TWI410611B - Coriolis flowmeter - Google Patents
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Description
本發明是關於藉由檢測出作用在流管的科里奧利(Coriolis)力的相位差及/或振動頻率而得到被計測流體的質量流量及/或密度的科里奧利流量計。
科里奧利流量計是支撐被測定流體所流通的流管的一端或兩端，而在其支撐點周圍朝著與流管的流動方向垂直的方向施加振動時，利用作用於流管(以下，將須施加振動的流管稱為流管(flow tabe))的科里奧利力比例於質量流量的質量流量計。科里奧利流量計是周知者，在科里奧利流量計的流管的形狀是大致區分成直管式與彎曲管式。
又，科里奧利流量計是在兩端支撐著被測定流體所流動的測定管，當將所支撐的測定管的中央部對於支撐線朝著直角方向輪流驅動時，在測定管的兩端支撐部與中央部之間的對稱位置，檢測出比例於質量流量的相位差訊號的質量流量計。相位差訊號是比例於質量流量的量，惟當將驅動頻率作成一定，則相位差訊號是可檢測出作為測定管的觀測位置的時間差訊號。
當將測定管的輪流驅動的頻率作成與測定管的固定振動數相等，則得到因應於被測定流體之密度的一定驅動頻率，而成為以小驅動能就可加以驅動之故，因而在最近以
固有振動數來驅動測定管成為一般性，相位差訊號是被檢測作為時間差訊號。
直管式科里奧利流量計是當施加垂直於兩端被支撐的直管的中央部直管軸的方向的振動時，則在直管的支撐部與中央部之間得到依科里奧利力的直管的變位差，亦即得到相位差訊號，而依據其相位差訊號就可檢測出質量流量的方式所構成。此種直管式科里奧利流量計，是具有簡單、小型又牢固的構造。然而，也具有無法得到高檢測感度的缺點問題。
對此，彎曲管式的科里奧利流量計，是在可選擇有效地取出科里奧利力所用的形狀方面上，比直管式的科里奧利流量計還要優異，實際上可檢測出高感度的質量流量。又，作為彎曲管式的科里奧利流量計，眾知有具備一支流管者(例如，參照日本特公平4-55250號公報)，或是具備並聯兩支流管者(例如參照日本專利第2939242號公報)，或是將一支流管具備作成環狀的狀態者(例如，參照日本專利第2951651號公報)等。
可是，作為用以驅動流管的驅動手段，一般為使用著組合線圈與磁鐵者。有關於安裝其線圈與磁鐵，安裝在對於流管的振動方向未偏位的位置，為將線圈與磁鐵的位置關係的偏離作成最小而較佳之故，因而在如揭示於上述日本專利第2939242號公報的並聯兩支流管，則以夾住線圈與磁鐵的狀態下被安裝。所以，相對的兩支流管的距離設計成至少離開僅夾住線圈與磁鐵的分量。
二支流管分別存在於平行的面內的科里奧利流量計，在口徑大的科里奧利流量計或流管的剛性高的科里奧利流量計的情形，必須提高驅動手段的功率，因而必須將大型驅動手段夾在兩支流管之間。所以，在流管的根本的固定端部，也必須設計成其流管彼此間的距離變寬的方式。
如第6圖所示地，一般性的科里奧利流量計1是具有兩支U字狀的管2、3的檢測器4與變換器5。
在檢測器4的測定管2、3安裝有勵振器6、速度感測器7、溫度感測器8，並分別被連接於變換器5。
科里奧利流量計變換器5是藉由相位計測部11、及溫度計測部12、及驅動控制部13所構成。
相位計測部11是如以下地所構成。
當訊號處理的數位化，科里奧利流量計的相位計測部11是將一對速度感測器的訊號予以A/D變換經數位變換處理之後，求出所變換的訊號的相位差。
以下，針對於溫度計測部12的計測方法加以說明。
在科里奧利流量計，為了補償管溫度而設有溫度感測器。
一般使用著電阻型溫度感測器，而藉由計測電阻值來算出溫度。
驅動控制部13是在安裝於測定管的勵振器6，發送所定模型的訊號而可共振振動測定管2、3。
傳統的驅動電路，正反饋環構成的類比式者各種各樣，藉由管的形狀等使得電路構成零件不相同，為了此很
難作成共通化的變換器的構成。
又，作成與上述相位計測部11獨立的構成之故，因而無法管理性能功能，不如組裝作為依科里奧利力的原理(相位計測)的計測手段的一構成要素，而在優位上功能展開上不被活用乃為實際狀況。
傳統的驅動電路是以類比電路所構成。此傳統的驅動電路的構成，是具有表示於第7圖的構成。
針對於圖示於第7圖的驅動電路的動作原理加以說明。
首先，在構成振幅計測部20的全波整流電路21全波整流傳感器的輸入訊號，而在此全波整流電路21將全波整流的傳感器的輸入訊號，輸入於構成振幅計測部20的低通濾波器22。
如此，在振幅計測部20中，求出被輸入於低通濾波器22的傳感器的輸入訊號的輸入波形的振幅值。
在此振幅計測部20中所求出的振幅值，是在加法器23中從被輸入於加法器23的基準電壓值Vref被減去，而在乘法器24中，與被輸入於振幅計測部20的傳感器的輸入訊號相乘在一起。又，在此乘法器24中被相乘的輸入訊號，是被輸入在驅動輸出用放大器25。又，在此驅動輸出用放大器25中，被輸出作為驅動訊號。
在此，輸入訊號的振幅值來達到某一定的位準時，則起動電路26的輸出被切換而切換驅動輸出用放大器25的增益，使得驅動訊號的位準變大，而輸入訊號是快速地成為
收歛在一定位準。
在如此地所驅動的傳統的驅動電路，以類比電路構成驅動電路之故，因而對於輸入訊號的變化有極優異的應答性的優點，惟也有如下的缺點。
在傳統的驅動電路，電路的常數被固定之故，因而具有為了變更驅動用參數而與各種各樣的型式的感測器結合的設計共通驅動電路有困難的缺點問題。
又，在傳統的驅動電路，構成電路的零件件數多之故，因而具有成本變高的缺點問題。
又，在傳統的驅動電路中，為了追加驅動電路的自我診斷等的功能，具有被要求調整電路本身的個體差或是安裝很多零件等的缺點問題。
本發明的目的是在於提供一種藉由數位化驅動電路，藉由變更驅動電路本身的個體差、驅動參數，將共通性驅動電路的設計作成可能，又可將驅動電路組裝於演算器內部，容易地可實現刪減成本與自我診斷等的追加功能的科里奧利流量計。
為了解決上述課題所作的申請專利範圍第1項所述的本發明的科里奧利流量計，是一種科里奧利(Coriolis)流量計，是相對向構成測定用流管的一對流管，藉由驅動裝置，將電磁振盪器予以作動並將上述流管朝旋轉方向輪流驅動，俾振動該一對流管，藉由電磁傳感器檢測出比例
於作用在上述一對流管的科里奧力的相位差及/或振動頻率，藉此得到被計測流體的質量流量及/或密度的科里奧利流量計，其特徵為：將上述驅動裝置藉由如下構件所構成：將來自上述電磁傳感器的類比輸入訊號予以放大的OP放大器；及將從上述OP放大器所輸出的類比訊號變換成數位訊號的A/D變頻器；及在數位訊號處理機(Digital Signal Processor：DSP)依據生成的相位資料來數位處理從上述A/D變頻器所輸出的數位訊號，並將其資料量的數位訊號變換成類比訊號的D/A變頻器；上述DSP(Digital Signal Processor)是藉由以下構件所構成：計算從上述A/D變頻器輸入之訊號的振幅的振幅計測部；及計測從上述A/D變頻器所輸入的數位資料的符號位元在每一單位時間變更幾次，並將其值輸出作為零交叉資料的零交叉計算部；及從上述零交叉資料與上述A/D變頻器的輸出資料生成相位資料的相位同步電路(PLL)；及依據從上述PLL輸出的相位資料與來自上述振幅計測部的振幅資料來生成輸出波形的驅動波形生成部；及依據來自PLL所輸出的相位資料來計算頻率的頻率演
算部。
為了解決上述課題所作的申請專利範圍第2項所述的本發明的科里奧利流量計，是上述PLL是，將從上述電磁傳感器輸出之類比訊號，依據A/D變換的數位訊號，藉由依相位檢波所得到的發信頻率，依據同步於輸入訊號的發信頻率來生成驅動線圈的驅動訊號者，為其特徵者。
為了解決上述課題所作的申請專利範圍第3及5項所述的本發明的科里奧利流量計，是上述PLL是藉由乘法器，及低通濾波器，及相位控制型發信器所構成，上述乘法器是比較從上述A/D變頻器所輸出的數位訊號及從上述相位控制型發信器所輸出的數位輸出訊號的相位，輸出作為其差訊號與和數訊號，上述低通濾波器是從來自上述乘法器的輸出訊號僅取出低頻率的訊號，上述相位控制型發信器是依據來自上述零交叉計算部的零交叉資料來生成基本輸出波形的相位資料，又使得來自上述低通濾波器的輸出資料演算成為0，而依據該演算的相位來生成波形予以輸出，為其特徵者。
為了解決上述課題所作的申請專利範圍第4及6至8項所述的本發明的科里奧利流量計，更具備類比開關，係從上述OP放大器輸出之類比訊號與從上述D/A變頻器所輸出的類比訊號當中選擇性地輸出其中一個，從上述類比開關所輸出的輸出訊號，是藉由被連接於上述類比開關的輸出端子的OP放大器被放大，構成輸出作為驅動輸出訊號，上
述輸出OP放大器的增益是電路構成藉由上述類比開關被切換，為其特徵者。
依照以上的申請專利範圍所述的本發明，藉由變更驅動電路本身的個體差、驅動參數，將共通性驅動電路的設計作成可能，又可將驅動電路組裝於演算器內部，容易地可實現刪減成本與自我診斷等的追加功能等的追加功能。
當數位化驅動電路，藉由數位化驅動電路，把在類比電路的高速響應性可再現到哪裏成為重要的關鍵。此為，使用以高速驅動的演算器就可解決，惟高速驅動的演算器，是成本會成為極高，而產生實現性上欠缺的新缺點問題。
於是，本發明人是藉由適用依據相位同步電路(PLL；Phase-locked loop)的想法的驅動方法而終於實現。此PLL是將所輸入的交流訊號與頻率相等，且相位同步的訊號，藉由反饋控制從其他振盪器輸出的電子電路。
如此地PLL是本來就是將相位作成同步所用的電路，成為對於輸入訊號可作成相位同步的訊號。
此PLL是以演算器來構成較簡單，又以高速可進行演算之故，因而可期待抑制將驅動電路追加於演算器所導致的演算負荷的增加。
以下，一面參照圖式一面說明實施本發明所用的最良好形態。
在第1圖，表示著PLL30的電路構成圖。
所謂PLL，是指把從外部所輸入的基準訊號，及來自環路內的振盪器的輸出的相位差成為一定的方式，在環路內振盪器施加反饋控制進行振盪的振盪電路。
在第1圖的PLL30是藉由相位比較器31，及環路濾波器32，及電壓控制振盪電路(VCO)33，及分頻器34所構成。
圖示於第1圖的PLL30是頻率與所輸入的交流訊號相等，且將相位同步的訊號，藉由反饋控制從其他的振盪器所輸出的電子電路。
此PLL30是將因應於電壓使得頻率變更的電壓控制振盪電路(VCO)33的輸出訊號與輸入(基準頻率)之相位差反饋於VCO33，藉此作成同步。這時候，藉由使用將電壓控制振盪電路(VCO)33的輸出訊號予以分頻者，也可製作遞倍輸入訊號的頻率的訊號。
在第2圖，表示著使用PLL30的原理的科里奧利流量計的驅動電路的方塊圖。
在第2圖中，驅動電路40是藉由OP放大器41、及A/D變頻器42、及D/A變頻器43、及類比開關44所構成。
相對向構成測定用的流管的一對流管，藉由驅動裝置，將電磁振盪器予以動作並將流管朝旋轉方向輪流驅動，用以振動一對流管的驅動輸出訊號是在類比開關44，藉由電磁傳感器檢測出來自D/A變頻器43的輸出訊號，比例於朝旋轉方向輪流驅動流管時發生在一對流管的科里奧
利力的相位差及/或振動頻率，並將從OP放大器41所輸出的輸入訊號的兩個訊號分別予以切換而可輸出至驅動輸出用的放大器45的方向所構成。
此類比開關44是同時地藉由依類比開關44的切換來切換驅動輸出用的放大器45的增益的方式構成著電路。
又，來自A/D變頻器42的輸出訊號是被輸入於連接在A/D變頻器42的數位訊號處理機(Digital Signal Processor：DSP)50。
在第3圖表示著使用DSP的原理的科里奧利流量計的驅動電路的方塊圖。
DSP50是經特化成數位訊號處理的微處理器。
以下，針對於DSP50的內部構成加以說明。此DSP50是藉由振幅計測部51、及零交叉計算部52、及驅動波形生成部53、及頻率演算部54、及PLL55(乘法器56、低通濾波器57、相位控制型發信器58)所構成。
針對於構成此些DSP50的各構成要素，說明如下。
振幅計測部51是進行計算振幅者，在此振幅的計算中，使用FET將共振頻率的頻譜強度作為振幅值，使用於振幅計測部51內部的演算。
零交叉計算部52是計測比例於將藉由從A/D變頻器42
所輸出的電磁傳感器所檢測的流管朝旋轉方向輪流驅動時發生在一對流管的科里奧利力的相位差及/或振動頻率的輸入資料(sin α)的符號位元每一單位時間地變更幾次者。又，在此零交叉計算部52中，將所計測的值作為零交叉資料，而發送至相位控制型發信器58者。
驅動波形生成部53是依據從相位控制型發信器58所輸出的相位資料δ來決定輸出波形的相位及依據從振幅計測部51所輸出的振幅資料XMAG
而在驅動波形生成部53來決定輸出波形的振幅，以生成從驅動波形生成部53所輸出的輸出波形。
頻率演算部54是依據從相位控制型發信器58所輸出的相位資料δ來計算比例於藉由電磁傳感器所檢測的科里奧利力的振動頻率者。
乘法器56是藉由電磁傳感器檢測出朝旋轉方向輪流驅動流管時比例於發生在一對流管的科里奧利力的相位差及/或振動頻率，並藉由OP放大器41予以放大，而在A/D變頻器42比較被變換成數位值的輸入資料(sin α)，及從相位控制型發信器58所輸出的輸出訊號cos δ的相位，而作為
其差訊號與和數訊號輸出至低通濾波器57。
低通濾波器57是將從乘法器56所輸出的輸出訊號經頻率濾波器，僅取出低頻率的訊號的電路。
因此，在此，從乘法器56所輸出的輸出訊號中僅取出差的成分。
相位控制型發信器58是依據從零交叉部(零交叉計算部52)所輸出的零交叉資料(α0
)，以生成輸出波形的相位資料δ者。
又，在此相位控制型發信器58中，將輸出訊號cos δ輸出至乘法器56，而在此乘法器56中，比較在A/D變頻器42被變換成數位值的輸入資料(sin α)的相位，及輸出訊號cos δ的相位，而作為其差訊號與和數訊號從低通濾波器57被輸出，藉由此低通濾波器57僅被濾波輸出的差成分的輸出資料Vn成為0的方式進行算出，而將其所算出的相位資料δ輸出至驅動波形生成部53。
在此驅動波形生成部53中，依據從相位控制型發信器58所輸出的相位資料δ以生成波形，而作為輸出資料(XAMP
sin γ)輸出至D/A變頻器43。
以下，針對於DSP50的開始驅動的方法加以說明。
在驅動電路40的初期狀態下，構成相對向的測定用流
管的一對流管，是並未藉由電磁振盪器輪流驅動，而一對流管並未振動。因此，在驅動電路40的OP放大器41未輸入著輸入訊號，而從驅動電路40之OP放大器41也未輸出有輸出訊號之故，因而從放大器45未輸出驅動輸出訊號。
在此，被輸入於從OP放大器41所輸出的A/D變頻器42的輸入訊號為0(振幅為0)時，則藉由圖示於第2圖的類比開關44來切換放大器45的增益，又連接成被輸入於從OP放大器41所輸出的A/D變頻器42的輸入訊號直接被輸入於放大器45，而藉由輸出作為從放大器45所輸出的輸出訊號，將初期振動給予驅動線圈。
被輸入於從此OP放大器41所輸出的A/D變頻器42的輸入訊號的振幅值某程度變大之後，把被輸入於從類比開關44的OP放大器41所輸出的A/D變頻器42的輸入訊號直接被輸入於放大器45的連接狀態，恢復成原來而恢復成通常連接的驅動狀態。
以下，針對於DSP50的內部的各構成要素的計算方法加以說明。
在振幅計測部51中，藉由電磁傳感器檢測出朝旋轉方向輪流驅動流管時比例於發生在一對流管的科里奧利力的相位差及/或振動頻率，並藉由OP放大器41予以放大，而以FET(高速傅立葉變換)的計算求出在A/D變頻器42被變換成數位值的輸入資料(sin α)的實數成分與虛數成
分，藉由(1)式，將振幅值XMAG
藉由輸入訊號的功率譜求出。
在此振幅計測部51的振幅計算中，使用FET(高速傳力葉變換)來計算共振頻率的頻譜強度，而將此頻譜強度視作為振幅值XMAG
，使用在振幅計測部51內部的演算。
在零交叉計算部52中，藉由電磁傳感器檢測出朝旋轉方向輪流驅動流管時比例於發生在一對流管的科里奧利力的相位差及/或振動頻率，並藉由OP放大器41予以放大，而計測在A/D變頻器42被變換成數位值的輸入資料(sin α)訊號的編碼位元在0.5 sec之期間變更幾次。又求出從A/D變頻器42所輸出的訊號的輸入頻率的大約值。在此零交叉計算部52所求出的值，是作為成為由零交叉資料所計算的基礎的相位α0
而被發送至相位控制型發信器58。
又，零交叉的計測時間並不被限定於0.5 sec者，例如1 sec也可以。
在PLL55的乘法器56中，藉由電磁傳感器檢測出朝旋
轉方向輪流驅動流管時比例於發生在一對流管的科里奧利力的相位差及/或振動頻率，並藉由OP放大器41予以放大，相乘在A/D變頻器42被變換成數位值的輸入資料(sin α)訊號及從相位控制型發信器58所輸出的輸出訊號的輸出波形。
在此，假設將相位控制型發信器58的輸出作為cos δ時，則乘法器56的演算(sin α‧cos δ)是以式2表示。
然後，在低通濾波器57中，藉由將從乘法器56所輸出的輸出資料在低通濾波器57經低通濾波器，僅取出低頻成分。藉由經此低通濾波器，假設式(2)的高頻成分就完全地被除去，而考慮省略式(2)的係數的1/2時，則來自低通濾波器57的低通濾波器的輸出Vn是成為
[式3]Vn=sin(α-δ)……(3)
在此，又把式(3)的(α-δ)作成充分小值，則來自低通濾波器57的低通濾波器的輸出Vn是可近似成式(4)。
[式4]Vn=α-δ……(4)
由以上事項，控制從相位控制型發信器58所輸出的輸出訊號的輸出波形cos δ，藉由重複進行演算成為Vn≒0，最後，作為相位控制型發信器58的演算結果的基本輸出波形的相位資料δ是成為式(5)。
[式5]δ=α……(5)
如此地藉由演算，可計算與輸入訊號相位α同相的輸出訊號的相位δ。
在該相位控制型發信器58中，當藉由從低通濾波器57所輸出的輸出訊號Vn來變更發送頻率，則藉由式(3)至式(4)的近似式的條件，使得輸入頻率與相位控制型發信器的輸出頻率如上述地成為同相。但是，在相位控制未確立的條件下，例如在未能同相化的控制初期狀態或反閉鎖時，成為必須提昇閉鎖時間。
此種情形，將從低通濾波器57所輸出的輸出訊號Vn值作成Vn=1
=0，而利用零交叉計算部52的計測結果，從成為
基本的相位α0
來算出基底的相位控制發送輸出，又使用低通濾波器57的輸出結果，如式(6)地來決定相位控制型發信器的發送頻率。
首先，在驅動波形生成部53中，在從相位控制型發信器58所輸出的相位資料δ的生成，相位資料δ是由式(6)求出。
[式6]δ=α0
+Vn……(6)
依據從此式(6)所得到的相位資料δ適用著sin函數，生成發送波形，位移π/2，而來自相位控制型發信器58的輸出可得到如下式(7)。
[式7]sin(δ+π/2)=cos δ……(7)
在此式(7)所得到的輸出cos δ，是被輸入至上述的乘法器。
從相位控制型發信器58所輸出的相位資訊δ，及從驅動波形生成部53所輸出的輸出訊號的振幅值XAMP
，是作為來自振幅計測部51的輸出資料XMAG
的函數，生成如式
(8)。
[式8]XAMP
=Fx(XMAG
)……(8)
又，作成同樣，從驅動波形生成部53所輸出的輸出訊號的相位γ是可表現作為利用式(9)所求出的δ的函數，
[式9]γ=Fa(δ)……(9)
作成如此，從驅動波形生成部53所輸出的驅動訊號γ是表示如式(10)。
[式10]XAMP
‧sin γ……(10)
又，Fx、Fa是分別表示生成輸出波形的振幅，相位所用的函數。
式(8)的Fx，與式(9)的Fa，是分別藉由科里奧利檢測器的口徑或型式成為不相同的函數。
例如，輸入波形的目標振幅值為Z，而欲製作相位位移π(rad)的驅動波形時的函數，式(8)的Fx，與式
(9)的Fa是成為如式(11)。
[式11]Fx=Z-XMAG
、Fa=δ+π……(11)
從相位控制型發信器58所輸出的輸出訊號的相位資料δ是可表示在式(12)。
[式12]δ=2‧π‧f‧t……(12)
式中，π：圓周率
f：驅動頻率
t：抽樣比率
由以上，如表示於式(13)所示地，藉由以2 π‧t除以從圖示於第3圖的相位控制型發信器58所輸出的輸出訊號的相位資料δ，就可求出頻率f。
將藉由此式(13)所求出的頻率f值使用作為驅動頻率，則可提供響應性高，極穩定，且高Q的感測管的共振
振動驅動。
以下，針對於DSP50的同步反饋與頻率演算的處理，依據圖示於第4圖的流程圖加以說明。
在第4圖中，在步驟S100，針對於從PLL55的相位控制型發信器58所輸出的相位資料δ，及從PLL55的低通濾波器57所輸出的輸出訊號Vn，進行初期設定(δ0
=0，V0
=0)。
又，在步驟101，取入從A/D變頻器42所輸出的資料，在零交叉計算部52，使用來自此取入的A/D變頻器42的資料值而進行成為基礎的初期相位α0
的演算。
在該步驟100中進行初期設定(δ0
=0，V0
=0)之後，在步驟101，進行藉由PLL55對於乘法器56的OP放大器41被放大，而在A/D變頻器42被變換成數位值的輸入資料(sin α)的資料取入，及從PLL55對於相位控制型發信器58的零交叉計算部52所輸出的相位資料α0
的資料取入。
當在此步驟101進行輸入資料(sin α)與相位資料α0
的資料取入則在步驟102，由初期相位α0
，及相位資料δ的初期設定值δn-1
，及從PLL55的低通濾波器57所輸出的輸出訊號V的初期設定值Vn-1
，演算δn
=δn-1
+α0
+Vn-1
而求出從相位控制型發信器58所輸出的相位資料δn
。
在此步驟102中，當進行從相位控制型發信器58所輸出的相位資料δn
的演算，則在步驟103中，使用初期相位α0
，及相位資料δ的初期設定值δn-1
，及從中PLL55的低通濾波器57所輸出的輸出訊號V的初期設定值Vn-1
，進行
從相位控制型發信器58被輸出至乘法器56的輸出訊號cos δn
的相位演算。又相乘此演算的輸出訊號cos δn
，及在A/D變頻器42被變換成數位值的輸入資料sin αn
，而在低通濾波器57中以Vn
=sin αn
×cos δn
求出輸出訊號Vn。
在此步驟103中，當求出低通濾波器57的輸出訊號Vn，則在步驟104中，求出從低通濾波器57實際上輸出的輸出訊號Vn
。
亦即，在低通濾波器57中，藉由將從乘法器56所輸出的輸出資料經低通濾波器，僅取出低頻成分，而作為從A/D變頻器42所輸出的輸出訊號Vn。
在此步驟104中，當經低通濾波器求出從低通濾波器57實際所輸出的輸出訊號Vn則在步驟105中，使用相位比較演算時的值δn
，進行頻率之演算。
亦即，在步驟105中，在頻率演算部54，藉由以2 π‧t除以從相位控制型發信器58所輸出的相位資料δ，用F=(δn
-δn-1
)/2 π‧t求出頻率F。如此地，藉由使用相位比較演算時的值δn
來演算頻率F，就可極高速地進行演算。
在此步驟105中，當使用相位比較演算時的值δn
進行演算頻率，則在步驟106中，演算頻率F的計算時的對於頻率演算部54的輸入訊號的振幅值XMAG
。
亦即，在頻率演算部54演算頻率F的計算時的輸入訊號之振幅值XMAG
之故，因而藉由其輸入訊號的振幅值XMAG
，可判斷周期是否正確地採用。
在演算此頻率F的計算時的輸入訊號的振幅值XMAG
，
使用FFT(高速傅立葉變換)來進行。但是，即使進行輸入波形的移動平均也可得到同樣的結果。
在步驟106中，當演算頻率F的計算時對於頻率演算部54的輸入訊號的振幅值XMAG
，則回到步驟101，藉由重複進行此步驟101至步驟106的演算，就可進行更正確又高速的頻率演算。
又，如第4圖所示地，在DSP50的同步反饋與頻率演算，藉由重複維持用環路計算，使得頻率(相位)收歛在輸入頻率。
若驅動頻率未被閉鎖或未被收歛在與輸入訊號不相同的頻率時，則振幅值的計算結果成為極小之故，因而以振幅值的計算結果就可判斷相位被閉鎖或是未被閉鎖。
以下，針對於驅動控制的處理，依據圖示於第5圖的流程圖加以說明。
在第5圖中，在步驟200，起動DSP50，進行DSP的初期化，亦即，針對於從PLL55的相位控制型發信器58所輸出的相位資料δ，與從PLL55的低通濾波器57所輸出的輸出訊號Vn，進行初期設定(δ0
=0，V0
=0)。
在此步驟200中進行初期化之後，在步驟201中，將在A/D變頻器42被變換成數位值的輸入資料(sin α)輸入在DSP50的振幅計測部51，而演算對於A/D變頻器42，振幅值為幾%。
亦即，藉由電磁傳感器檢測出朝旋轉方向輪流驅動流管時比例於發生在一對流管的科里奧利力的相位差及/或
振動頻率，並藉由OP放大器41予以放大，而在A/D變頻器42中將被變換成數位值的輸入資料(sin α)在振幅計測部51，以FFT(高速傅立葉變換)的計算求出實數成分與虛數成分，並求出在A/D變頻器42被變換成數位值的輸入訊號的功率譜。
在此步驟201中，將在A/D變頻器42中被變換成數位值的輸入資料(sin α)輸入於DSP50的振幅計測部51，而演算此輸入資料(sin α)的振幅值XMAG
對於A/D變頻器42的間隔為幾%。
在此步驟201中，當演算被輸入於DSP50的振幅計測部51的輸入資料(sin α)的振幅值XMAG
，對於A/D變頻器42的間隔有幾%，則在步驟202中，判定輸入資料(sin α)的振幅值XMAG
，對於A/D變頻器42的間隔是否90%以上。
在此步驟202中，當判定為被輸入於DSP50的振幅計測部51的輸入資料(sin α)的振幅值XMAG
，對於A/D變頻器42的間隔有90%以上，則在步驟203中，將從驅動波形生成部53所輸出的振幅值XAMP
作成0。
亦即，在驅動波形生成部53中，依據從振幅計測部51所輸入的振幅值XMAG
來決定輸出訊號(XAMP
sin γ)的振幅，並生成從驅動波形生成部53所輸出的輸出的輸出訊號(XAMP
sin γ)。
在此步驟202中，判定被輸入於DSP50的振幅計測部51的輸入資料(sin α)的振幅值XMAG
，對於A/D變頻器42的間隔為90%以上，而在步驟203中，當將從驅動波形生成部
53所輸出的振幅值XAMP
作成0，則移行至步驟201。
在此步驟204中，當判定為被輸入於DSP50的振幅計測部51的輸入資料(sin α)的振幅值XMAG
，對於A/D變頻器42的間隔為10%以上，而在步驟205中，將從驅動波形生成部53所輸出的振幅值XAMP
，依據在A/D變頻器42中被變換成數位值的輸入波形(sin α)的振幅值XAMG
經演算予以決定。
亦即，在驅動波形生成部53中，依據從振幅計測部51所輸入的A/D變頻器42被變換成數位值的輸入波形(sin α)的振幅值XMAG
來決定輸出訊號(XAMP
sin γ)的振幅，並生成從驅動波形生成部53所輸出的輸出的輸出訊號(XAMP
sin γ)。
在此步驟204中，判定被輸入於DSP50的振幅計測部51的輸入資料(sin α)的振幅值XMAG
，對於A/D變頻器42的間隔為10%以上，而在步驟205中，當依據在A/D變頻器42中被變換成數位值的輸入波形(sin α)的振幅值XMAG
來演算從驅動波形生成部53所輸出的振幅值XAMP
，則移行至收穫率201
又，在步驟206中，當判定被輸入於DSP50的振幅計測部51的輸入資料(sin α)的振幅值XMAG
，對於A/D變頻器42的間隔為5%以上，則在步驟207中，將從驅動波形生成部53所輸出的振幅值XAMP
作成最大值。
亦即，在驅動波形生成部53中，依據從振幅計測部51所輸入的振幅值XMAG
來決定輸出訊號(XAMP
sin γ)的振
幅，並生成從驅動波形生成部53所輸出的輸出訊號(XAMP
sin γ)。
在該步驟206中，當判定被輸入於DSP50的振幅計測部51的輸入資料(sin α)的振幅值XMAG
，對於A/D變頻器42的間隔為5%以上，在步驟207中，將從驅動波形生成部53所輸出的振幅值XAMP
作成最大值，移行至步驟201。
在步驟208中，在A/D變頻器42中被變換成數位值的輸入波形(sin α)的振幅值XAMG
小時，則判斷為無法採用同步，而切換驅動電路40的類比開關44來進行起動處理。
如此地，在A/D變頻器42中，經變換成數位值所輸入的輸入波形(sin α)的振幅幅對於A/D變頻器的間隔為90%以上時，則輸入會飽和的可能性之故，因而減小驅動輸出的振幅值，又，輸入振幅的大小不足10%而在5%以上時，增大驅動輸出的振幅值，而比其值小時(輸入振幅的大小不足5%時)，是判斷為無輸入訊號，來進行起動處理。
又，在第5圖中，在振幅值的振幅判定下判定為90%、10%、5%，惟此為具體性的一例子。較佳為藉由本系統構成與被要求的條件，期盼作最適當地選擇。
又，計算從驅動波形生成部53所輸出的驅動輸出訊號的振幅值，是求出目標值(設定值)與輸入波形的振幅值的相差，因應於其相差來計算驅動波形，使得輸入波形的振幅值成為目標值的方式，控制著驅動輸出。
先前所述地，未能採用反饋系的同步時，則頻率計測
成為不一定，而振幅計測值成為大約0，進入起動處理。
以下，針對於依本發明的控制方法的驅動方法及其頻率的計測方法的特徵加以說明。
此次的驅動方法的最大特徵是可例舉為相位同步能力高又耐噪音性強者。
又，在有關於構成及功能的控制系的全領域可組裝於DSP內部之故，因而可極小型地構成，又，藉由變更DSP內部的參數(Fx，Fa)，具有可對應於各種感測器的優點。
作為計測頻率方法，可排除繁雜地導致增大程式步驟數，例如希爾伯特(Hilbert)變換(90°位移演算)成TAN-1
的計算之故，因而可極高速化地計算，又在驅動方法的特徵上也有說明，使用著低通濾波器之故，因而可列舉在噪音上優異之處。
如上述地，本系統是大幅地可高速化計算之故，因而反饋環路是經常地同步，而經常地進行演算之故，因而頻率計測上成為極限地收歛的穩定者。
例如，在一般的計測上約需100 msec相比較，極端地縮短而可拉出1 msec的能力。
又，控制功能可數位表現，結果，成為可提供驅動器
驅動的診斷或是對於自我診斷的活路，而成為可對應於現狀盼望的顧客需求。此為很大的觀點，具有極大優點者。
1‧‧‧科里奧利(Coriolis)流量計
2、3‧‧‧測定管
4‧‧‧檢測器
5‧‧‧變換器
6‧‧‧勵振器
7‧‧‧速度感測器
8‧‧‧溫度感測器
11‧‧‧相位計測部
12‧‧‧溫度計測部
13‧‧‧驅動控制部
20‧‧‧振幅計測部
21‧‧‧全波整流電路
22‧‧‧低通濾波器
23‧‧‧加法器
24‧‧‧乘法器
25‧‧‧驅動輸出用放大器
26‧‧‧起動電路
30‧‧‧相位同步電路(PLL)
31‧‧‧相位比較器
32‧‧‧環路濾波器
33‧‧‧電壓控制振盪電路(VCO)
34‧‧‧分頻器
40‧‧‧驅動電路
41‧‧‧OP放大器
42‧‧‧A/D變頻器
43‧‧‧D/A變頻器
44‧‧‧類比開關
45‧‧‧放大器
50‧‧‧數位訊號處理機(DSP)
51‧‧‧振幅計測部
52‧‧‧零交叉計算部
53‧‧‧驅動波形生成部
54‧‧‧頻率演算部
55‧‧‧PLL
56‧‧‧乘法器
57‧‧‧低通濾波器
58‧‧‧相位控制型發信器
第1圖是表示相位同步電路(PLL：Phase-Locked Loop)的構成圖的圖式。
第2圖是使用圖示於第1圖的PLL的原理的科里奧利流量計的驅動電路的方塊圖。
第3圖是表示使用數位訊號處理機(DSP：Digital Signal Processor)的原理的科里奧利流量計的驅動電路的方塊圖。
第4圖是表示同步反饋與頻率演算的流程圖的圖式。
第5圖是表示驅動控制的流程圖的圖式。
第6圖是表示本發明所適用的一般性的科里奧利流量計的構成圖。
第7圖是表示用以說明圖示於第6圖的科里奧利流量計的驅動電路的動作原理的圖式。
1‧‧‧科里奧利(Coriolis)流量計
2、3‧‧‧測定管
4‧‧‧檢測器
5‧‧‧變換器
6‧‧‧勵振器
7‧‧‧速度感測器
8‧‧‧溫度感測器
11‧‧‧相位計測器
12‧‧‧溫度計測器
13‧‧‧驅動控制部
Claims (8)
- 一種科里奧利(Coriolis)流量計，是相對向構成測定用流管的一對流管，藉由驅動裝置，將電磁振盪器予以作動並將上述流管朝旋轉方向輪流驅動，俾振動該一對流管，藉由電磁傳感器檢測出比例於作用在上述一對流管的科里奧力的相位差及/或振動頻率，藉此得到被計測流體的質量流量及/或密度的科里奧利流量計，其特徵為：將上述驅動裝置藉由如下構件所構成：將來自上述電磁傳感器的類比輸入訊號予以放大的OP放大器；及將從上述OP放大器所輸出的類比訊號變換成數位訊號的A/D變頻器；及在數位訊號處理機(Digital Signal Processor：DSP)依據生成的相位資料來數位處理從上述A/D變頻器所輸出的數位訊號，並將其資料量的數位訊號變換成類比訊號的D/A變頻器；上述DSP(Digital Signal Processor)是藉由以下構件所構成：計算從上述A/D變頻器輸入之訊號的振幅的振幅計測部；及計測從上述A/D變頻器所輸入的數位資料的符號位元在每一單位時間變更幾次，並將其值輸出作為零交叉資料的零交叉計算部；及從上述零交叉資料與上述A/D變頻器的輸出資料生成 相位資料的相位同步電路(PLL)；及依據從上述PLL輸出的相位資料與來自上述振幅計測部的振幅資料來生成輸出波形的驅動波形生成部；及依據來自PLL所輸出的相位資料來計算頻率的頻率演算部。
- 如申請專利範圍第1項所述的科里奧利流量計，其中，上述PLL是，將從上述電磁傳感器輸出之類比訊號，依據A/D變換的數位訊號，藉由依相位檢波所得到的發信頻率，依據同步於輸入訊號的發信頻率來生成驅動線圈的驅動訊號者。
- 如申請專利範圍第1項所述的科里奧利流量計，其中，上述PLL是藉由乘法器，及低通濾波器，及相位控制型發信器所構成，上述乘法器是比較從上述A/D變頻器所輸出的數位訊號及從上述相位控制型發信器所輸出的數位輸出訊號的相位，輸出作為其差訊號與和數訊號，上述低通濾波器是從來自上述乘法器的輸出訊號僅取出低頻率的訊號，上述相位控制型發信器是依據來自上述零交叉計算部的零交叉資料來生成基本輸出波形的相位資料，又使得來自上述低通濾波器的輸出資料演算成為0，而依據該演算的相位來生成波形予以輸出。
- 如申請專利範圍第1項所述的科里奧利流量計，其 中，更具備類比開關，係從上述OP放大器輸出之類比訊號與從上述D/A變頻器所輸出的類比訊號當中選擇性地輸出其中一個，從上述類比開關所輸出的輸出訊號，是藉由被連接於上述類比開關的輸出端子的OP放大器被放大，構成輸出作為驅動輸出訊號，上述輸出OP放大器的增益是電路構成藉由上述類比開關被切換。
- 如申請專利範圍第2項所述的科里奧利流量計，其中，上述PLL是藉由乘法器，及低通濾波器，及相位控制型發信器所構成，上述乘法器是比較從上述A/D變頻器所輸出的數位訊號及從上述相位控制型發信器所輸出的數位輸出訊號的相位，輸出作為其差訊號與和數訊號，上述低通濾波器是從來自上述乘法器的輸出訊號僅取出低頻率的訊號，上述相位控制型發信器是依據來自上述零交叉計算部的零交叉資料來生成基本輸出波形的相位資料，又使得來自上述低通濾波器的輸出資料演算成為0，而依據該演算的相位來生成波形予以輸出。
- 如申請專利範圍第2項所述的科里奧利流量計，其中， 更具備類比開關，係從上述OP放大器輸出之類比訊號與從上述D/A變頻器所輸出的類比訊號當中選擇性地輸出其中一個，從上述類比開關所輸出的輸出訊號，是藉由被連接於上述類比開關的輸出端子的OP放大器被放大，構成輸出作為驅動輸出訊號，上述輸出OP放大器的增益是電路構成藉由上述類比開關被切換。
- 如申請專利範圍第3項所述的科里奧利流量計，其中，更具備類比開關，係從上述OP放大器輸出之類比訊號與從上述D/A變頻器所輸出的類比訊號當中選擇性地輸出其中一個，從上述類比開關所輸出的輸出訊號，是藉由被連接於上述類比開關的輸出端子的OP放大器被放大，構成輸出作為驅動輸出訊號，上述輸出OP放大器的增益是電路構成藉由上述類比開關被切換。
- 如申請專利範圍第5項所述的科里奧利流量計，其中，更具備類比開關，係從上述OP放大器輸出之類比訊號與從上述D/A變頻器所輸出的類比訊號當中選擇性地輸出其中一個，從上述類比開關所輸出的輸出訊號，是藉由被連接於 上述類比開關的輸出端子的OP放大器被放大，構成輸出作為驅動輸出訊號，上述輸出OP放大器的增益是電路構成藉由上述類比開關被切換。
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2009
- 2009-12-11 TW TW98142549A patent/TWI410611B/zh active
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| TWI248510B (en) * | 2004-02-05 | 2006-02-01 | Oval Corp | Coriolis flowmeter |
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