JP5320971B2 - 周波数安定度検査方法、及び周波数安定度検査装置 - Google Patents
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Description
本発明は、水晶振動子等の圧電デバイスの周波数安定度検査方法、及び検査装置に関し
、特に測定精度を上げると共に、任意の周波数の被測定物を測定できるように改善した周
波数安定度検査方法、及び周波数安定度検査装置に関するものである。
、特に測定精度を上げると共に、任意の周波数の被測定物を測定できるように改善した周
波数安定度検査方法、及び周波数安定度検査装置に関するものである。
近年、ＧＰＳやデジタル通信等の高速伝送装置に用いられる水晶振動子には、高い周波
数短期安定度が求められている。周波数短期安定度とは短い時間周期内の出力周波数の揺
らぎ（不規則変動）を表したものである。
特許文献１には、水晶振動子の漂動（揺らぎ）特性の測定方法が開示されており、図３
はそのブロック回路図である。測定回路３０は、漂動特性を測定すべき水晶振動子３１と
、該水晶振動子３１の共振周波数で発振するように回路を構成したトランジスタ発振回路
３２と、掃引電圧発生器３３と、非接触の電流プローブ３４と、増幅器３５と、ベクトル
電圧計３６と、増幅器３７と、を備えている。
時間の経過と共に変化する直流電圧を掃引電圧発生器３３で生成し、該直流電圧を発振
回路３２のトランジスタのベースへ印加し、ベース電圧を掃引する。そして、水晶振動子
３１の一方の端子には、非接触の電流プローブ３４を結合して、水晶振動子３１を流れる
水晶電流を検出し、その電流を直流増幅器３５で適正なレベルまで増幅した後、電流の変
化の非直線性をベクトル電圧計３６で測定する。一方、発振回路３２の発振出力は増幅器
３７で適正なレベルまで増幅した後、図示しない周波数カウンタで発振周波数の変化を測
定する。
測定回路３０を用い、水晶電流を０．４ｍＡ〜０．６ｍＡの間で変化させ、発振器の発
振周波数を測定したところ、周波数のジャンプ、すなわち漂動が発生する水晶振動子を検
出することができた開示されている。
特開平９−５４１２９号公報
数短期安定度が求められている。周波数短期安定度とは短い時間周期内の出力周波数の揺
らぎ（不規則変動）を表したものである。
特許文献１には、水晶振動子の漂動（揺らぎ）特性の測定方法が開示されており、図３
はそのブロック回路図である。測定回路３０は、漂動特性を測定すべき水晶振動子３１と
、該水晶振動子３１の共振周波数で発振するように回路を構成したトランジスタ発振回路
３２と、掃引電圧発生器３３と、非接触の電流プローブ３４と、増幅器３５と、ベクトル
電圧計３６と、増幅器３７と、を備えている。
時間の経過と共に変化する直流電圧を掃引電圧発生器３３で生成し、該直流電圧を発振
回路３２のトランジスタのベースへ印加し、ベース電圧を掃引する。そして、水晶振動子
３１の一方の端子には、非接触の電流プローブ３４を結合して、水晶振動子３１を流れる
水晶電流を検出し、その電流を直流増幅器３５で適正なレベルまで増幅した後、電流の変
化の非直線性をベクトル電圧計３６で測定する。一方、発振回路３２の発振出力は増幅器
３７で適正なレベルまで増幅した後、図示しない周波数カウンタで発振周波数の変化を測
定する。
測定回路３０を用い、水晶電流を０．４ｍＡ〜０．６ｍＡの間で変化させ、発振器の発
振周波数を測定したところ、周波数のジャンプ、すなわち漂動が発生する水晶振動子を検
出することができた開示されている。
しかしながら、特許文献１に開示された漂動特性の測定方法では、具体例のブロック図
に示されているように、シンセサイザや逓倍回路を用いている。このため、シンセサイザ
や逓倍回路から発生するノイズが混入してＳ／Ｎ比を悪化させ、測定精度が劣化するとい
う問題があった。
本発明は上記問題を解決するためになされたもので、特に任意の周波数の被測定物の周
波数短期安定度が測定できると共に、測定時間の短縮、測定精度を改善した周波数安定度
検査方法、及び周波数安定度検査装置を提供することにある。
に示されているように、シンセサイザや逓倍回路を用いている。このため、シンセサイザ
や逓倍回路から発生するノイズが混入してＳ／Ｎ比を悪化させ、測定精度が劣化するとい
う問題があった。
本発明は上記問題を解決するためになされたもので、特に任意の周波数の被測定物の周
波数短期安定度が測定できると共に、測定時間の短縮、測定精度を改善した周波数安定度
検査方法、及び周波数安定度検査装置を提供することにある。
本発明は、上記の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の
形態又は適用例として実現することが可能である。
形態又は適用例として実現することが可能である。
［適用例１］被測定物の出力信号と、該被測定物の出力信号とは発振周波数がわずかに
異なる周波数を混合したときに生じるビート周波数を測定する第１の測定工程と、基準信
号と、該基準信号とは発振周波数がわずかに異なる周波数を混合したときに生じるビート
周波数を測定する第２の測定工程と、所定の時間間隔でサンプリングした複数の前記第１
及び第２のビート周波数から周波数安定度を演算する演算工程と、を含むことを特徴とす
る周波数安定度検査方法である。
異なる周波数を混合したときに生じるビート周波数を測定する第１の測定工程と、基準信
号と、該基準信号とは発振周波数がわずかに異なる周波数を混合したときに生じるビート
周波数を測定する第２の測定工程と、所定の時間間隔でサンプリングした複数の前記第１
及び第２のビート周波数から周波数安定度を演算する演算工程と、を含むことを特徴とす
る周波数安定度検査方法である。
上記のような周波数安定度検査方法によれば、２系統の測定工程を有することにより、
測定の高速化と測定精度の大幅な改善が図られるという効果がある。
測定の高速化と測定精度の大幅な改善が図られるという効果がある。
［適用例２］前記演算工程の演算結果を前記第１及び第２の測定工程に伝達するフィー
ドバック工程を含むことを特徴とする適用例１に記載の周波数安定度検査方法である。
ドバック工程を含むことを特徴とする適用例１に記載の周波数安定度検査方法である。
上記のような周波数安定度検査方法によれば、測定の自動化が可能となると共に、測定
の高速化と測定精度の大幅な改善が図られるという効果がある。
の高速化と測定精度の大幅な改善が図られるという効果がある。
［適用例３］クロック源と、該クロック源に基づき被測定物の出力信号とは発振周波数
がわずかに異なる周波数を出力する第１の発振手段と、前記被測定物の出力信号と前記第
１の発振手段の出力信号とを混合したときに生じる差信号を出力する第１の混合手段と、
前記第１の混合手段から出力される差信号の周波数を測定する第１のカウント手段と、前
記クロック源に基づき周波数を出力する第２の発振手段と、基準周波数を出力する基準信
号源と、該基準信号源の出力周波数と前記第２の発振手段の出力周波数とを混合したとき
に生じる差信号を出力する第２の混合手段と、前記第２の混合手段から出力される差信号
の周波数を測定する第２のカウント手段と、前記第１及び第２のカウント手段の出力に基
づき演算する演算手段と、を備えたことを特徴とする周波数安定度検査装置である。
がわずかに異なる周波数を出力する第１の発振手段と、前記被測定物の出力信号と前記第
１の発振手段の出力信号とを混合したときに生じる差信号を出力する第１の混合手段と、
前記第１の混合手段から出力される差信号の周波数を測定する第１のカウント手段と、前
記クロック源に基づき周波数を出力する第２の発振手段と、基準周波数を出力する基準信
号源と、該基準信号源の出力周波数と前記第２の発振手段の出力周波数とを混合したとき
に生じる差信号を出力する第２の混合手段と、前記第２の混合手段から出力される差信号
の周波数を測定する第２のカウント手段と、前記第１及び第２のカウント手段の出力に基
づき演算する演算手段と、を備えたことを特徴とする周波数安定度検査装置である。
上記のような周波数安定度検査装置によれば、クロック源の温度変動等によるドリフト
を相殺すると共に、周波数安定度測定の高速化、高精度化が可能となるという効果がある
。
を相殺すると共に、周波数安定度測定の高速化、高精度化が可能となるという効果がある
。
［適用例４］クロック源と、該クロック源に基づき被測定物の出力信号とは発振周波数
がわずかに異なる周波数を出力する第１の発振手段と、前記被測定物の出力信号と前記第
１の発振手段の出力信号とを混合したときに生じる差信号を出力する第１の混合手段と、
前記第１の混合手段から出力される差信号の周波数を測定する第１のカウント手段と、前
記クロック源に基づき周波数を出力する第２の発振手段と、基準周波数を出力する基準信
号源と、該基準信号源の出力周波数と前記第２の発振手段の出力周波数とを混合したとき
に生じる差信号を出力する第２の混合手段と、前記第２の混合手段から出力される差信号
の周波数を測定する第２のカウント手段と、前記被測定物の出力周波数を測定する第３の
カウント手段と、前記第１、第２及び第３のカウント手段の出力に基づき演算する演算手
段と、前記演算手段の演算結果に基づく制御信号を前記第１及び第２の発振手段にフィー
ドバックする伝達手段と、を備えたことを特徴とする周波数安定度検査装置である。
がわずかに異なる周波数を出力する第１の発振手段と、前記被測定物の出力信号と前記第
１の発振手段の出力信号とを混合したときに生じる差信号を出力する第１の混合手段と、
前記第１の混合手段から出力される差信号の周波数を測定する第１のカウント手段と、前
記クロック源に基づき周波数を出力する第２の発振手段と、基準周波数を出力する基準信
号源と、該基準信号源の出力周波数と前記第２の発振手段の出力周波数とを混合したとき
に生じる差信号を出力する第２の混合手段と、前記第２の混合手段から出力される差信号
の周波数を測定する第２のカウント手段と、前記被測定物の出力周波数を測定する第３の
カウント手段と、前記第１、第２及び第３のカウント手段の出力に基づき演算する演算手
段と、前記演算手段の演算結果に基づく制御信号を前記第１及び第２の発振手段にフィー
ドバックする伝達手段と、を備えたことを特徴とする周波数安定度検査装置である。
上記のような周波数安定度検査装置によれば、測定の自動化が図られるという効果があ
る。その上、周波数安定度測定の高速化、高精度化が可能となるという効果がある。
る。その上、周波数安定度測定の高速化、高精度化が可能となるという効果がある。
［適用例５］前記クロック源に高周波基本波圧電振動子、又は弾性表面波振動子を用い
たことを特徴とする適用例３又は４に記載の周波数安定度検査装置である。
たことを特徴とする適用例３又は４に記載の周波数安定度検査装置である。
上記のような周波数安定度検査装置によれば、クロック源からは信号の高純度、つまり
Ｓ／Ｎ比の良い周波数が得られるので、周波数安定度の測定精度が大幅に改善されるとい
う効果がある。
Ｓ／Ｎ比の良い周波数が得られるので、周波数安定度の測定精度が大幅に改善されるとい
う効果がある。
［適用例６］前記基準周波数が外部装置から供給されることを特徴とする適用例３乃至
５のいずれか一項に記載の周波数安定度検査装置である。
５のいずれか一項に記載の周波数安定度検査装置である。
上記のような周波数安定度検査装置によれば、基準信号源を内蔵せず、外部から高安定
、高純度の周波数が供給されるので、周波数安定度検査装置を小型化、低価格化できると
いう利点がある。
、高純度の周波数が供給されるので、周波数安定度検査装置を小型化、低価格化できると
いう利点がある。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る周波数安定度検査装置１の構成を示す概略ブロック
回路図である。
周波数安定度検査装置１は、高周波基本波圧電振動子（ＨＦＦ）、又は弾性表面波振動
子（ＳＡＷ振動子）を発振素子として用いた発振周波数Ｆｃのクロック源５と、該クロッ
ク源５の発振周波数Ｆｃを分配する第１の分配器６と、該第１の分配器６の一方から出力
される出力周波数ＦｃをクロックＦｃｌｋとして用い、被測定物（ＤＵＴ）９の出力信号
Ｆｄとは発振周波数がわずかに異なる合成周波数を出力する第１の発振手段であるＤＤＳ
（デジタル直接合成発振器、分周比ｄ１）７と、被測定物（ＤＵＴ）９の出力信号Ｆｄと
ＤＤＳ７の出力信号とを混合したときに生じる差信号（周波数ＩＦ１）を出力する第１の
混合手段であるミキサ８と、該ミキサ８から出力される差信号（周波数ＩＦ１）を測定す
る第１のカウント手段である周波数カウンタ１０と、を備えている。
図１は、本発明の一実施形態に係る周波数安定度検査装置１の構成を示す概略ブロック
回路図である。
周波数安定度検査装置１は、高周波基本波圧電振動子（ＨＦＦ）、又は弾性表面波振動
子（ＳＡＷ振動子）を発振素子として用いた発振周波数Ｆｃのクロック源５と、該クロッ
ク源５の発振周波数Ｆｃを分配する第１の分配器６と、該第１の分配器６の一方から出力
される出力周波数ＦｃをクロックＦｃｌｋとして用い、被測定物（ＤＵＴ）９の出力信号
Ｆｄとは発振周波数がわずかに異なる合成周波数を出力する第１の発振手段であるＤＤＳ
（デジタル直接合成発振器、分周比ｄ１）７と、被測定物（ＤＵＴ）９の出力信号Ｆｄと
ＤＤＳ７の出力信号とを混合したときに生じる差信号（周波数ＩＦ１）を出力する第１の
混合手段であるミキサ８と、該ミキサ８から出力される差信号（周波数ＩＦ１）を測定す
る第１のカウント手段である周波数カウンタ１０と、を備えている。
更に、第１の分配器６の他方から出力される出力周波数ＦｃをクロックＦｃｌｋとして
用い、合成周波数を出力する第２の発振手段であるＤＤＳ（デジタル直接合成発振器、分
周比ｄ２）１２と、基準周波数Ｆｓを出力する基準信号源（ＯＣＸＯ）１４と、該基準信
号源１４の出力周波数を分配する第２の分配器１５と、該第２の分配器１５の一方の出力
周波数ＦｓとＤＤＳ１２の合成周波数とを混合したときに生じる差信号（周波数ＩＦ２）
を出力する第２の混合手段であるミキサ１３と、該ミキサ１３から出力される差信号（周
波数ＩＦ２）を測定する第２のカウント手段である周波数カウンタ１６と、を備えている
。
更に、周波数カウンタ１０、１６の出力周波数を入力し、その周波数に基づき演算する
演算手段である演算装置（ＣＰＵ）１１と、を備えている。なお、周波数カウンタ１０、
１６には第２の分配器１５の他方の出力周波数Ｆｓが、基準周波数として供給されている
。
用い、合成周波数を出力する第２の発振手段であるＤＤＳ（デジタル直接合成発振器、分
周比ｄ２）１２と、基準周波数Ｆｓを出力する基準信号源（ＯＣＸＯ）１４と、該基準信
号源１４の出力周波数を分配する第２の分配器１５と、該第２の分配器１５の一方の出力
周波数ＦｓとＤＤＳ１２の合成周波数とを混合したときに生じる差信号（周波数ＩＦ２）
を出力する第２の混合手段であるミキサ１３と、該ミキサ１３から出力される差信号（周
波数ＩＦ２）を測定する第２のカウント手段である周波数カウンタ１６と、を備えている
。
更に、周波数カウンタ１０、１６の出力周波数を入力し、その周波数に基づき演算する
演算手段である演算装置（ＣＰＵ）１１と、を備えている。なお、周波数カウンタ１０、
１６には第２の分配器１５の他方の出力周波数Ｆｓが、基準周波数として供給されている
。
ここで、クロック源５の発振素子として用いる高周波基本波圧電振動子（ＨＦＦ）４０
と弾性表面波振動子（ＳＡＷ振動子）５０とについて簡単に説明する。
図４（ａ）は、高周波基本波圧電振動子（ＨＦＦ）４０の構成を示す平面図、同図（ｂ
）はＱ−Ｑにおける断面図である。一方の主面の中央部に凹陥部４２を形成した圧電基板
４１、例えばＡＴカット水晶基板の平坦側に励振電極４５ａを配置すると共に、凹陥側に
は励振電極４５ａと対向して励振電極４５ｂを形成する。そして、励振電極４５ａ、４５
ｂからそれぞれ圧電基板１の端部に向けて引き出し電極４６ａ、４６ｂを延在し、環状囲
繞部に形成したパッド電極４７ａ、４７ｂと接続してＨＦＦ４０を構成する。なお、凹陥
側４２に全面電極を設け、環状囲繞部と振動部である薄肉部との境界部における電極の接
続不良を無くしてもよい。
エッチングによって薄く加工して凹陥部４２を基本波の振動部とすることにより高周波
化が可能となり、数百ＭＨｚまでの高周波の基本波圧電振動子が実用化されている。
と弾性表面波振動子（ＳＡＷ振動子）５０とについて簡単に説明する。
図４（ａ）は、高周波基本波圧電振動子（ＨＦＦ）４０の構成を示す平面図、同図（ｂ
）はＱ−Ｑにおける断面図である。一方の主面の中央部に凹陥部４２を形成した圧電基板
４１、例えばＡＴカット水晶基板の平坦側に励振電極４５ａを配置すると共に、凹陥側に
は励振電極４５ａと対向して励振電極４５ｂを形成する。そして、励振電極４５ａ、４５
ｂからそれぞれ圧電基板１の端部に向けて引き出し電極４６ａ、４６ｂを延在し、環状囲
繞部に形成したパッド電極４７ａ、４７ｂと接続してＨＦＦ４０を構成する。なお、凹陥
側４２に全面電極を設け、環状囲繞部と振動部である薄肉部との境界部における電極の接
続不良を無くしてもよい。
エッチングによって薄く加工して凹陥部４２を基本波の振動部とすることにより高周波
化が可能となり、数百ＭＨｚまでの高周波の基本波圧電振動子が実用化されている。
図５は、弾性表面波振動子（ＳＡＷ振動子）５０の一例の構成を示す平面図である。圧
電基板５１の一方の主面上に、表面波の伝搬方向に沿ってＩＤＴ（櫛形）電極５２を配置
すると共に、該ＩＤＴ電極５２の両側にグレーティング反射器５３ａ、５３ｂを配置して
ＳＡＷ振動子５０を構成する。中央のＩＤＴ電極５２で表面波を励振し、両側のグレーテ
ィング反射器５３ａ、５３ｂで励起された表面波の振動エネルギを中央部に反射し、閉じ
込めて振動子を構成する。ＡＴカットＨＨＦ４０の共振周波数が、振動部の厚さに逆比例
するのに対し、ＳＡＷ振動子５０の共振周波数は隣接する電極指の間隙に逆比例するので
、フォトリソグラフィ技法により、高周波化が容易である。
電基板５１の一方の主面上に、表面波の伝搬方向に沿ってＩＤＴ（櫛形）電極５２を配置
すると共に、該ＩＤＴ電極５２の両側にグレーティング反射器５３ａ、５３ｂを配置して
ＳＡＷ振動子５０を構成する。中央のＩＤＴ電極５２で表面波を励振し、両側のグレーテ
ィング反射器５３ａ、５３ｂで励起された表面波の振動エネルギを中央部に反射し、閉じ
込めて振動子を構成する。ＡＴカットＨＨＦ４０の共振周波数が、振動部の厚さに逆比例
するのに対し、ＳＡＷ振動子５０の共振周波数は隣接する電極指の間隙に逆比例するので
、フォトリソグラフィ技法により、高周波化が容易である。
第１の発振手段（ＤＤＳ）７と、第２の発振手段（ＤＤＳ）１２とは、ＤＤＳ方式のフ
ァンクション・ジェネレータである。ＤＤＳとは、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ
（デジタル直接合成発振器）の略である。図６はＤＤＳの構成を示すブロック図であり、
ＤＤＳは、アキュムレータ（アドレス演算器）６１と、波形メモリ６２と、Ｄ−Ａコンバ
ータ６３と、ローパスフィルタＬＰＦ６４と、より構成される。
アキュムレータ６１には、データ入力端子６５を介して周波数設定データが入力される
と共に、クロック入力端子６６を介してクロック信号Ｆｃｌｋが入力され、クロック信号
Ｆｃｌｋの立ち上がり、又は立下りのタイミングで出力設定データに入力データが累積加
算される。つまり、クロック信号Ｆｃｌｋを用いて、リアルタイムで位相を求めるアキュ
ムレータ（アドレス演算器）６１によりアドレスを発生させる。
ここで、アキュムレータ６１のビット数をｐとすると、アキュムレータ６１の累算値が
２pを越えると、その超過分を初期値として累算動作を継続する。このアキュムレータ６
１の出力設定データ（累算値データ）は波形メモリ６２に入力される。波形メモリ６２の
アドレスは波形の位相に相当する。
波形メモリ６２には、正弦波のデジタル・データが予め書き込まれており、アキュムレ
ータ６１からの出力データによりアドレス指定を行い、アドレス指定に応じた正弦波デー
タを出力する。この正弦波データはＤ−Ａコンバータ６３に入力され、該Ｄ−Ａコンバー
タ６３よりアナログ信号に変換される。このアナログ信号はクロック周波数Ｆｃｌｋで変
化する階段波形であるため、ローパスフィルタＬＰＦ６４で平滑化して出力端子６７を介
して出力する。
ここで、クロック信号のクロック周波数をＦｃｌｋ、入力データをＮとすると出力周波
数Ｆｏｕｔは、Ｆｏｕｔ＝（Ｎ／２p）Ｆｃｌｋとなる。
ＤＤＳは、周波数分解能を高くでき、また、出力周波数を高速で切り換えることができ
るという特徴を備えている。
ァンクション・ジェネレータである。ＤＤＳとは、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ
（デジタル直接合成発振器）の略である。図６はＤＤＳの構成を示すブロック図であり、
ＤＤＳは、アキュムレータ（アドレス演算器）６１と、波形メモリ６２と、Ｄ−Ａコンバ
ータ６３と、ローパスフィルタＬＰＦ６４と、より構成される。
アキュムレータ６１には、データ入力端子６５を介して周波数設定データが入力される
と共に、クロック入力端子６６を介してクロック信号Ｆｃｌｋが入力され、クロック信号
Ｆｃｌｋの立ち上がり、又は立下りのタイミングで出力設定データに入力データが累積加
算される。つまり、クロック信号Ｆｃｌｋを用いて、リアルタイムで位相を求めるアキュ
ムレータ（アドレス演算器）６１によりアドレスを発生させる。
ここで、アキュムレータ６１のビット数をｐとすると、アキュムレータ６１の累算値が
２pを越えると、その超過分を初期値として累算動作を継続する。このアキュムレータ６
１の出力設定データ（累算値データ）は波形メモリ６２に入力される。波形メモリ６２の
アドレスは波形の位相に相当する。
波形メモリ６２には、正弦波のデジタル・データが予め書き込まれており、アキュムレ
ータ６１からの出力データによりアドレス指定を行い、アドレス指定に応じた正弦波デー
タを出力する。この正弦波データはＤ−Ａコンバータ６３に入力され、該Ｄ−Ａコンバー
タ６３よりアナログ信号に変換される。このアナログ信号はクロック周波数Ｆｃｌｋで変
化する階段波形であるため、ローパスフィルタＬＰＦ６４で平滑化して出力端子６７を介
して出力する。
ここで、クロック信号のクロック周波数をＦｃｌｋ、入力データをＮとすると出力周波
数Ｆｏｕｔは、Ｆｏｕｔ＝（Ｎ／２p）Ｆｃｌｋとなる。
ＤＤＳは、周波数分解能を高くでき、また、出力周波数を高速で切り換えることができ
るという特徴を備えている。
被測定物（ＤＵＴ）の出力周波数Ｆｄと、基準信号源（ＯＣＸＯ）の出力周波数Ｆｓと
、ミキサと、周波数カウンタと、を用い、出力周波数Ｆｄと出力周波数Ｆｓとをミキサに
入力し、ミキサが出力する差信号ｄｆ（ｄｆ＝｜Ｆｄ−Ｆｓ｜）を周波数カウンタで測定
し、ＤＵＴの周波数短期安定度を求めることが可能である。しかし、ＤＵＴの任意の出力
周波数に近いＯＣＸＯを常時用意することは現実的でない。
ＯＣＸＯの代わりにＰＬＬ内蔵の周波数シンセサイザを用いて周波数短期安定度を求め
ることが可能であるが、周波数シンセサイザの出力信号の純度は水晶発振器のそれに比べ
て桁違いに悪いため、測定精度の劣化を来す。
また、ＤＤＳ（デジタル直接合成発振器）を用いる場合、そのクロックにはＤＤＳの出
力周波数の数倍の周波数が必要となる。一般の水晶発振器をクロックとして用いるときに
は、その水晶発振器の出力周波数を逓倍して用いるが、逓倍回路は信号のＳ／Ｎ比を劣化
させることに加えて、出力には低周波が重畳する。これらの雑音成分は信号純度を劣化さ
せ、ジッターとなって測定値のバラツキの原因となる。
いずれの場合にも基準信号の短期安定度はＤＵＴのそれより悪くなるので、このような
構成ではＤＵＴの真の周波数の揺らぎの状態を測定することは難しい。
、ミキサと、周波数カウンタと、を用い、出力周波数Ｆｄと出力周波数Ｆｓとをミキサに
入力し、ミキサが出力する差信号ｄｆ（ｄｆ＝｜Ｆｄ−Ｆｓ｜）を周波数カウンタで測定
し、ＤＵＴの周波数短期安定度を求めることが可能である。しかし、ＤＵＴの任意の出力
周波数に近いＯＣＸＯを常時用意することは現実的でない。
ＯＣＸＯの代わりにＰＬＬ内蔵の周波数シンセサイザを用いて周波数短期安定度を求め
ることが可能であるが、周波数シンセサイザの出力信号の純度は水晶発振器のそれに比べ
て桁違いに悪いため、測定精度の劣化を来す。
また、ＤＤＳ（デジタル直接合成発振器）を用いる場合、そのクロックにはＤＤＳの出
力周波数の数倍の周波数が必要となる。一般の水晶発振器をクロックとして用いるときに
は、その水晶発振器の出力周波数を逓倍して用いるが、逓倍回路は信号のＳ／Ｎ比を劣化
させることに加えて、出力には低周波が重畳する。これらの雑音成分は信号純度を劣化さ
せ、ジッターとなって測定値のバラツキの原因となる。
いずれの場合にも基準信号の短期安定度はＤＵＴのそれより悪くなるので、このような
構成ではＤＵＴの真の周波数の揺らぎの状態を測定することは難しい。
ＰＬＬを用いてクロックの周波数を制御すると、制御しない場合に比べてクロックの位
相雑音特性が劣化する。そこで、本発明ではクロック源５の周波数を制御しない代わりに
、図１に示すように、ＤＤＳ７−ミキサ８−カウンタ１０と、ＤＤＳ１２−ミキサ１３−
カウンタ１６との２系統の測定系で測定することで、クロック源５の周波数変動を、演算
装置（ＣＰＵ）１１による演算によって補正することを想致した。演算手段を用いること
により、クロック源５に厳しいエージング特性や温度特性を要求することなく、ＨＦＦ、
又はＳＡＷ振動子を発振素子として用いて、位相雑音に特化した発振器を使用することが
可能となった。その結果、周波数短期安定度の測定精度の大幅な改善が図られる。
相雑音特性が劣化する。そこで、本発明ではクロック源５の周波数を制御しない代わりに
、図１に示すように、ＤＤＳ７−ミキサ８−カウンタ１０と、ＤＤＳ１２−ミキサ１３−
カウンタ１６との２系統の測定系で測定することで、クロック源５の周波数変動を、演算
装置（ＣＰＵ）１１による演算によって補正することを想致した。演算手段を用いること
により、クロック源５に厳しいエージング特性や温度特性を要求することなく、ＨＦＦ、
又はＳＡＷ振動子を発振素子として用いて、位相雑音に特化した発振器を使用することが
可能となった。その結果、周波数短期安定度の測定精度の大幅な改善が図られる。
まず、２系統の測定系の一方を用いて周波数短期安定度を測定する。つまり、図１に示
すＤＤＳ７の分周比ｄ１を適切に設定し、その出力周波数（Ｆｃ／ｄ１）がＤＵＴ９の出
力周波数Ｆｄとわずかに異なる周波数になるようにする。ＤＤＳ７の出力周波数（Ｆｃ／
ｄ１）とＤＵＴ９の出力周波数Ｆｄとの差分の周波数ＩＦ１（＝Ｆｃ／ｄ１−Ｆｄ）をカ
ウンタ１０により測定し、この周波数を演算装置（ＣＰＵ）１１に入力する。このように
、クロック源５にＨＨＦ又はＳＡＷ振動子を発振素子として用いることにより、逓倍回路
、ＰＬＬともに必要としなので、測定精度の劣化がない測定が可能となる。
すＤＤＳ７の分周比ｄ１を適切に設定し、その出力周波数（Ｆｃ／ｄ１）がＤＵＴ９の出
力周波数Ｆｄとわずかに異なる周波数になるようにする。ＤＤＳ７の出力周波数（Ｆｃ／
ｄ１）とＤＵＴ９の出力周波数Ｆｄとの差分の周波数ＩＦ１（＝Ｆｃ／ｄ１−Ｆｄ）をカ
ウンタ１０により測定し、この周波数を演算装置（ＣＰＵ）１１に入力する。このように
、クロック源５にＨＨＦ又はＳＡＷ振動子を発振素子として用いることにより、逓倍回路
、ＰＬＬともに必要としなので、測定精度の劣化がない測定が可能となる。
しかしながら、カウンタ１０の測定結果にはクロック源５の温度変動等のドリフトが重
畳される。そこで、２系統の測定系の他方を用いて、このドリフトを補償する。つまり、
ＤＤＳ１２の出力周波数（Ｆｃ／ｄ２）を、ＯＣＸＯ１４の出力周波数Ｆｓとわずかに異
なる周波数になるように、分周比ｄ２を設定する。ミキサ１３により周波数（Ｆｃ／ｄ２
）と周波数Ｆｓとの差分の周波数ＩＦ２（＝Ｆｓ−Ｆｃ／ｄ２）を出力し、該周波数をカ
ウンタ１６で測定し、その値をＣＰＵ１１に入力する。ＯＣＸＯ１４に十分に安定な発振
器を用いれば、ＩＦ２の周波数変動はクロック源５のドリフトそのものである。
従って、カウンタ１０が測定するＩＦ１の周波数短期安定度から、カウンタ１６が測定
するＩＦ２の周波数短期安定度を減算すれば、ＤＵＴ９の真の周波数短期安定度が求まる
ことになる。
図１の周波数安定度検査装置１では、基準信号源（ＯＣＸＯ）１４を内蔵した例を示し
たが、必ずしも内蔵する必要はなく、外部から純度の高い（Ｓ／Ｎ比のよい）基準周波数
を供給してもよい。外部から基準周波数の供給を受けることにより、周波数安定度検査装
置を小型化、低価格化できるという利点がある。
畳される。そこで、２系統の測定系の他方を用いて、このドリフトを補償する。つまり、
ＤＤＳ１２の出力周波数（Ｆｃ／ｄ２）を、ＯＣＸＯ１４の出力周波数Ｆｓとわずかに異
なる周波数になるように、分周比ｄ２を設定する。ミキサ１３により周波数（Ｆｃ／ｄ２
）と周波数Ｆｓとの差分の周波数ＩＦ２（＝Ｆｓ−Ｆｃ／ｄ２）を出力し、該周波数をカ
ウンタ１６で測定し、その値をＣＰＵ１１に入力する。ＯＣＸＯ１４に十分に安定な発振
器を用いれば、ＩＦ２の周波数変動はクロック源５のドリフトそのものである。
従って、カウンタ１０が測定するＩＦ１の周波数短期安定度から、カウンタ１６が測定
するＩＦ２の周波数短期安定度を減算すれば、ＤＵＴ９の真の周波数短期安定度が求まる
ことになる。
図１の周波数安定度検査装置１では、基準信号源（ＯＣＸＯ）１４を内蔵した例を示し
たが、必ずしも内蔵する必要はなく、外部から純度の高い（Ｓ／Ｎ比のよい）基準周波数
を供給してもよい。外部から基準周波数の供給を受けることにより、周波数安定度検査装
置を小型化、低価格化できるという利点がある。
ＣＰＵ１１の演算処理機能を用いて、カウンタ１０、１６から出力されるカウント信号
にアラン分散処理を施して周波数短期安定度を求めるのが一般的である。周知のように、
アラン分散とは圧電デバイス等の出力周波数の短期安定度特性に関し、時間領域で定義さ
れた客観的評価であり、連続的に振動している圧電デバイスが、ある期間にわたって同一
の周波数を実現しうる度合、即ち周波数安定度を示す尺度のうち、特に時間領域における
周波数安定度の尺度をいう。具体的には、アラン分散は、ある期間にわたり周期測定を複
数回連続して行って、複数の周波数測定値を得て、これら複数の周波数測定値の時間的に
隣接する値同士の差（周波数）の自乗の総和を、２（ｍ−１）で割って平方根を計算する
ことで求める（ｍは周波数差のサンプル数）。
にアラン分散処理を施して周波数短期安定度を求めるのが一般的である。周知のように、
アラン分散とは圧電デバイス等の出力周波数の短期安定度特性に関し、時間領域で定義さ
れた客観的評価であり、連続的に振動している圧電デバイスが、ある期間にわたって同一
の周波数を実現しうる度合、即ち周波数安定度を示す尺度のうち、特に時間領域における
周波数安定度の尺度をいう。具体的には、アラン分散は、ある期間にわたり周期測定を複
数回連続して行って、複数の周波数測定値を得て、これら複数の周波数測定値の時間的に
隣接する値同士の差（周波数）の自乗の総和を、２（ｍ−１）で割って平方根を計算する
ことで求める（ｍは周波数差のサンプル数）。
図２は、本発明に係る第２の実施例の周波数安定度検査装置２の構成を示す概略ブロッ
ク図である。図１に示した第１の実施例の周波数安定度検査装置１と異なる点は、第３の
分配器２０と、第３のカウント手段であるカウンタ２１と、制御信号線２２、２３とを、
第１の実施例の周波数安定度検査装置１に付加した点である。つまり、ＤＵＴ９の出力周
波数Ｆｄを第３の分配器２０に入力し、該第３の分配器２０の出力周波数Ｆｄの一方をミ
キサ８に入力し、他方をカウンタ２１に入力し、ＤＵＴ９の出力周波数Ｆｄの測定し、該
測定値をＣＰＵ１１に入力する。更にＣＰＵ１１と、ＤＤＳ７及びＤＤＳ１２とを夫々制
御信号線２２、２３で接続する。第３のカウント手段であるカウンタ２１には、ＯＣＸＯ
１４の基準周波数Ｆｓが第２の分配器１５を介して供給されている。
ク図である。図１に示した第１の実施例の周波数安定度検査装置１と異なる点は、第３の
分配器２０と、第３のカウント手段であるカウンタ２１と、制御信号線２２、２３とを、
第１の実施例の周波数安定度検査装置１に付加した点である。つまり、ＤＵＴ９の出力周
波数Ｆｄを第３の分配器２０に入力し、該第３の分配器２０の出力周波数Ｆｄの一方をミ
キサ８に入力し、他方をカウンタ２１に入力し、ＤＵＴ９の出力周波数Ｆｄの測定し、該
測定値をＣＰＵ１１に入力する。更にＣＰＵ１１と、ＤＤＳ７及びＤＤＳ１２とを夫々制
御信号線２２、２３で接続する。第３のカウント手段であるカウンタ２１には、ＯＣＸＯ
１４の基準周波数Ｆｓが第２の分配器１５を介して供給されている。
第２の実施例の周波数安定度検査装置２において、クロック源５の出力周波数Ｆｄと、
基準信号源（ＯＣＸＯ）１４の出力周波数Ｆｓと、アラン分散のサンプル数ｍ等は、ＣＰ
Ｕ１１に予め入力されているものとする。
周波数安定度検査装置２の特徴は、初めにＤＵＴ９の出力周波数Ｆｄを第３の分配器２
０を介してカウンタ２１で測定し、この測定値と、予め入力されているデータとをＣＰＵ
１１で演算処理して、分周比ｄ１、ｄ２を求め、これらの値を制御信号線２２、２３を介
して自動的に設定できる点である。分周比ｄ１、ｄ２が設定できれば、ＤＵＴ９の周波数
短期安定度は自動的に測定できる。
なお、図２の周波数安定度検査装置２の例も、基準信号源（ＯＣＸＯ）１４を内蔵した
例を示したが、必ずしも内蔵する必要はなく、外部からＳ／Ｎ比のよい周波数を供給して
もよい。また、本発明に係る周波数安定度検査装置１、２は、周波数短期安定度の高精度
測定に限らず、中期的或いは長期的な周波数ゆらぎ（＝周波数中期（長期）安定度）の高
精度測定にも適用できることは言うまでもない。
本発明に係る周波数安定度検査装置１、２の特徴は、高速、高精度で被測定物の周波数
安定度が測定できるところであり、２０ｍｓのゲート時間で５×１０-11の測定精度が可
能であり、従来の測定法に比べて測定の高速化と大幅に精度向上が図られた。
基準信号源（ＯＣＸＯ）１４の出力周波数Ｆｓと、アラン分散のサンプル数ｍ等は、ＣＰ
Ｕ１１に予め入力されているものとする。
周波数安定度検査装置２の特徴は、初めにＤＵＴ９の出力周波数Ｆｄを第３の分配器２
０を介してカウンタ２１で測定し、この測定値と、予め入力されているデータとをＣＰＵ
１１で演算処理して、分周比ｄ１、ｄ２を求め、これらの値を制御信号線２２、２３を介
して自動的に設定できる点である。分周比ｄ１、ｄ２が設定できれば、ＤＵＴ９の周波数
短期安定度は自動的に測定できる。
なお、図２の周波数安定度検査装置２の例も、基準信号源（ＯＣＸＯ）１４を内蔵した
例を示したが、必ずしも内蔵する必要はなく、外部からＳ／Ｎ比のよい周波数を供給して
もよい。また、本発明に係る周波数安定度検査装置１、２は、周波数短期安定度の高精度
測定に限らず、中期的或いは長期的な周波数ゆらぎ（＝周波数中期（長期）安定度）の高
精度測定にも適用できることは言うまでもない。
本発明に係る周波数安定度検査装置１、２の特徴は、高速、高精度で被測定物の周波数
安定度が測定できるところであり、２０ｍｓのゲート時間で５×１０-11の測定精度が可
能であり、従来の測定法に比べて測定の高速化と大幅に精度向上が図られた。
１、２…周波数安定度検査装置、５…クロック源、６、１５、２０…分配器、７、１２…
デジタル直接合成発振器（ＤＤＳ）、８、１３…ミキサ、９…被測定物（ＤＵＴ）、１０
、１６、２１…カウンタ、１１…演算装置（ＣＰＵ）、１４…基準信号源（ＯＣＸＯ）、
２２、２３…制御信号線
デジタル直接合成発振器（ＤＤＳ）、８、１３…ミキサ、９…被測定物（ＤＵＴ）、１０
、１６、２１…カウンタ、１１…演算装置（ＣＰＵ）、１４…基準信号源（ＯＣＸＯ）、
２２、２３…制御信号線
Claims (6)
- 被測定物の出力信号と、前記被測定物の出力信号とは発振周波数が異なる第１の周波数を混合したときに生じる第１のビート周波数を測定する第１の測定工程と、
基準信号と、前記基準信号とは発振周波数が異なる第２の周波数を混合したときに生じる第２のビート周波数を測定する第２の測定工程と、
所定の時間間隔でサンプリングした複数の前記第１及び第２のビート周波数から周波数安定度を演算する演算工程と、
を含むことを特徴とする周波数安定度検査方法。 - 前記第１及び第２の測定工程よりも前に、前記被測定物の周波数を測定して第１の分周比と第２の分周比を算出し、
前記第１の測定工程では、前記第１の分周比を用いて前記第１のビート周波数を測定し、
前記第２の測定工程では、前記第２の分周比を用いて前記第２のビート周波数を測定することを特徴とする請求項１に記載の周波数安定度検査方法。 - クロック源と、
前記クロック源に基づき被測定物の出力信号とは発振周波数が異なる第１の周波数を出力する第１の発振手段と、
前記被測定物の出力信号と前記第１の発振手段の出力信号とを混合したときに生じる差信号を出力する第１の混合手段と、
前記第１の混合手段から出力される差信号の周波数を測定する第１のカウント手段と、
前記クロック源に基づき第２の周波数を出力する第２の発振手段と、
基準周波数を出力する基準信号源と、前記基準信号源の出力周波数と前記第２の発振手段の出力周波数とを混合したときに生じる差信号を出力する第２の混合手段と、
前記第２の混合手段から出力される差信号の周波数を測定する第２のカウント手段と、
前記第１のカウント手段の出力結果と前記第２のカウント手段の出力結果との差を求める差分演算手段と、
を備えていることを特徴とする周波数安定度検査装置。 - クロック源と、
前記クロック源に基づき被測定物の出力信号とは発振周波数が異なる第１の周波数を出力する第１の発振手段と、
前記被測定物の出力信号と前記第１の発振手段の出力信号とを混合したときに生じる差信号を出力する第１の混合手段と、
前記第１の混合手段から出力される差信号の周波数を測定する第１のカウント手段と、
前記クロック源に基づき第２の周波数を出力する第２の発振手段と、
基準周波数を出力する基準信号源と、前記基準信号源の出力周波数と前記第２の発振手段の出力周波数とを混合したときに生じる差信号を出力する第２の混合手段と、
前記第２の混合手段から出力される差信号の周波数を測定する第２のカウント手段と、
前記第１のカウント手段の出力結果と前記第２のカウント手段の出力結果との差を求める差分演算手段と、
前記被測定物の出力周波数を測定する被測定物周波数カウント手段と、
前記被測定物周波数カウント手段が測定した前記被測定物の出力周波数に基づき、第１のおよび第２の分周比を算出する分周比演算手段と、
前記分周比演算手段で算出された第１および第２の分周比を、それぞれ前記第１および前記第２の発信手段に設定する設定手段と、
を備えていることを特徴とする周波数安定度検査装置。 - 前記クロック源に高周波基本波圧電振動子、又は弾性表面波振動子を用いたことを特徴とする請求項３又は４に記載の周波数安定度検査装置。
- 前記基準周波数が外部装置から供給されることを特徴とする請求項３乃至５のいずれか一項に記載の周波数安定度検査装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008267141A JP5320971B2 (ja) | 2008-10-16 | 2008-10-16 | 周波数安定度検査方法、及び周波数安定度検査装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008267141A JP5320971B2 (ja) | 2008-10-16 | 2008-10-16 | 周波数安定度検査方法、及び周波数安定度検査装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2010096608A JP2010096608A (ja) | 2010-04-30 |
| JP5320971B2 true JP5320971B2 (ja) | 2013-10-23 |
Family
ID=42258397
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008267141A Active JP5320971B2 (ja) | 2008-10-16 | 2008-10-16 | 周波数安定度検査方法、及び周波数安定度検査装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP5320971B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| CN103472330B (zh) * | 2013-09-13 | 2015-11-04 | 北京无线电计量测试研究所 | 一种超导稳频振荡器的频率稳定度的测量装置 |
| CN108459239A (zh) * | 2018-03-22 | 2018-08-28 | 中国南方电网有限责任公司超高压输电公司检修试验中心 | 分布式行波监测终端时间偏差计算及补偿方法及系统 |
| CN111220846B (zh) * | 2020-03-10 | 2022-04-19 | 星汉时空科技(北京)有限公司 | 一种高速采样全数字化频率稳定度的测试设备及方法 |
| CN113794495A (zh) * | 2021-08-18 | 2021-12-14 | 上海卫星工程研究所 | 用于深空探测的高集成度高可靠高稳频率源设计方法及系统 |
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| JP2007057393A (ja) * | 2005-08-24 | 2007-03-08 | Epson Toyocom Corp | 周波数安定度測定装置 |
| JP2008209395A (ja) * | 2007-01-29 | 2008-09-11 | Epson Toyocom Corp | 圧電デバイスの周波数短期安定度検査方法及び検査装置 |
-
2008
- 2008-10-16 JP JP2008267141A patent/JP5320971B2/ja active Active
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