JP6406043B2 - 測定装置の共振回路 - Google Patents

Description

本発明は、物体を振動させて測定対象物の物理量を測定する測定装置の共振回路に関する。

測定対象物や測定子等の物体を振動させて物理量を測定する測定装置として、コリオリ質量流量計が知られている。コリオリ質量流量計は、被測定流体が流れる測定チューブをその両端を支点として上下振動させたときに働くコリオリ力を利用した計測器であり、固有周波数で振動する測定チューブの上流と下流との位相差に基づいて被測定流体の質量流量を測定する。コリオリ質量流量計では、測定チューブの振動周波数を測定することで、測定チューブ内を流れる被測定流体の密度も計測することができる。

特許文献１に示されているように、口径ごとに共振振動の振幅を制御することは有益である。しかし、アナログ回路によって特許文献１に示されるような回路を構築すると、フィルタを構成するためのオペアンプやアナログスイッチ、演算抵抗、コンデンサなど、部品点数が多くなり、基板面積が大きく、また高価になってしまうという問題がある。これに対しデジタル信号処理とすることにより、ゲートアレイ、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)などの集積化したＩＣを使用することができ、基板面積の削減と低価格化を図ることができる。

高精度な測定が要求されるコリオリ質量流量計では、共振回路をデジタル回路で構成する場合、共振回路に入力するデジタル信号を生成する際に、高精度なΔΣ方式のＡＤコンバータのＩＣを用いることがある。一般に、ΔΣ方式のＡＤコンバータＩＣには、ΔΣ変調器とデジタルローパスフィルタ（ＬＰＦ）とが内蔵されており、このＬＰＦが処理を行なう際に遅延が生じる。したがって共振による励振を行なおうとした際に位相ずれが生じ、振動制御の精度が低下し、ひいては測定の精度が低下してしまうという問題があった。

この問題を解決するために、特許文献２には、デジタル信号処理を行ないながらも遅延の少ない高精度で安定した共振回路を備えたコリオリ質量流量計が開示されている。

図７は、特許文献１に記載されたコリオリ質量流量計の要部構成を示すブロック図である。検出器５１０には、被測定流体が流れるＵ字管あるいは直管の測定チューブ（不図示）の上流側と下流側の変位を測定する第１センサ５１２と第２センサ５１４、駆動コイル等で構成される加振器５１６が備えられている。

第１センサ５１２、第２センサ５１４から出力された一対のアナログ変位信号は、それぞれ第１ΔΣ変調器５２０および第２ΔΣ変調器５２２によってΔΣ変調されて１ビットのパルス密度信号になる。

これらのパルス密度信号は、それぞれ第１ＬＰＦ５２４および第２ＬＰＦ５２６によって多ビット信号（普通のデジタルデータ）に変換される。２つの多ビット信号は信号演算処理部５２８へと送られ、既知の手法により質量流量と密度が演算される。

第１ΔΣ変調器５２０と第１ＬＰＦ５２４および第２ΔΣ変調器５２２と第２ＬＰＦ５２６でそれぞれΔΣ方式のＡＤコンバータを構成し、第１ＬＰＦ５２４および第２ＬＰＦ５２６で遅延が生じる。

励振回路５３０は加振器５１６を駆動させて測定チューブを励振するための回路である。励振回路５３０は、第１ΔΣ変調器５２０が出力する１ビットのパルス密度信号と、第１ＬＰＦ５２４が出力する多ビット信号によって動作する。

励振回路５３０は、センサの出力信号に基づいて励振信号を生成する共振回路５３２と、励振信号を増幅して加振器５１６に正帰還させる駆動出力部５３４を含んでいる。

共振回路５３２では、定常時用の経路と起動時用の経路とを設けており、セレクタ５６４でどちらの経路を用いるかを択一的に切り替える。定常時用の経路では、振幅が目標値で安定するような励振信号が生成され、起動時用の経路では、振幅が早く目標値に達するような励振信号が生成される。

起動時用の経路と駆動出力部５３４に励振信号を出力する前に、両経路の出力が加算器５７０で加算されるが、セレクタ５６４で選択された経路の信号のみが加算器５７０に入力されるため、両経路の信号が加算されることはない。

定常時用の経路においては、第１ΔΣ変調器５２０が出力したパルス密度信号のパルス高さ（レベル）を乗算器５４０によって増幅する。乗算器５４０における増幅率は、測定チューブの振幅に応じて定められる。すなわち、振動の振幅が目標値よりも小さいほど増幅率は大きく設定され、振幅が目標値に近づくと増幅率の設定は０に近づく。

具体的には、第１ＨＰＦ５４２が、第１ＬＰＦ５２４の出力する多ビット信号から直流信号（オフセット信号）をカットして測定チューブの振動に対応する交流信号を取り出す。そして、増幅率制御部５４４が、この信号に基づいて、測定チューブの振幅が目標値で安定するように乗算器５４０の増幅率を設定する。

乗算器５４０においてパルス高さが調整された多ビットのパルス密度信号は、第３ΔΣ変調器５４６によって再度ΔΣ変調されて１ビットのパルス密度信号になる。仮に乗算器５４０でパルス高さを１．２倍に増幅したとしたら、第３ΔΣ変調器５４６でパルス密度が１．２倍となり、乗算器５４０でパルス高さを０．８倍に増幅したとしたら、第３ΔΣ変調器５４６でパルス密度が０．８倍となる。

第３ΔΣ変調器５４６が出力した１ビットのパルス密度信号は、セレクタ５６４のＩＮ１−ＯＵＴ１の経路を介して第１ＤＡＣ５４８に入力され、アナログ信号に変換される。そして、第３ＬＰＦ５５０で高周波成分（量子化ノイズ）が除去され、第２ＨＰＦ５５２で直流信号がカットされた後、加算器５７０を介して駆動出力部５３４に励振信号として入力される。駆動出力部５３４は、励振信号を増幅して加振器５１６を駆動する。この一連の動作により、定常時の共振による励振が行なわれることになる。

定常時の経路では、遅延が極めて小さい第１ΔΣ変調器５２０が出力するパルス密度信号の増幅率を、遅延が生じる第１ＬＰＦ５２４の出力に基づいて定めている。すなわち、励振信号の基準となり位相ずれが許容されない信号については第１ΔΣ変調器５２０の出力を用い、遅延の影響の少ない増幅率設定については第１ＬＰＦ５２４の出力を用いている。これにより、デジタル制御においても遅延の少ない高精度な共振による励振を行なうことができ、安定した振幅を得ることができる。

起動時用の経路においては、第１ＨＰＦ５４２が出力する測定チューブの振動に対応する信号を、コンパレータ５６０を用いて二値化する。すなわち、振動の変位が正であればＨを出力し、振動の変位が負であればＬを出力する。

コンパレータ５６０の出力は、セレクタ５６４のＩＮ２−ＯＵＴ２の経路を介して第２ＤＡＣ５６６に入力され、矩形状のアナログ信号に変換される。そして、第３ＨＰＦ５６８で直流信号がカットされて、加算器５７０を介して駆動出力部５３４に励振信号として入力される。このため、励振信号は、振動の変位が正であれば、正の最大値となり、振動の変位が負であれば、負の最大値となる。

すなわち、定常用の経路では、振動の振幅に応じた増幅率を設定することで、一定の振幅になるようにし、起動用の経路では、振動の変位の正負に応じた大きな値を正帰還させることで振幅が迅速に目標値に到達するようにしている。

ここで、セレクタ５６４の切替制御は、切替判定部５６２により行なわれる。切替判定部５６２は、第１ＨＰＦ５４２が出力する測定チューブの振動に対応する信号から振幅の大きさに対応する振幅信号を生成する。そして、振幅信号が所定の基準値よりも小さい場合には、起動時であるとしてセレクタ５６４を起動時用の経路、すなわちＩＮ２−ＯＵＴ２の経路に切り替える。一方、振幅信号が所定の基準値よりも大きい場合には、定常時であるとしてセレクタ５６４を定常時用の経路、すなわちＩＮ１−ＯＵＴ１の経路に切り替える。

特開２００３−３０２２７２号公報 特開２０１２−８８２３５号公報

上述のように、振幅が小さい起動時には、振動の変位を示す信号が正であるか負であるかに応じた大きな値が正帰還される。一般に、振動の変位を示す信号は、測定チューブの共振周波数（固有振動数）に対応した正弦波で表わされる。このため、図８（ａ）に示すように、振動の半周期毎にコンパレータ５６０の出力が入れ替わり、同様の波形で駆動出力部５３４が正帰還信号を出力する。これにより、測定チューブの振動が固有振動数にロックされる。

ところが、測定現場では、他のデジタル機器からの電磁波干渉等が発生して、振動の変位を示す信号に高周波ノイズが混入する場合がある。起動時においては振幅が小さいため、高周波ノイズの影響が相対的に大きくなり、図８（ｂ）に示すように、コンパレータの出力が共振周波数の周期よりも短い周期で入れ替わり、駆動出力部５３４の出力が測定チューブの固有振動数ではなく、高周波ノイズの周波数に応じた共振点でロックされてしまったり、不安定になったりするおそれがある。

そこで、本発明は、起動時において高周波ノイズの影響を受けにくい測定装置の共振回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の共振回路は、ΔΣ変調器がアナログ変位信号をΔΣ変調して得られた１ビットのパルス密度信号と前記パルス密度信号から得られる多ビット信号とを入力し、励振信号を生成する共振回路であって、前記パルス密度信号のレベルを、前記多ビット信号から得られる振幅の大きさに応じて増幅し、さらにΔΣ変調して得られる１ビットのパルス密度信号に基づいて前記励振信号を生成させる定常時経路と、前記多ビット信号の交流分の正負を判定するコンパレータと、前記コンパレータの出力とカウンタのカウント値とに基づいて所定時間同じ状態を保持する前記励振信号を生成させる起動信号生成部と、を備えた起動時経路と、前記多ビット信号の振幅に応じて前記定常時経路と前記起動時経路とを切り替えるセレクタと、を備えたことを特徴とする。
ここで、前記カウンタは、カウント限界に達した状態で前記コンパレータの出力と前記起動信号生成部の出力とが異なる場合に、前記所定時間のカウントを開始し、それ以外の場合は、カウント限界に達するまでカウントを継続することができる。
このとき、前記起動信号生成部は、前記カウンタがカウント限界に達した状態では前記起動信号生成部の出力を前記コンパレータの出力に追従させ、それ以外の状態では、同じ出力状態を保持することができる。

本発明によれば、起動時において高周波ノイズの影響を受けにくい測定装置の共振回路が提供される。

本実施形態に係る共振回路を適用したコリオリ質量流量計の要部構成を示すブロック図である。 起動信号生成部の構成を示すブロック図である。 起動信号生成部の動作を示すフローチャートである。 本実施形態の共振回路の動作を示すタイミング図である。 変位信号とコンパレータ出力と駆動出力部出力を示す波形図である。 本実施形態に係る共振回路を適用したコリオリ質量流量計の要部構成の別例を示すブロック図である。 コリオリ質量流量計の要部構成を示すブロック図である。 変位信号とコンパレータ出力と駆動出力部出力を示す波形図である。

本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態に係る共振回路１３２を適用したコリオリ質量流量計１００の要部構成を示すブロック図である。なお、本発明の共振回路は、コリオリ質量流量計に限られず、測定対象物や測定子等の物体を振動させて物理量を測定する測定装置に広く適用することができる。

本図に示すように、コリオリ質量流量計１００は、検出器１１０、第１ΔΣ変調器１２０、第２ΔΣ変調器１２２、第１ＬＰＦ１２４、第２ＬＰＦ１２６、信号演算処理部１２８、励振回路１３０を備えている。

検出器１１０には、被測定流体が流れるＵ字管あるいは直管の測定チューブ（不図示）の上流側と下流側の変位を測定する第１センサ１１２と第２センサ１１４、駆動コイル等で構成される加振器１１６が備えられている。

第１センサ１１２、第２センサ１１４から出力された一対のアナログ変位信号は、それぞれ第１ΔΣ変調器１２０および第２ΔΣ変調器１２２によってΔΣ変調されて１ビットのパルス密度信号になる。

これらのパルス密度信号は、それぞれ第１ＬＰＦ１２４および第２ＬＰＦ１２６によって多ビット信号（普通のデジタルデータ）に変換される。２つの多ビット信号は信号演算処理部１２８へと送られ、既知の手法により質量流量と密度が演算される。

励振回路１３０は加振器１１６を駆動させて測定チューブを励振するための回路である。励振回路１３０は、第１ΔΣ変調器１２０が出力するパルス密度信号と、第１ＬＰＦ１２４が出力する多ビット信号によって動作する。

励振回路１３０は、センサの出力信号に基づいて励振信号を生成する共振回路１３２と、励振信号を増幅して加振器１１６に正帰還させる駆動出力部１３４を含んでいる。

共振回路１３２では、定常時用の経路と起動時用の経路とを設けており、セレクタ１６４でどちらの経路を用いるかを択一的に切り替える。定常時用の経路では、振幅が目標値で安定するような励振信号が生成され、起動時用の経路では、振幅が早く目標値に達するような励振信号が生成される。

定常時用の経路は従来と同様である。すなわち、第１ΔΣ変調器１２０が出力したパルス密度信号のパルス高さ（レベル）を乗算器１４０によって増幅する。乗算器１４０における増幅率は、測定チューブの振幅に応じて定められる。すなわち、振動の振幅が目標値よりも小さいほど増幅率は大きく設定され、振幅が目標値に近づくと増幅率の設定は０に近づく。

具体的には、第１ＨＰＦ１４２が、第１ＬＰＦ１２４の出力する多ビット信号から直流信号（オフセット信号）をカットして測定チューブの振動に対応する交流信号を取り出す。そして、増幅率制御部１４４が、この信号に基づいて、測定チューブの振幅が目標値で安定するように乗算器１４０の増幅率を設定する。

乗算器１４０においてパルス高さが調整されたパルス密度信号は、第３ΔΣ変調器１４６によって再度ΔΣ変調されて１ビットのパルス密度信号になる。第３ΔΣ変調器１４６が出力したパルス密度信号は、セレクタ１６４のＩＮ１−ＯＵＴ１の経路を介して第１ＤＡＣ１４８に入力され、アナログ信号に変換される。そして、第３ＬＰＦ１５０で高周波成分（量子化ノイズ）が除去され、第２ＨＰＦ１５２で直流信号がカットされた後、加算器１７０を介して駆動出力部１３４に励振信号として入力される。駆動出力部１３４は、励振信号を増幅して加振器１１６を駆動する。この一連の動作により、定常時の共振による励振が行なわれることになる。

起動時用の経路においては、コンパレータ１６０の後段に起動信号生成部１８０を新たに設けている。起動信号生成部１８０については後述する。他のブロックについては従来と同様である。すなわち、第１ＨＰＦ１４２が出力する測定チューブの振動に対応する信号を、コンパレータ１６０を用いて二値化する。

コンパレータ１６０の出力は、起動信号生成部１８０に入力され、起動信号生成部１８０の出力がセレクタ１６４のＩＮ２−ＯＵＴ２の経路を介して第２ＤＡＣ１６６に入力され、矩形状のアナログ信号に変換される。そして、第３ＨＰＦ１６８で直流信号がカットされて、加算器１７０を介して駆動出力部１３４に励振信号として入力される。

セレクタ１６４の切替制御は、切替判定部１６２により行なわれる。切替判定部１６２は、第１ＨＰＦ１４２が出力する測定チューブの振動に対応する信号から振幅の大きさに対応する振幅信号を生成する。そして、振幅信号が所定の基準値よりも小さい場合には、起動時であるとしてセレクタ１６４を起動時用の経路、すなわちＩＮ２−ＯＵＴ２の経路に切り替える。一方、振幅信号が所定の基準値よりも大きい場合には、定常時であるとしてセレクタ１６４を定常時用の経路、すなわちＩＮ１−ＯＵＴ１の経路に切り替える。

次に、起動信号生成部１８０について詳細に説明する。図２は、起動信号生成部１８０の構成を示すブロック図である。起動信号生成部１８０は、コンパレータ１６０が出力する信号（Ｈ／Ｌ）をＩＮとして入力し、出力信号ＯＵＴ（Ｈ／Ｌ）をセレクタ１６４のＩＮ２−ＯＵＴ２経路に出力する。

本図に示すように、起動信号生成部１８０は、ＣＬＫ１８１、ダウンカウンタ１８２、判定付遅延素子１８３、レジスタ１８４を備えている。ダウンカウンタ１８２と判定付遅延素子１８３の動作はＣＬＫ１８１が出力するクロックに同期して行なわれる。レジスタ１８４は、ホールド時間（クロック数）Ｎを格納し、必要に応じてダウンカウンタ１８２に供給する記憶領域である。

クロックｔの時のダウンカウンタ１８２のカウント値をｃｎｔ（ｔ）とし、起動信号生成部１８０の入力をＩＮ（ｔ）、出力をＯＵＴ（ｔ）とすると、ダウンカウンタ１８２は、カウント値ｃｎｔ（ｔ）＝１かつＩＮ（ｔ）≠ＯＵＴ（ｔ）のとき、ｃｎｔ（ｔ＋１）にＮを設定する。それ以外のときは、ｃｎｔ（ｔ＋１）をｃｎｔ（ｔ）−１とする。ただし、１でカウント下限となる。

すなわち、ダウンカウンタ１８２は、カウント下限に達した状態で、ＩＮとＯＵＴとが異なった場合に、次のクロックでホールド時間（所定時間）Ｎのカウントを開始する。

判定付遅延素子１８３は、ｃｎｔ（ｔ）＝１のとき、ＯＵＴ（ｔ＋１）にＩＮ（ｔ）を設定する。それ以外のときは、ＯＵＴ（ｔ＋１）をＯＵＴ（ｔ）とする。

すなわち、判定付遅延素子１８３は、カウント下限に達した状態で、ＯＵＴをＩＮに追従させ、カウント中は同じＯＵＴを保つようにする。

このようなダウンカウンタ１８２と判定付遅延素子１８３とが動作することにより、起動信号生成部１８０は、図３のフローチャートに示すような動作を行なう。

初期状態として、ダウンカウンタのカウント値ｃｎｔ（ｔ）にＮを設定し（Ｓ１０１）、出力ＯＵＴ（ｔ）を入力ＩＮ（ｔ）と同じにする（Ｓ１０２）。ただし、出力ＯＵＴ（ｔ）を入力ＩＮ（ｔ−１）と同じにしてもよい。

以下は、クロック毎に動作を行なう。すなわち、ｃｎｔ（ｔ）＝１のカウント下限に達した状態でなければ（Ｓ１０３：Ｎｏ）、ＯＵＴ（ｔ＋１）←ＯＵＴ（ｔ）として出力の状態を保ち（Ｓ１０４）、ｃｎｔ（ｔ＋１）←ｃｎｔ（ｔ）−１としてカウント値を１つ減らす（Ｓ１０５）。

一方、ｃｎｔ（ｔ）＝１のカウント下限に達した状態であれば（Ｓ１０３：Ｙｅｓ）、ＯＵＴ（ｔ＋１）←ＩＮ（ｔ）として、ＯＵＴをＩＮに追従させる（Ｓ１０６）。

さらに、ＩＮ（ｔ）≠ＯＵＴ（ｔ）であれば（Ｓ１０７：Ｙｅｓ）、すなわち、ＩＮが切り替わると、ｃｎｔ（ｔ＋１）←Ｎとして、次のクロックから出力ＯＵＴのホールド状態を開始する（Ｓ１０８）。この場合、（Ｓ１０６）により、ＯＵＴがＩＮに追従して切り替わるため、ＯＵＴは、切り替わった状態がホールドされることになる。

そして、ｔ←ｔ＋１として、次のクロック動作に移行する（Ｓ１０９）。

以上の動作により、図４のタイミング図に示すように、ｔ０の初期状態において、ｃｎｔ値がＮとなり、ＩＮとＯＵＴとが同じ状態になって、クロック毎のカウントが開始される。ダウンカウンタ１８２のカウント中は、ｔ１やｔ２に示すように、ＩＮが切り替わったとしてもＯＵＴは切り替わらずに出力状態を保つ。

ダウンカウンタ１８２がカウント下限に達した後は、ＯＵＴはＩＮを追従する。そして、ｔ３でＩＮが変化すると、ｔ３でＯＵＴが追従して切り替わる。また、ｔ３でＩＮとＯＵＴとが異なったため、ｔ３でＮのカウントが開始し、ＯＵＴが出力状態を保つことになる。

ｔ４でカウント下限に達すると、ＩＮとＯＵＴが異なっているため、即座にｔ５で、ＯＵＴがＩＮを追従するとともに、Ｎのカウントが開始する。

このように、起動信号生成部１８０が、ＩＮの切り替わりにかかわらず、一定時間ＯＵＴの状態を保つため、図５に示すように、起動時において、駆動出力部１３４の出力が、高周波ノイズの周波数に応じた共振点でロックされてしまったり、不安定になったりすることを防ぐことができる。このため、起動時において高周波ノイズの影響を受けにくい測定装置の共振回路を実現することが可能となる。

なお、起動信号生成部１８０は、セレクタ１６４のＩＮ２−ＯＵＴ２経路の後段に配置してもよい。また、ダウンカウンタ１８２に代えて、１を初期値としてＮでカウント上限に達するアップカウンタを用いてもよい。もちろん、カウントの初期値やカウント限界値は適宜変更することができる。

図６は、上記実施形態の変形例である。上記の実施形態では、第１ΔΣ変調器１２０の出力を乗算器１４０に入力し、第１ＬＰＦ１２４の出力を第１ＨＰＦ１４２に入力していたが、本変形例では、第１ΔΣ変調器１２０の出力と第２ΔΣ変調器１２２の出力を第１加算器１７２で加算して乗算器１４０に入力し、第１ＬＰＦ１２４の出力と第２ＬＰＦ１２６の出力を第２加算器１７４で加算して第１ＨＰＦ１４２に入力するようにしている。

変形例では、気泡混入等により、第１センサ１１２の出力あるいは第２センサ１１４の出力が、一時的に乱れた場合であっても、２つの出力が平均化されるため、乱れの影響を小さくすることができる。

１００…コリオリ質量流量計、１１０…検出器、１１２…第１センサ、１１４…第２センサ、１１６…加振器、１２０…第１ΔΣ変調器、１２２…第２ΔΣ変調器、１２４…第１ＬＰＦ、１２６…第２ＬＰＦ、１２８…信号演算処理部、１３０…励振回路、１３２…共振回路、１３４…駆動出力部、１４０…乗算器、１４２…第１ＨＰＦ、１４４…増幅率制御部、１４６…第３ΔΣ変調器、１４８…第１ＤＡＣ、１５０…第３ＬＰＦ、１５２…第２ＨＰＦ、１６０…コンパレータ、１６２…切替判定部、１６４…セレクタ、１６６…第２ＤＡＣ、１６８…第３ＨＰＦ、１７０…加算器、１７２…第１加算器、１７４…第２加算器、１８０…起動信号生成部、１８１…ＣＬＫ、１８２…ダウンカウンタ、１８３…判定付遅延素子、１８４…レジスタ

Claims (3)

1. ΔΣ変調器がアナログ変位信号をΔΣ変調して得られたパルス密度信号と前記パルス密度信号から得られる多ビット信号とを入力し、励振信号を生成する共振回路であって、
   前記パルス密度信号のレベルを、前記多ビット信号から得られる振幅の大きさに応じて増幅し、さらにΔΣ変調して得られるパルス密度信号に基づいて前記励振信号を生成させる定常時経路と、
   前記多ビット信号の交流分の正負を判定するコンパレータと、前記コンパレータの出力とカウンタのカウント値とに基づいて所定時間同じ状態を保持する前記励振信号を生成させる起動信号生成部と、を備えた起動時経路と、
   前記多ビット信号の振幅に応じて前記定常時経路と前記起動時経路とを切り替えるセレクタと、
   を備えたことを特徴とする共振回路。
2. 前記カウンタは、カウント限界に達した状態で前記コンパレータの出力と前記起動信号生成部の出力とが異なる場合に、前記所定時間のカウントを開始し、それ以外の場合は、カウント限界に達するまでカウントを継続することを特徴とする請求項１に記載の共振回路。
3. 前記起動信号生成部は、前記カウンタがカウント限界に達した状態では前記起動信号生成部の出力を前記コンパレータの出力に追従させ、それ以外の状態では、同じ出力状態を保持することを特徴とする請求項２に記載の共振回路。