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Einleitung und Stand der Technik
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Die Erfindung betrifft ein Messverfahren für einen Messaufnehmer in Brückenschaltung in einem Trägerfrequenzmesssystem mit Delta-Sigma- Modulatoren.
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Trägerfrequenzmesssysteme werden bevorzugt im Bereich der elektrischen Messtechnik eingesetzt, und zwar dann, wenn
- - sehr kleine Aussteuerungen gemessen werden sollen, welche ansonsten einen sehr hohen Fehler durch den Gleichspannungsoffset des verwendeten Verstärkers aufweisen würden,
- - ein maximales Signal-Rauschverhältnis auch für sich langsam ändernde Messgrößen erzieht werden soll, da die Rauschleistungsdichte von Verstärkern bei höheren Frequenzen niedriger ist, als bei niedrigen Frequenzen (sogenanntes 1/f-Rauschen), oder
- - der verwendete Sensor kapazitiver oder induktiver Natur ist, so dass eine Messung mit Gleichspannung prinzipiell keinen Ausschlag erzeugt.
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Der prinzipielle Aufbau eines Trägerfrequenzmesssystems besteht aus einem Generator für eine meist sinus- oder rechteckförmige Wechselspannung, mit der die Messbrücke versorgt wird, einem typischerweise differenziellen Verstärker für das Ausgangssignal der Brücke, einem nachgeschalteten Bandpassfilter, welches die Trägerfrequenz mit ausreichender Bandbreite für die Aussteuerung des Sensors durchlässt, und aus einem Demodulator, der das Sensorsignal ins Basisband umsetzt. Wünscht man eine digitale Signalverarbeitung, so enthält diese Kette noch einen Analog-Digitalwandler, der statt bzw. direkt nach dem Signalverstärker oder erst am Ausgang des Modulators liegen kann. Ebenso ist es möglich, die Erzeugung der Trägerfrequenz mittels D/A-Wandler durchzuführen, da hier technisch einfach präzise Sinusschwingungen erzeugt werden können.
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Der Stand der Technik weist hierbei allerdings einige Nachteile auf. Beispielsweise ist die analoge Demodulation als analoge Multiplikation eines Signals mit hoher Langzeitstabilität der Amplitudengenauigkeit oder mit hoher Dynamik schwer zu realisieren. Verlagert man die Multiplikation in die digitale Signalverarbeitung, so muss man teure AD-Wandler einsetzen, da diese die Genauigkeit und Auflösung des Sensorsignals haben müssen. Aber statt einer Abtastrate, welche nur für die höchste Sensorsignalfrequenz tauglich ist, die ein paar 100Hz betragen mag, wird nun eine Abtastrate benötigt, die für die deutlich höhere Trägerfrequenz eine exakte Rekonstruktion der Amplitude erlaubt.
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Eine andere Variante der Demodulation nutzt einen „hart“ umschaltenden Analogschalter zur trägerfrequenzsynchronen zeitweisen Invertierung des Sensorsignals, wodurch dann die positive Halbwelle des Trägerfrequenzsignals nicht invertiert und die negative invertiert wird, was eine Synchrongleichrichtung zur Folge hat. Nutzt man dieses Verfahren zusammen mit einer sinusförmigen Anregung, so ist es zum einen schwierig, die Umschaltpulse exakt auf die Signalverzögerung durch die möglicherweise Temperaturdrifts unterliegende Gruppenlaufzeit des Bandpassfilters einzustellen. Zum anderen entspricht die Gewichtung des Signals beim rechteckförmigen Gleichrichten nicht derjenigen der sinusförmigen Anregung. Nutzt man stattdessen auch eine rechteckförmige Anregung, so sorgt das aufgrund der Oberwellen für eine höhere Störabstrahlung des Messsystems und verkompliziert die Auslegung der enthaltenen Filter, da sich dann im resultierenden Spektrum des Messsignals im Gegensatz zur sinusförmigen Anregung sehr viele Oberwellen und deren Mischprodukte wiederfinden.
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Generell muss auch die Amplitude des Trägers entweder exakt analog erzeugt oder besser mit gleicher Gruppenlaufzeit wie das Signalfilter mit separatem A/D-Wandler mitgemessen werden, da die Spannung des Trägers - im Gegensatz zu Systemen mit Gleichspannungsanregung - auf den Referenzeingang eines A/D-Wandlers gelegt werden kann. Das Gleiche gilt für die Nutzung einer nur sinusähnlichen Trägerfrequenz, welche aus einer „hart“ schaltenden Transistorstufe mit einem nachgeschalteten passiven Tiefpassfilter mit hohem Wirkungsgrad erzeugt werden kann. Auch hier muss der erzeugte Träger mit gemessen werden, da Serienstreuung und Drift der passiven Filterbauelemente die Konstanz der Trägerfrequenz beeinträchtigen. Erfolgt die Demodulation des Sensorsignals erst in der digitalen Signalverarbeitung, so ist aufgrund der für den Träger hohen Abtastrate bereits eine hohe Rechenleistung erforderlich, welche meistens einen leistungsfähigeren und teureren Controller erforderlich macht.
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Ein Beispiel für ein Trägerfrequenzmessverfahren bzw. -system ist in
EP 0 881 476 A2 beschrieben. Die Trägerfrequenz-Betriebswechselspannung der Messbrücke wird mittels eines A/D-Wandlers digitalisiert und einem Digitalsignalprozessor zugeführt. Auch die Brücken- bzw. Messspannung wird mittels eines A/D-Wandlers digitalisiert und dem Digitalsignalprozessor zugeführt, wobei die Messspannung zuvor verstärkt wird.
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Bei dem Trägerfrequenzmessverfahren macht man sich zunutze, dass die Multiplikation zweier Sinussignale zu einem Multiplikationssignal führt, das Signalanteile bei der Summenfrequenz und bei der Differenzfrequenz aufweist. Werden nun zwei Sinussignale gleicher Frequenz fo miteinander multipliziert, entsteht ein Multiplikationssignal mit einem Signalanteil bei der Frequenz 0 Hz (DC-Anteil) und einem Signalanteil bei der doppelten Frequenz, d. h. bei 2f0. Bezogen auf die Anwendung dieses Konzepts bei einer Brückenschaltung mit Messaufnehmer muss nun der DC-Anteil durch das Quadrat der Frequenz dividiert werden, um den vom Messaufnehmer gelieferten Messwert zu erhalten.
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All diese Rechenoperationen können, wie bei dem Trägerfrequenzmesssystem nach
EP 0 881 476 A2 vorgesehen, in einem Digitalsignalprozessor durchgeführt werden. Dies ist aber, wie oben erläutert, recht aufwändig, da beispielsweise die A/D-Wandler zur Digitalisierung der Analogsignale sehr schnell arbeiten müssten, was einen erhöhten Aufwand bedeutet.
Auch
US 5 088 330 A und
DE 10 2016 107 245 A1 beschreiben Trägermessverfahren zur Auswertung der Brückensignale von Messbrücken.
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Funktionsweise der Erfindung
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Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Messverfahren für einen Messaufnehmer in Brückenschaltung anzugeben, für dessen Realisierung lediglich eine einfache und kostengünstige Hardware erforderlich ist.
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Zur Lösung dieser Aufgabe wird mit der Erfindung ein Messverfahren für einen Messaufnehmer in Brückenschaltung vorgeschlagen, wobei bei dem Verfahren
- - die Brückenschaltung mit einer eine Trägerfrequenz aufweisenden Wechselspannung gespeist wird,
- - die Brückenschaltung eine mit einem Messwert modulierte Messspannung ausgibt,
- - die Messspannung verstärkt und zur Messwertermittlung weiterverarbeitet wird,
- - aus der Wechselspannung mittels eines ersten Delta-Sigma-Modulators ein von der Amplitude der Wechselspannung abhängiger Bitdatenstrom mit einem Referenzspannungssignal als Referenz als Ausgangssignal des ersten Delta-Sigma-Modulators erzeugt wird,
- - die Wechselspannung mit dem Ausgangssignal des ersten Delta-Sigma-Modulators multipliziert und ein Wechselspannungsmultiplikationssignal erzeugt wird, das das Quadrat der Amplitude der Wechselspannung repräsentiert,
- - die verstärkte Messspannung mit dem Ausgangssignal des ersten Delta-Sigma-Modulators multipliziert und dieses Messspannungsmultiplikationssignal das Produkt aus Wechselspannung und Messspannung repräsentiert und
- - das Messspannungsmultiplikationssignal in einem zweiten Delta-Sigma-Modulator in einen Bitdatenstrom mit dem Wechselspannungsmultiplikationssignal als Referenz umgewandelt wird, der den referenzspannungsamplitudenunabhängigen und wechselspannungsamplitudenunabhängigen Messwert repräsentiert.
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Mit der Erfindung wird also ein Messverfahren vorgeschlagen, bei dem die Brückenschaltung mit einer Trägerfrequenz-Wechselspannung versorgt wird. Die Messspannung wird mit einem Verstärker verstärkt. Potentielle parasitäre Effekte des Verstärkers wie beispielsweise Offset und 1/f-Rauschen wirken sich bei dem erfindungsgemäßen Messverfahren nicht aus. Die Trägerfrequenzwechselspannung und die Messspannung werden mittels Delta-Sigma-Modulatoren weiterverarbeitet. In einem ersten Delta-Sigma-Modulator wird das Trägerfrequenzwechselspannungssignal in einen amplitudenabhängigen Bitdatenstrom mit einem DC-Referenzspannungssignal als Referenz umgewandelt. Dieser Bitdatenstrom wird sowohl mit dem Wechselspannungssignal als auch mit dem Messspannungssignal multipliziert. Das Multiplikationssignal aus dem Bitdatenstrom und dem Messspannungssignal wird in einem zweiten Delta-Sigma-Modulator in einem Bitdatenstrom mit dem Multiplikationssignal aus dem Bitdatenstrom des ersten Delta-Sigma-Modulators und dem Wechselspannungssignal als Referenzsignal umgewandelt. Dieser Ausgangs-Bitdatenstrom repräsentiert den referenz-und amplitudenunabhängigen Messwert des Messaufnehmers und kann nun weiter verarbeitet werden, beispielsweise in einem Dezimationsfilter.
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Idealerweise wird die Brückenschaltung bei dem erfindungsgemäßen Messverfahren mit einer Sinus-Wechselspannung betrieben. Die Erzeugung von Sinusspannungen ist mitunter aufwändig; einfacher ist es, wenn die Brückenschaltung mit einem sinusähnlichen beziehungsweise gar rechteckförmigen Signal angesteuert wird. In diesem Fall müssen an verschiedenen Stellen bei der Weiterverarbeitung der einzelnen Signale Bandpass-Filter eingesetzt werden. So kann beispielsweise sowohl die Wechselspannung als auch die verstärkte Messspannung bandpassgefiltert werden, um Signalanteile oberhalb und unterhalb der Trägerfrequenz zu beseitigen.
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Das Wechselspannungsmultiplikationssignal, das sich aus der Multiplikation des Wechselspannungssignals mit dem wechselspannungsamplitudenabhängigen Bitdatenstrom des ersten Delta-Sigma-Modulators ergibt, wird zweckmäßigerweise tiefpassgefiltert, so dass es lediglich noch DC-Signalanteile enthält. Diese DC-Signalanteile bilden dann die Referenz für die Erzeugung des Bitdatenstroms des zweiten Delta-Sigma-Modulators aus der verstärkten, mit dem Bitdatenstrom des ersten Delta-Sigma-Modulators multiplizierten Messspannung.
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In weiterer zweckmäßiger Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass die Multiplikation der Wechselspannung mit dem Bitdatenstrom des ersten Delta-Sigma-Modulators und die Multiplikation der verstärkten Messspannung mit dem Bitdatenstrom des ersten Delta-Sigma-Modulators jeweils mittels eines mit Analogschaltern realisierten Modulators erfolgt, der bei einem eine logische 1 repräsentierenden Bit des Bitdatenstroms den aktuellen Wert der Wechsel- bzw. Messspannung unverändert lässt und bei einem eine logische 0 repräsentierenden Bit des Bitdatenstroms den aktuellen Wert der Wechsel- bzw. Messspannung invertiert.
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Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.
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Wie bereits oben ausgeführt, kann der Hardware-Aufwand bei der Umsetzung des Trägerfrequenzmessverfahrens durch den Einsatz von Delta-Sigma-Modulatoren, die in spezieller Art und Weise miteinander verschaltet sind, vereinfacht werden. Zum einen arbeiten diese (meistens) 1-Bit-Wandler intrinsisch bereits mit sehr hohen Abtastfrequenzen, wodurch die präzise Verarbeitung der Trägerfrequenz-Wechselspannung kein Problem mehr darstellt. Zum anderen liefern sie einen seriellen Datenstrom, der durch ein Dezimationsfilter in seiner Abtastrate verringert und in gleichem Maße in seiner Auflösung erhöht wird. Durch den im Folgenden dargestellten speziellen Aufbau aus zwei Delta-Sigma-Modulatoren und einem als Switched Capacitor ausgeführten Filter ist es möglich, einen Delta-Sigma-Datenstrom zu erhalten, welcher eine Repräsentation der bereits demodulierten und von der Amplitude und vom Verlauf des Trägers nahezu unabhängigen Signalauslenkung darstellt.
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In der Zeichnung ist die vorgeschlagene Anordnung der Übersichtlichkeit halber nur als Signallaufplan angeben. In einer praktischen Umsetzung wird typischerweise eine volldifferenzielle Implementierung in einem Halbleitertechnologieprozess (z.B. CMOS-Halbleiterprozess) gewählt werden, um durch die Symmetrie parasitäre Effekte zu eliminieren. Die Stromversorgung der Komponenten ist obligatorisch, aber in der Figur ebenfalls nicht angegeben.
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Die Funktion der Schaltung 10 wird im Folgenden erklärt.
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Die Trägerfrequenzsignalquelle 12 erzeugt ein sinusförmiges oder sinusähnliches Trägersignal (Wechselspannung) mit der Trägeramplitude T, welches sowohl dem Referenzzweig 14 (in der Zeichnung oben) als auch dem Sensorzweig 15 (in der Zeichnung unten) zugeführt wird.
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Es wird nun zunächst der Referenzzweig 14 erläutert.
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In dem Referenzzweig
14 wird das Trägersignal zuerst mit dem Filter
16 bandpassgefiltert, um eine möglichst mit dem Verstärker
18 und dem Bandpassfilter
20 des Sensorzweigs
15 identische Übertragungsfunktion und Gruppenlaufzeit zu erhalten. Das so gefilterte Trägerfrequenzsignal wird nun aufgeteilt und zum einen direkt und zum anderen indirekt, nämlich über einen Delta-Sigma-Modulator
22, welcher aus dem Trägerfrequenzsignal einen amplitudenproportionalen Bitstrom erzeugt, einem Analogschalter-Modulator
24 zugeführt. Dabei steuert der Bitdatenstrom die Schalterstellungen des Analogschalter-Modulators
24 derart, dass bei einer 1 (entspricht z.B. logisch 1) das Signal mit normaler Polarität durchgelassen wird und bei einer -1 (entspricht z.B. logisch 0) eine Invertierung stattfindet. Auf diese Weise wird das Quadrat des Trägerfrequenzsignals mit der Referenzspannungsquelle
26 als Referenz
R erzeugt, also
erzeugt, welches anschließend noch durch einen Tiefpassfilter
28 gemittelt wird, wodurch man das Quadrat des Effektivwerts der Trägeramplitude
T erhält.
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Im Sensorzweig
15 wird das Trägerfrequenzsignal an die Brückenschaltung
30 angelegt, die mit ihrer Auslenkung
S gefolgt von einer Verstärkung
G durch den Verstärker
18 und einer Filterung durch das Bandpassfilter
20, das sowohl den Gleichspannungsoffset des Verstärkers
18 als auch unerwünschte Frequenzanteile oberhalb der Trägerfrequenz beseitigt, vor dem Eingang in den Analogschalter-Modulator
32 die Amplitude
aufweist. Der Analogschalter-Modulator
32 multipliziert dieses Signal nun wieder durch geschaltetes Durchlassen oder Invertieren mit dem Modulator-(Bit-)datenstrom des Delta-Sigma-Modulators
22 des Referenzzweiges
14, sodass sich eine mittlere Amplitude entsprechend
ergibt. Diese wird nun mit einem zweiten Delta-Sigma-Modulator
34 mit der vom Referenzzweig
14 generierten Spannung (Multiplikation) als Referenz in einen seriellen Datenstrom umgewandelt, welcher der Amplitude
also der referenz- und trägeramplitudenunabhängigen Sensoraussteuerung (Messwert) nach der Verstärkung entspricht.
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Beim Durchlauf durch das System findet auch eine Multiplikation des verstärkten Messbrückensignals mit dem Trägerfrequenzsignal statt. Dadurch wird das Messbrückensignal aus dem Bereich der Trägerfrequenz in das Basisband heruntergemischt. Die dabei entstehenden Harmonischen werden durch das anschließende Dezimationsfilter 36 beseitigt. Dadurch, dass zu keinem Zeitpunkt zwei Delta-Sigma-modulierte Datensignale miteinander multipliziert werden, bleibt die für eine Dezimierung optimale Rauschformung über den gesamten Pfad erhalten.
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Bezugszeichenliste
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- 10
- Schaltung
- 12
- Trägerfrequenzquelle, Frequenzbereich bevorzugt 100Hz bis 1MHz, bevorzugt aufgebaut mit analogem Oszillator und analogem Verstärker, digitaler Signalerzeugung mit analogem Verstärker, digitaler Signalerzeugung mit Klasse-D-Verstärker (Modulationsfrequenz weit oberhalb der Trägerfrequenz) oder „hart“ schaltenden Transistor-Halbbrücken mit passivem LC(R)-Filter (Modulationsfrequenz gleich Trägerfrequenz)
- 14
- Referenzzweig
- 15
- Sensorzweig
- 16,20
- Filter/Bandpassfilter lässt die Trägerfrequenz und Bereiche darum, welche durch Modulation des Trägers mit dem Sensorsignal entstehen durch und dämpft höhere und niedrigere Frequenzen; möglicherweise unterschiedlich implementiert, aber bevorzugt so aufgebaut, dass eine geringe Drift der Amplitude im Bereich um die Trägerfrequenz und insbesondere ein sehr guter Gleichlauf der Drift beider Filter in diesem Bereich gewährleitet ist
- 18
- Sensorsignalverstärker bevorzugt für das Sensorsignal rauscharm angepasst, mit einer Bandbreite, welche im Bereich der Trägerfrequenz noch keine nennenswerten Amplitudenfehler erzeugt
- 22, 34
- Delta-Sigma-Modulatoren nach dem Stand der Technik, hier sind Modulatoren erster Ordnung eingezeichnet, die praktische Umsetzung wird bevorzugt eher Modulatoren höherer Ordnung ausweisen, da diese ein bessere Rauschverteilung aufweisen. Der Delta-Sigma-Modulator 34 kann dabei auch mit mehr als zwei Amplitudenstufen ausgeführt sein.
- 24, 32
- Analogschalter-Modulatoren, welche mit Analogschaltern realisiert sind. Dabei sorgt der mit „+1 / -1“ beschriftete Eingang für ein „hartes“ Umpolen/Negieren des Signals. Nichtlinearitäten, wie sie bei analogen Multiplizierern entstehen, können so vermieden werden.
- 26
- Referenzspannungsquelle, sollte rauscharm und mit langsamer Drift ausgeführt sein, da ihr Absolutwert im Ergebnis nicht auftaucht; muss so ausgelegt sein, dass keine Übersteuerung der Modulatoren bei maximaler Trägeramplitude und maximaler Sensoraussteuerung auftritt.
- 28
- Tiefpassfilter, sollte eine Eckfrequenz unterhalb der doppelten Trägerfrequenz aufweisen, um die Harmonischen der Trägerfrequenz durch die Modulation ausreichend zu unterdrücken, die Eckfrequenz sollte aber mögliche langsame Drifts und Schwankungen in der Amplitude des Trägers durchlassen. Eine bevorzugte Ausführung enthält eine Bandsperre für die doppelte Trägerfrequenz; kann als passiver, aktiver analoger oder Switched-Capacitor-Filter ausgeführt sein.
- 30
- Brückenschaltung/Sensorbrücke, resistive, kapazitive oder induktive Messbrücke, als Viertel-, Halb- oder Vollbrücke aufgebaut.
- 36
- Dezimationsfilter mit zur Ordnung des Modulators passender Ordnung
- 38
- Delta-Sigma-Datenstrom, welcher die Sensorauslenkung repräsentiert. Dieser wird dann bevorzugt mittels Dezimierungsfilter mit zur Ordnung des Modulators passender Ordnung und bevorzugt als Sinc-Filter ausgeführt, dessen Eckfrequenz bevorzugt so gewählt ist, dass die höchste relevante Sensorauslenkungsfrequenz noch passieren kann oder dass die Gruppenlaufzeit des Filters noch akzeptabel ist ausgeführt.
- 40
- Takteingang für die Delta-Sigma-Modulatoren
- 42
- Teile des Systems, welche bevorzugt als integrierter Baustein gefertigt sind. Das Trägerfrequenzfilter 28 kann dabei durch externe Beschaltung realisiert oder - beispielsweise als Switched-Capacitor-Filter und damit mit extern einstellbaren Filterparametern - direkt auf dem Si-Die mitintegriert werden.
- G
- Verstärkung des Sensorsignalverstärkers
- R
- Referenz (Referenzspannungsquelle)
- S
- Auslenkung (Modulation durch Aufnehmer)
- T
- Trägerfrequenzsignal-(Wechselspannungs-)Amplitude
