이 동상이 된다. 그러나, 위상제어가 확립되지 않은 조건하, 예를 들면, 동상화 할 수 없는 제어 초기 상태나 안티록시에서는, 록킹타임을 올리는 것이 필요하게 된다.
이러한 경우, 로우패스 필터(57)로부터 출력되는 출력신호 Vn치를 Vn=1=0으로 하고, 제로 크로스 계측부(52)에 있어서의 계측 결과로부터, 베이스가 되는 위상 α0으로부터 기저의 위상제어 발신 출력을 산출하고, 또한 로우패스 필터(57)의 출력 결과를 이용하여 식(6)과 같이 위상형 발신기의 발신 주파수를 결정한다.
우선, 드라이브 파형 생성부(53)에서, 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는에 위상 데이터 δ의 생성에 있어서는, 위상 데이터 δ는,
[식 6]
δ=α0+Vn ………(6)
이 구해진다.
이 식(6)으로부터 얻을 수 있는 위상 데이터 δ를 기초로 sin 함수를 적용하여, 발신 파형을 생성하고, π/2 시프트하여, 위상제어형 발신기(58)로부터의 출력이,
[식 7]
sin(δ+π/2)=cosδ ………(7)
로 얻을 수 있다.
이 식(7)에서 얻을 수 있는 출력 cosδ는, 상술의 곱셈기에 입력된다.
(6) 드라이브 파형 생성부(53)
위상제어형 발신기(58)로부터 출력된 위상정보 δ와, 드라이브 파형 생성부 (53)로부터 출력되는 출력신호의 진폭치 XAMP는, 진폭 계측부(51)로부터의 출력 데이터 XMAG의 함수로서,
[식 8]
XAMP= Fx(XMAG) ………(8)
로 생성된다.
또한, 마찬가지로 하여 드라이브 파형 생성부(53)로부터 출력되는 출력신호의 위상 γ는, 식(9)에 의해 구할 수 있는 δ의 함수로서 표현할 수 있다.
[식 9」
γ=Fa(δ) ………(9)
이와 같이 하여, 드라이브 파형 생성부(53)로부터 출력되는 구동신호 γ는,
[식 10]
XAMP?sinγ ………(10)
로 표시된다.
한편, Fx, Fa는, 각각 출력 파형의 진폭, 위상을 생성하기 위한 함수를 표시한다.
식(8)의 Fx와, 식(9)의 Fa는, 각각 코리올리 검출기의 입구지름이나 형식에 따라서 다른 함수가 된다.
예를 들면, 입력 파형의 목표 진폭치가 Z이고, 위상이 π(rad) 시프트한 드라이브 파형을 만드는 경우의 함수, 식(8)의 Fx와, 식(9)의 Fa는,
[식 11]
Fx=Z-XMAG, Fa=δ+π ………(11)
이 된다.
(7) 주파수 연산부(54)
위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 출력신호의 위상 데이터 δ는,
[식 12]
δ=2?π?f?t ………(12)
다만) π : 원주율
f : 드라이브 주파수
t : 샘플링 레이트로 나타낼 수 있다.
이상으로부터, 식(13)에 나타내는 바와 같이 도 3에 도시한 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 출력신호의 위상 데이터 δ를 2π?t로 나누는 것에 의해서 주파수 f를,
[식 13]
Figure 112010028224924-pct00003
………(1 3)
로 구할 수 있다.
이 식(13)에 의해서 구해진 주파수 f의 값을 드라이브 주파수로서 이용하면, 응답성이 높은 극히 안정하고, 또한 Q가 높은 센서 튜브의 공진 진동 구동을 제공할 수 있다.
다음에, DSP(50)에 있어서의 동기 피드백과 주파수 연산의 처리에 대해서, 도 4에 도시한 플로우차트에 기초하여 설명한다.
도 4에 있어서, 스텝 100에 있어서, PLL(55)의 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 위상 데이터 δ와, PLL(55)의 로우패스 필터(57)로부터 출력되는 출력신호 Vn에 대해서, 초기설정(δ0=0, V0=0)을 행한다.
또한, 스텝 101에 있어서는, A/D컨버터(42)로부터 출력되는 데이터를 넣고, 제로 크로스 계측부(52)에 있어서, 이 넣은 A/D컨버터(42)로부터의 데이터의 값을 이용하여 베이스가 되는 초기위상 α0의 연산을 행한다.
이 스텝 100에 있어서 초기설정(δ0=0, V0=0)을 행한 후, 스텝 101에 있어서, PLL(55)의 곱셈기(56)에의 OP앰프(41)에 의해서 증폭하고, A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 데이터(sinα)의 데이터 넣기와, PLL(55)의 위상제어형 발신기(58)에의 제로 크로스 계측부(52)로부터 출력되는 위상 데이터 α0의 데이터 넣기를 행한다.
이 스텝 101에 있어서 입력 데이터(sinα)와 위상 데이터αo의 데이터 넣기를 실시하면, 스텝 102에 있어서, 초기위상 α0과, 위상 데이터 δ의 초기설정치 δn-1과, PLL(55)의 로우패스 필터(57)로부터 출력되는 출력신호 V의 초기설정치 Vn -1로부터, 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 위상 데이터 δn을,
δn=δn-1+α0+Vn-1
으로 연산하여 구한다.
이 스텝 102에 있어서 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 위상 데이터 δn의 연산을 행하면, 스텝 103에 있어서, 초기위상 α0과, 위상 데이터 δ의 초기설정치 δn-1과, PLL(55)의 로우패스 필터(57)로부터 출력되는 출력신호 V의 초기설정치 Vn-1을 이용하여 위상제어형 발신기(58)로부터 곱셈기(56)에 출력되는 출력신호 cosδn의 위상의 연산을 행한다. 그리고, 이 연산한 출력신호 cosδn과, A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 데이터 sinαn와 곱셈하고, 로우패스 필터 (57)에 있어서 출력신호 Vn을,
Vn=sinαn×cosδn
로 구한다.
이 스텝 103에 있어서 로우패스 필터(57)에 있어서의 출력신호 Vn을 구하면, 스텝 104에 있어서, 저역 통과 필터에 통과시켜 로우패스 필터(57)로부터 실제로 출력하는 출력신호 Vn을 구한다.
즉, 로우패스 필터(57)에 있어서, 곱셈기(56)로부터 출력되는 출력 데이터를 저역 통과 필터를 통하는 것에 의해서, 낮은 주파수 성분만큼을 추출하여, A/D컨버터(42)로부터 출력하는 출력신호 Vn으로 한다.
이 스텝 104에 있어서 저역 통과 필터에 통과시켜 로우패스 필터(57)로부터 실제로 출력하는 출력신호 Vn을 구하면, 스텝 105에 있어서, 위상 비교 연산시의 값 δn을 이용하여, 주파수의 연산을 행한다.
즉, 스텝 105에 있어서는, 주파수 연산부(54)에서, 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 위상 데이터 δ를 2π?t로 나누는 것에 의해서 주파수 F를,
F= (δn-δn-1)/2π?t
로 구한다. 이와 같이 위상 비교 연산시의 값 δn을 이용하여 주파수 F를 연산하는 것에 의해서 매우 고속으로 연산을 행할 수 있다.
이 스텝 105에 있어서 위상 비교 연산시의 값 δn을 이용하여, 주파수의 연산을 행하면, 스텝 106에 있어서, 주파수 F의 계산시의 주파수 연산부(54)에의 입력신호의 진폭치 XMAG를 연산한다.
즉, 주파수 연산부(54)에 있어서 주파수 F의 계산시의 입력신호의 진폭치 XMAG를 연산하기 때문에, 그 입력신호의 진폭치 XMAG에 의해서 주기가 정확하게 잡히고 있는지를 판단할 수 있다.
이 주파수 F의 계산시의 입력신호의 진폭치 XMAG의 연산에는, FFT(고속 푸리에 변환)를 이용하여 행하고 있다. 그러나, 입력 파형의 이동평균을 행하여도 동일한 결과를 얻을 수 있다.
스텝 106에 있어서 주파수 F의 계산시의 주파수 연산부(54)에의 입력신호의 진폭치 XMAG를 연산하면, 스텝 101로 되돌아와, 이 스텝 101으로부터 스텝 106의 연산을 반복하여 행하는 것에 의해서, 보다 정확하고 고속인 주파수 연산을 행할 수 있다.
또한, DSP(50)에 있어서의 동기 피드백과 주파수 연산에 있어서는, 도 4에 도시하는 바와 같이, 유지용의 루프 계산을 반복하는 것에 의해서 주파수(위상)가 입력 주파수에 수속된다.
만약, 드라이브 주파수가 입력신호와 다른 주파수에 록, 혹은 수속하지 않은 경우는, 진폭치의 계산 결과가 매우 작아지기 때문에, 진폭치의 계산 결과로 위상이 록하고 있는지, 하고 있지 않는지를 판단할 수 있다.
다음에, 구동제어의 처리에 대해서, 도 5에 도시한 플로우차트에 기초하여 설명한다.
도 5에 있어서에, 스텝 200에 있어서, DSP(Digital Signal Processor : 디지털 시그널 프로세서)(50)을 기동하여, DSP(50)의 초기화, 즉, PLL(55)의 위상제어형 발신기(58)로부터 출력되는 위상 데이터 δ와, PLL(55)의 로우패스 필터(57)로부터 출력되는 출력신호 Vn에 대해서, 초기설정(δ0=0, V0=0)을 행한다.
이 스텝 200에 있어서 초기화를 실행 후, 스텝 201에 있어서, DSP(50)의 진폭 계측부(51)에 A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 데이터(sinα)를 입력하고, A/D컨버터(42)의 스팬에 대해서 진폭치가 몇%인지를 연산한다.
즉, 플로우 튜브를 회전방향으로 교번 구동했을 때에 한 쌍의 플로우 튜브에 발생하는 코리올리의 힘에 비례한 위상차 및/또는 진동 주파수를, 전자 픽오프에 의해서 검출하여, OP앰프(41)에 의해서 증폭하고, A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 데이터(sinα)를 진폭 계측부(51)에서, 실수 성분과 허수 성분을 FFT(고속 푸리에 변환)의 계산으로 구하여, 상기 A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력신호의 파워 스펙트럼을 구한다.
이 스텝 201에 있어서 DSP(50)의 진폭 계측부(51)에 A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 데이터(sinα)를 입력하여, 이 입력 데이터(sinα)의 진폭치 XMAG가, A/D컨버터(42)의 스팬에 대해서 몇%인지를 연산한다.
이 스텝 201에 있어서 DSP(50)의 진폭 계측부(51)에 입력되는 입력 데이터 (sinα)의 진폭치 XMAG가, A/D컨버터(42)의 스팬에 대해서 몇%인지를 연산하면, 스텝 202에 있어서, 입력 데이터(sinα)의 진폭치 XMAG가, A/D컨버터(42)의 스팬에 대해서 90% 이상인지 아닌지를 판정한다.
이 스텝 202에 있어서 DSP(50)의 진폭 계측부(51)에 입력되는 입력 데이터(sinα)의 진폭치 XMAG가, A/D컨버터(42)의 스팬에 대해서 90% 이상으로 판정하면, 스텝 203에 있어서, 드라이브 파형 생성부(53)로부터 출력하는 진폭치 XAMP를 0으로 한다.
즉, 드라이브 파형 생성부(53)에서는, 진폭 계측부(51)로부터 입력되는 진폭치 XMAG를 기초로 출력신호(XAMP sinγ)의 진폭을 결정하고, 드라이브 파형 생성부 (53)로부터 출력되는 출력신호(XAMP sinγ)를 생성한다.
이 스텝 202에 있어서 DSP(50)의 진폭 계측부(51)에 입력되는 입력 데이터 (sinα)의 진폭치 XMAG가, A/D컨버터(42)의 스팬에 대해서 90% 이상으로 판정, 스텝 203에 있어서, 드라이브 파형 생성부(53)로부터 출력하는 진폭치 XAMP를 0으로 하면, 스텝 201로 옮긴다.
이 스텝 204에 있어서 DSP(50)의 진폭 계측부(51)에 입력되는 입력 데이터 (sinα)의 진폭치 XMAG가, A/D컨버터(42)의 스팬에 대해서 10% 이상으로 판정하면, 스텝 205에 있어서, 드라이브 파형 생성부(53)로부터 출력하는 진폭치 XAMP를 A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 파형(sinα)의 진폭치 XMAG를 기초로 연산하여 결정한다.
즉, 드라이브 파형 생성부(53)에서는, 진폭 계측부(51)로부터 입력되는 A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 파형(sinα)의 진폭치 XMAG를 기초로 출력신호(XAMP sinγ)의 진폭을 결정하고, 드라이브 파형 생성부(53)로부터 출력되는 출력신호(XAMP sinγ)를 생성한다.
이 스텝 204에 있어서 DSP(50)의 진폭 계측부(51)에 입력되는 입력 데이터 (sinα)의 진폭치 XMAG가, A/D컨버터(42)의 스팬에 대해서 10% 이상으로 판정하고, 스텝 205에 있어서 드라이브 파형 생성부(53)로부터 출력하는 진폭치 XAMP를 A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 파형(sinα)의 진폭치 XMAG를 기초로 연산하면, 스텝 201로 옮긴다.
또한, 스텝 206에 있어서 DSP(50)의 진폭 계측부(51)에 입력되는 입력 데이터(sinα)의 진폭치 XMAG가, A/D컨버터(42)의 스팬에 대해서 5% 이상으로 판정하면, 스텝 207에 있어서, 드라이브 파형 생성부(53)로부터 출력하는 진폭치 XAMP를 최대치로 한다.
즉, 드라이브 파형 생성부(53)에서는, 진폭 계측부(51)로부터 입력되는 진폭치 XMAG를 기초로 출력신호(XAMP sinγ)의 진폭을 결정하고, 드라이브 파형 생성부 (53)로부터 출력되는 출력신호(XAMP sinγ)를 생성한다.
이 스텝 206에 있어서 DSP(50)의 진폭 계측부(51)에 입력되는 입력 데이터 (sinα)의 진폭치 XMAG가, A/D컨버터(42)의 스팬에 대해서 5% 이상으로 판정하고, 스텝 207에 있어서 드라이브 파형 생성부(53)로부터 출력하는 진폭치 XAMP를 최대치로 하면, 스텝 201로 옮긴다.
스텝 208에 있어서는, A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환된 입력 파형 (sinα)의 진폭치 XMAG가 작은 경우, 동기가 잡히지 않는다고 판단하여, 구동회로 (40)의 아날로그 스위치(44)를 바꾸어 기동 처리를 행한다.
이와 같이 A/D컨버터(42)에서 디지털값으로 변환되어 입력되는 입력 파형 (sinα)의 진폭폭이 A/D컨버터의 스팬에 대해서 90% 이상의 경우는, 입력이 포화되어 버릴 가능성이 있기 때문에 드라이브 출력의 진폭치를 작게 하고, 또한 입력 진폭의 크기가 10% 미만이고 5% 이상일 때 드라이브 출력의 진폭폭을 크게 하여, 그것보다 값이 작은 경우(입력 진폭의 크기가 5% 미만일 때)는, 입력신호가 없다고 판단하여, 기동 처리를 행한다.
한편, 도 5에 있어서, 진폭치의 진폭의 판정으로 90%, 10%, 5%로 판정한다고 되어 있지만, 이것은 구체적인 일례이다. 바람직하게는 본 시스템 구성으로 요구되는 조건에 의해, 최적으로 선택하는 것이 바람직하다.
또한, 드라이브 파형 생성부(53)로부터 출력되는 드라이브 출력신호의 진폭치의 계산은, 목표치(설정치)와 입력 파형의 진폭치와의 차를 구하여, 그 차이에 따라 드라이브 파형을 계산하여, 입력 파형의 진폭치가 목표치가 되도록 드라이브 출력이 컨트롤된다.
먼저 서술한 바와 같이, 피드백계의 동기가 잡히지 않는 경우, 주파수 계측이 부정이 되어, 진폭 계측치가 거의 0이 되어, 기동 처리에 들어간다.
다음에, 본 발명에 관한 제어 방법에 따르는 드라이브 구동방법 및, 그 주파수의 계측방법의 특장(特長)에 대해 설명한다.
《구동방법의 특장》
이번 구동방법의 최대의 특장은, 위상 동기 능력이 높고 또한 내(耐)노이즈성에 강한 것을 들 수 있다.
또한, 구성 및 기능에 관한 제어계의 전역에 걸쳐서 DSP의 내부에 넣을 수 있으므로, 매우 컴팩트하게 구성할 수 있고, 또한, DSP의 내부의 파라미터(Fx, Fa)를 바꾸는 것에 의해서 여러 가지 센서에 대응할 수 있다고 하는 이점을 갖는다.
《주파수계측의 특장》
주파수계측방법의 특장으로서는, 번거롭고, 프로그램 스텝수의 증대를 초래하여, 예를 들면, 힐벨트 변환(90° 시프트 연산)이나 TAN-1의 계산을 배제할 수 있으므로, 매우 계산을 고속화할 수 있고, 또한, 구동방법의 특징으로도 서술한 바와 같이, 로우패스 필터를 이용하고 있으므로, 노이즈에 강한 점을 들 수 있다.
상술과 같이 본 시스템은, 대폭으로 계산 속도를 고속화할 수 있으므로, 피드백 루프는, 항상 동기하고, 연산이 움직이고 있으므로, 주파수의 계측은 극한으로 수속한 안정된 것이 된다.
예를 들면, 통상의 계측에 있어서, 100msec 정도를 예측을 요하는 것에 비하여 극단적으로 줄여, 1msec의 능력을 끌어낼 수 있다.
또한, 제어기능을 디지털 표현할 수 있어, 이 결과, 드라이브 구동의 다이아그노스틱(diagnostic)이나 자기진단에의 활로를 제공하게 되어, 현상 요구되고 있는 고객 요구에의 대응이 가능해진다. 이것은, 몹시 큰 시점이며, 극대인 이점을 갖는 것이다.

Claims (11)

  1. 측정용의 유관을 구성하는 한 쌍의 플로우 튜브를 대향시키고, 구동장치에 의해서 전자 오실레이터를 작동시켜 상기 플로우 튜브를 회전 방향으로 교번 구동하여 상기 한 쌍의 플로우 튜브를 진동시켜서, 전자 픽오프에 의해서 상기 한 쌍의 플로우 튜브에 작용하는 코리올리의 힘에 비례한 위상차를 검출하는 것에 의해, 피계측유체의 질량유량을 얻는 코리올리 유량계에 있어서,
    상기 구동장치는,
    상기 전자 픽오프로부터의 아날로그 입력신호를 증폭하는 OP앰프와,
    상기 OP앰프로부터 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D컨버터와,
    상기 A/D컨버터로부터 출력되는 디지털 신호를 DSP(디지털 시그널 프로세서)에서 생성하는 위상 데이터에 기초하여 디지털 처리하고, 상기 디지털 처리된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A컨버터에 의해서 구성에 의해서 구성되고,
    상기 DSP(디지털 시그널 프로세서)는,
    상기 A/D컨버터로부터 입력되는 신호의 진폭을 계산하는 진폭 계측부와,
    상기 A/D컨버터로부터 입력되는 디지털 데이터의 부호 비트가 단위시간당 몇 회 바뀌는지를 계측하고, 그 값을 제로 크로스 데이터로서 출력하는 제로 크로스 계산부와,
    상기 제로 크로스 데이터와 상기 A/D컨버터와의 출력 데이터로부터 위상 데이터를 생성하는 PLL(위상동기회로)과,
    상기 PLL(위상동기회로)로부터 출력되는 위상 데이터와 상기 진폭 계측부로부터의 진폭 데이터를 기초로 출력 파형을 생성하는 드라이브 파형 생성부에 의해서 구성된 것을 특징으로 하는 코리올리 유량계.
  2. 측정용의 유관을 구성하는 한 쌍의 플로우 튜브를 대향시키고, 구동장치에 의해서 전자 오실레이터를 작동시켜 상기 플로우 튜브를 회전 방향으로 교번 구동하여 상기 한 쌍의 플로우 튜브를 진동시켜서, 전자 픽오프에 의해서 상기 한 쌍의 플로우 튜브에 작용하는 코리올리의 힘에 비례한 진동 주파수를 검출하는 것에 의해, 피계측유체의 밀도를 얻는 코리올리 유량계에 있어서,
    상기 구동장치는,
    상기 전자 픽오프로부터의 아날로그 입력신호를 증폭하는 OP앰프와,
    상기 OP앰프로부터 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D컨버터와,
    상기 A/D컨버터로부터 출력되는 디지털 신호를 DSP(디지털 시그널 프로세서)에서 생성하는 위상 데이터에 기초하여 디지털 처리하고, 상기 디지털 처리된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A컨버터에 의해서 구성에 의해서 구성되고,
    상기 DSP(디지털 시그널 프로세서)는,
    상기 A/D컨버터로부터 입력되는 신호의 진폭을 계산하는 진폭 계측부와,
    상기 A/D컨버터로부터 입력되는 디지털 데이터의 부호 비트가 단위시간당 몇 회 바뀌는지를 계측하고, 그 값을 제로 크로스 데이터로서 출력하는 제로 크로스 계산부와,
    상기 제로 크로스 데이터와 상기 A/D컨버터와의 출력 데이터로부터 위상 데이터를 생성하는 PLL(위상동기회로)과,
    상기 PLL(위상동기회로)로부터 출력되는 위상 데이터와 상기 진폭 계측부로부터의 진폭 데이터를 기초로 출력 파형을 생성하는 드라이브 파형 생성부에 의해서 구성된 것을 특징으로 하는 코리올리 유량계.
  3. 삭제
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 PLL(위상동기회로)는,
    상기 전자 픽오프로부터의 입력 아날로그 신호를 A/D변환하여 얻은 디지털 신호에 기초하여, 위상 데이터를 계산하고, 상기 위상 데이터에 의해 발신 주파수를 산출하는 주파수 연산부를 구비하고,
    상기 발신 주파수로부터, 입력신호에 동기한 발신 주파수에 기초하여 코일을 구동하는 드라이브 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 코리올리 유량계.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 PLL(위상동기회로)은, 곱셈기와, 로우패스 필터와, 위상제어형 발신기에 의해서 구성되고,
    상기 곱셈기는, 상기 A/D컨버터로부터 출력되는 디지털 신호와 상기 위상제어형 발신기로부터 출력되는 디지털 출력신호를 곱셈한 후, 상기 로우패스 필터에 입력하고, 상기 곱셈기 출력신호로부터의 저역 주파수의 신호만 추출하고,
    상기 위상제어형 발신기에서는, 상기 제로 크로스 계산부로부터의 제로 크로스 데이터를 기초로 기본 출력 파형의 위상 데이터를 생성하고, 또한 상기 로우패스 필터로부터의 출력 데이터가 0이 되도록 상기 위상 데이터를 연산하고, 상기 연산한 위상 데이터에 기초하여 파형을 생성하여 출력하는 것을 특징으로 하는 코리올리 유량계.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 PLL(위상동기회로)은, 곱셈기와, 로우패스 필터와, 위상제어형 발신기에 의해서 구성되고,
    상기 곱셈기는, 상기 A/D컨버터로부터 출력되는 디지털 신호와 상기 위상제어형 발신기로부터 출력되는 디지털 출력신호를 곱셈한 후, 상기 로우패스 필터에 입력하고, 상기 곱셈기 출력신호로부터의 저역 주파수의 신호만 추출하고,
    상기 위상제어형 발신기에서는, 상기 제로 크로스 계산부로부터의 제로 크로스 데이터를 기초로 기본 출력 파형의 위상 데이터를 생성하고, 또한 상기 로우패스 필터로부터의 출력 데이터가 0이 되도록 상기 위상 데이터를 연산하고, 상기 연산한 위상 데이터에 기초하여 파형을 생성하여 출력하는 것을 특징으로 하는 코리올리 유량계.
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 구동장치에,
    상기 전자 픽오프로부터 입력하는 아날로그 신호를 증폭하는 OP앰프 출력신호(경로A)와, 상기 D/A컨버터로부터의 출력신호(경로B)를 선택 전환하는 아날로그 스위치를 설치하고,
    상기 아날로그 스위치는,
    상기 전자 픽오프로부터 입력하는 아날로그 신호를 증폭하는 OP앰프로부터의 출력신호와, 상기 D/A컨버터로부터의 출력신호인 2개의 신호 중, 어느 하나의 신호를 전환하여 출력 단자에 접속되는 OP앰프에 출력되고, 증폭되어, 드라이브 출력신호로서 출력하는 것과 동시에, 출력단자에 접속되는 드라이브 출력용의 OP앰프의 게인을 전환되도록 구성하고,
    상기 진폭 계측부의 출력 데이터에 기초하여 드라이브 출력용의 OP앰프로부터의 출력신호와 드라이브 출력용의 OP앰프의 게인을 전환하는 것에 의해 상기 드라이브 출력용의 OP앰프로부터의 출력신호(경로A)를 선택하여 구동회로의 기동처리를 행하는 것을 특징으로 하는 코리올리 유량계.
  8. 삭제
  9. 제 4 항에 있어서, 상기 구동장치에,
    상기 전자 픽오프로부터 입력하는 아날로그 신호를 증폭하는 OP앰프 출력신호(경로A)와, 상기 D/A컨버터로부터의 출력신호(경로B)를 선택 전환하는 아날로그 스위치를 설치하고,
    상기 아날로그 스위치는,
    상기 전자 픽오프로부터 입력하는 아날로그 신호를 증폭하는 OP앰프로부터의 출력신호와, 상기 D/A컨버터로부터의 출력신호인 2개의 신호 중, 어느 하나의 신호를 전환하여 출력 단자에 접속되는 OP앰프에 출력되고, 증폭되어, 드라이브 출력신호로서 출력하는 것과 동시에, 출력단자에 접속되는 드라이브 출력용의 OP앰프의 게인을 전환되도록 구성하고,
    상기 진폭 계측부의 출력 데이터에 기초하여 드라이브 출력용의 OP앰프로부터의 출력신호와 드라이브 출력용의 OP앰프의 게인을 전환하는 것에 의해 상기 드라이브 출력용의 OP앰프로부터의 출력신호(경로A)를 선택하여 구동회로의 기동처리를 행하는 것을 특징으로 하는 코리올리 유량계.
  10. 제 5 항에 있어서, 상기 구동장치에,
    상기 전자 픽오프로부터 입력하는 아날로그 신호를 증폭하는 OP앰프 출력신호(경로A)와, 상기 D/A컨버터로부터의 출력신호(경로B)를 선택 전환하는 아날로그 스위치를 설치하고,
    상기 아날로그 스위치는,
    상기 전자 픽오프로부터 입력하는 아날로그 신호를 증폭하는 OP앰프로부터의 출력신호와, 상기 D/A컨버터로부터의 출력신호인 2개의 신호 중, 어느 하나의 신호를 전환하여 출력 단자에 접속되는 OP앰프에 출력되고, 증폭되어, 드라이브 출력신호로서 출력하는 것과 동시에, 출력단자에 접속되는 드라이브 출력용의 OP앰프의 게인을 전환되도록 구성하고,
    상기 진폭 계측부의 출력 데이터에 기초하여 드라이브 출력용의 OP앰프로부터의 출력신호와 드라이브 출력용의 OP앰프의 게인을 전환하는 것에 의해 상기 드라이브 출력용의 OP앰프로부터의 출력신호(경로A)를 선택하여 구동회로의 기동처리를 행하는 것을 특징으로 하는 코리올리 유량계.
  11. 제 6 항에 있어서, 상기 구동장치에,
    상기 전자 픽오프로부터 입력하는 아날로그 신호를 증폭하는 OP앰프 출력신호(경로A)와, 상기 D/A컨버터로부터의 출력신호(경로B)를 선택 전환하는 아날로그 스위치를 설치하고,
    상기 아날로그 스위치는,
    상기 전자 픽오프로부터 입력하는 아날로그 신호를 증폭하는 OP앰프로부터의 출력신호와, 상기 D/A컨버터로부터의 출력신호인 2개의 신호 중, 어느 하나의 신호를 전환하여 출력 단자에 접속되는 OP앰프에 출력되고, 증폭되어, 드라이브 출력신호로서 출력하는 것과 동시에, 출력단자에 접속되는 드라이브 출력용의 OP앰프의 게인을 전환되도록 구성하고,
    상기 진폭 계측부의 출력 데이터에 기초하여 드라이브 출력용의 OP앰프로부터의 출력신호와 드라이브 출력용의 OP앰프의 게인을 전환하는 것에 의해 상기 드라이브 출력용의 OP앰프로부터의 출력신호(경로A)를 선택하여 구동회로의 기동처리를 행하는 것을 특징으로 하는 코리올리 유량계.
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7784360B2 (en) 1999-11-22 2010-08-31 Invensys Systems, Inc. Correcting for two-phase flow in a digital flowmeter
US8447534B2 (en) 1997-11-26 2013-05-21 Invensys Systems, Inc. Digital flowmeter
US8467986B2 (en) 1997-11-26 2013-06-18 Invensys Systems, Inc. Drive techniques for a digital flowmeter
JP2011109222A (ja) * 2009-11-13 2011-06-02 Sinfonia Technology Co Ltd Ａ／ｄ変換装置、制振装置及びこれらを搭載した車両
BR112013002138B1 (pt) * 2010-08-02 2019-12-10 Micro Motion Inc método para determinar uma temperatura de um componente de sensor de vibração,e, para gerar uma correlação entre uma razão de voltagem-para-corrente e temperatura de um componente de sensor, e, eletrônica de medidor
CN102832888B (zh) * 2012-08-31 2016-05-18 太原太航科技有限公司 科氏力质量流量计驱动放大器
JP6406043B2 (ja) * 2015-02-05 2018-10-17 横河電機株式会社 測定装置の共振回路
US9513149B1 (en) * 2015-10-29 2016-12-06 Invensys Systems, Inc. Coriolis flowmeter
CN105784036B (zh) * 2016-04-06 2018-10-02 合肥工业大学 一种科氏质量流量计驱动系统中的差分式功率放大电路
CN116337191B (zh) * 2023-04-18 2024-03-15 淮阴工学院 过零检测和正交解调混合的科氏流量计相位差计算方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10116125A (ja) 1996-10-14 1998-05-06 Aisan Ind Co Ltd 振動体駆動装置及び粉体供給装置
JP2004509330A (ja) 2000-09-13 2004-03-25 エンドレス　ウント　ハウザー　フローテック　アクチエンゲゼルシャフト コリオリ式質量流量計のための測定−作動回路

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4856321A (en) * 1983-07-29 1989-08-15 Panametrics, Inc. Apparatus and methods for measuring fluid flow parameters
JPS61283827A (ja) 1985-06-10 1986-12-13 Oval Eng Co Ltd 質量流量計
JPH0455250A (ja) 1990-06-21 1992-02-21 Kasuga Seishi Kogyo Kk トイレツトペーパーロールの製造方法
JPH06147949A (ja) * 1992-11-09 1994-05-27 Fuji Electric Co Ltd 質量流量計
DE4423168C2 (de) * 1994-07-04 1998-09-24 Krohne Ag Massendurchflußmeßgerät
FR2749652B1 (fr) * 1996-06-07 1998-08-21 Schlumberger Ind Sa Procede de mesure du temps de propagation d'un signal acoustique dans un fluide par passage a zero dudit signal acoustique
US6073495A (en) * 1997-03-21 2000-06-13 Endress + Hauser Flowtec Ag Measuring and operating circuit of a coriolis-type mass flow meter
JP2939242B1 (ja) 1998-06-05 1999-08-25 株式会社オーバル コリオリ質量流量計
JP2951651B1 (ja) 1998-07-29 1999-09-20 株式会社オーバル コリオリ質量流量計及びその製造方法
DE01918944T1 (de) * 2000-03-23 2004-10-21 Invensys Systems, Inc., Foxboro Korrektur für eine zweiphasenströmung in einem digitalen durchflussmesser
US6636815B2 (en) * 2001-08-29 2003-10-21 Micro Motion, Inc. Majority component proportion determination of a fluid using a coriolis flowmeter
DE10322851A1 (de) * 2003-05-19 2004-12-16 Endress + Hauser Flowtec Ag, Reinach Coriolis-Durchflußmeßgerät
JP4513678B2 (ja) * 2005-07-20 2010-07-28 ソニー株式会社 Ｐｌｌ回路およびｉｃチップ
DE102005046319A1 (de) * 2005-09-27 2007-03-29 Endress + Hauser Flowtec Ag Verfahren zum Messen eines in einer Rohrleitung strömenden Mediums sowie Meßsystem dafür
US7360453B2 (en) * 2005-12-27 2008-04-22 Endress + Hauser Flowtec Ag In-line measuring devices and method for compensation measurement errors in in-line measuring devices

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10116125A (ja) 1996-10-14 1998-05-06 Aisan Ind Co Ltd 振動体駆動装置及び粉体供給装置
JP2004509330A (ja) 2000-09-13 2004-03-25 エンドレス　ウント　ハウザー　フローテック　アクチエンゲゼルシャフト コリオリ式質量流量計のための測定−作動回路

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