DE60025607T2

DE60025607T2 - Digitaler signalprozessor mit variabler abtastrate für sensorsignale einer schwingenden rohrleitung

Info

Publication number: DE60025607T2
Application number: DE60025607T
Authority: DE
Inventors: Denis Louisville HENROT
Original assignee: Micro Motion Inc
Current assignee: Micro Motion Inc
Priority date: 1999-06-28
Filing date: 2000-06-12
Publication date: 2006-08-03
Anticipated expiration: 2020-06-13
Also published as: WO2001001083A1; BR0012075B1; HK1047789A1; PL352214A1; JP3713236B2; ATE316237T1; JP2003503690A; EP1190222A1; AR024467A1; US6505131B1; CN1199034C; BR0012075B8; AU5606100A; RU2234683C2; CA2378027C; BR0012075A; CN1371471A; DE60025607D1; HK1047789B; KR100472994B1

Description

Erfindungsgebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Signalverarbeitungseinrichtung für eine Vorrichtung, die Eigenschaften eines Materials misst, welches durch wenigstens eine Schwingungsleitung in der Vorrichtung strömt. Konkret betrifft die Erfindung eine digitale Signalverarbeitungseinrichtung zum Ausführen von Berechnungen, um die Frequenzen von Signalen zu ermitteln, die von Abgreifsensoren empfangen werden, welche die Schwingungsfrequenz der Leitung messen.
Problem
Bekanntlich werden Coriolis-Durchflussmesser dazu verwendet, einen Massenfluss und andere Informationen über Materialien zu messen, die durch eine Leitung im Durchflussmesser strömen. Exemplarische Coriolis-Durchflussmesser sind in den US-Patenten Nr. 4.109.524 vom 29. August 1978, Nr. 4.491.025 vom 1. Januar 1985 und Re. 31.450 vom 11. Februar 1982, sämtlich an J. E. Smith et al. erteilt, offen gelegt. Diese Durchflussmesser weisen eine oder mehrere gerade oder gekrümmte Leitungen auf. Jede Leitungskonfiguration in einem Coriolis-Massendurchflussmesser weist eine Reihe verschiedener natürlicher Schwingungsarten auf, bei denen es sich um einfache Biege-, Dreh- oder gekoppelte Schwingungen handelt. Jede Leitung wird so angesteuert, dass sie mit einer Resonanz in einem dieser natürlichen Schwingungsarten schwingt. Materialströme von einer angeschlossenen Rohrleitung auf der Einlassseite des Durchflussmessers in den Durchflussmesser hinein werden durch die Leitung bzw. Leitungen geführt und treten durch die Auslassseite des Durchflussmessers aus Selbigen aus. Die natürlichen Schwingungsarten des schwingenden, mit Material gefüllten Systems werden teilweise durch die Gesamtmasse der Leitungen und des Materials bestimmt, das innerhalb der Leitungen strömt.
Wenn keine Strömung durch den Flussmesser erfolgt, schwingen alle Punkte entlang der Leitung infolge einer angelegten Antriebskraft mit einer gleichen Phase oder mit einer feststehenden geringen Anfangsphasenverschiebung, die korrigiert werden kann. Wenn das Material zu strömen beginnt, führen Coriolis-Kräfte dazu, dass jeder Punkt an der Leitung eine andere Phase hat. Die Phase auf der Einlassseite der Leitung liegt hinter der der Antriebseinrichtung, wo hingegen die Phase auf der Auslassseite der Leitung der Antriebseinrichtung vorauseilt. An der/den Leitung(en) werden Abgreifsensoren angebracht, mit denen sinusförmige Signale erzeugt werden, die die Bewegung der Leitung(en) repräsentieren. Die von den Abgreifsensoren ausgegebenen Signale werden verarbeitet, wodurch die Phasendifferenz zwischen den Abgreifsensoren ermittelt wird. Die Phasendifferenz zwischen den Signalen der beiden Abgreifsensoren ist proportional zum Massenstrom des Materials durch die Leitung(en).
Coriolis-Durchflussmesser verfügen über einen Sender, der ein Antriebssignal erzeugt, mit dem die Antriebseinrichtung betätigt wird, und einen Massenstrom und andere Eigenschaften eines Materials aus Signalen ermittelt, die von den Abgreifsensoren empfangen wurden. Ein konventioneller Sender besteht aus einer analogen Schaltung, die dazu ausgelegt ist, das Antriebssignal zu erzeugen und die Signale von den Abgreifsensoren zu erkennen. Im Laufe der Jahre sind analoge Sender optimiert wurden und jetzt relativ kostengünstig herzustellen. Daher ist es wünschenswert, Coriolis-Durchflussmesser zu konstruieren, die mit konventionellen Sendern arbeiten können.
Problematisch ist dabei, dass herkömmliche Sender mit Signalen in einem schmalen Band von Betriebsfrequenzen arbeiten müssen. Meist liegt dieser Bereich der Betriebsfrequenzen zwischen 20 Hz und 200 Hz. Dadurch werden Konstrukteure auf diesen schmalen Bereich von Betriebsfrequenzen eingegrenzt. Weiterhin wird es durch diesen schmalen Bereich an Betriebsfrequenzen unmöglich, bei einigen Durchflussmessern einen herkömmlichen Sender zum Einsatz zu bringen, zum Beispiel bei einem Durchflussmesser für einen gerades Rohr, der in einem höheren Frequenzbereich von 300–800 Hz arbeitet. Durchflussmesser für gerade Rohre, die bei 300–800 Hz arbeiten, neigen dazu, eine geringere Empfindlichkeit gegenüber Coriolis-Effekten aufzuweisen, die zum Messen des Massenstromes ausgenutzt werden. Deshalb wird zum Berechnen des Massenstroms eine genauere Messung der Phasendifferenz zwischen den Sensoren benötigt.
Um eine Art Sender für unterschiedlich konstruierte Coriolis-Durchflussmesser zu nutzen, die auf verschiedenen Frequenzen arbeiten, haben Hersteller von Coriolis-Durchflussmessern festgestellt, dass es günstig ist, mit einer digitalen Signalverarbeitungseinrichtung die Antriebssignale zu erzeugen und die von den Abgreifsensoren empfangenen Signale zu verarbeiten. Wünschenswert ist eine digitale Signalverarbeitungseinrichtung deshalb, weil die von bei höheren Frequenzen arbeitenden Durchflussmessern, zum Beispiel für gerade Rohre, geforderte größere Messauflösung und -genauigkeit der analogen elektronischen Komponenten durch die Digitalisierung von Signalen aus den Abgreifsensoren umgangen wird, wann die Signale von dem Sender empfangen werden.
Darüber hinaus können die Befehle für Signalprozesse, die von einer digitalen Signalverarbeitungseinrichtung ausgeführt werden, so abgewandelt werden, dass eine Funktion bei verschiedenen Frequenzen möglich ist.
Allerdings haben digitale Signalverarbeitungseinrichtungen im Vergleich zu konventionellen analogen Schaltungssendern mehrere Nachteile. Ein erstes Problem bei digitalen Signalverarbeitungseinrichtungen besteht darin, dass sie teurer in der Herstellung sind, da die Schaltung komplizierter ist. Zweitens machen digitale Signalverarbeitungseinrichtungen eine Leiterplatte mit einer größeren Oberfläche erforderlich, was zu Problemen führen kann, wenn die Platzfrage bei der Konstruktion eines Durchflussmessers hohe Bedeutung hat. Drittens benötigen digitale Signalverarbeitungseinrichtungen mehr Energie für den Betrieb als analoge Schaltungen. Der Stromverbrauch ist insbesondere dann ein Problem, wenn eine Verarbeitungseinrichtung mit einer maximalen Taktgeschwindigkeit arbeiten muss, um sämtliche Berechnungen auszuführen, die zum Verarbeiten der Signale und zum Messen von Materialeigenschaften, zum Beispiel des Massestroms, notwendig sind. Aus all diesen Gründen gibt es auf dem Fachgebiet einen Bedarf an einer digitalen Signalverarbeitungseinrichtung, die an eine Vielzahl verschiedener Konstruktionen von Durchflussmessern angepasst werden kann, kostengünstig herzustellen ist und den Stromverbrauch zur Ausführung der benötigten Berechnungen verringert.
Das US-Patent 5.555.190 legt eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Ermitteln des Frequenz- und Phasenverhältnisses zwischen schwingenden Durchflussrohren in einem Coriolis-Massenflussmeter offen. Bei einer digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung werden zum genauen Ermitteln des Frequenz- und Phasenverhältnisses des schwingenden Durchflussrohres und folglich zum genaueren Ermitteln des Massenstroms eines Materials, welches durch den Massedurchflussmesser fließt, adaptive Leitungsverbesserungsverfahren und eine entsprechende Vorrichtung eingesetzt. Jedem Signal aus Sensoren an den schwingenden Durchflussrohren werden Anti-Aliasing-Dezimierungsfilter zugeordnet. Durch die Filter verringert sich die Anzahl von Abtastwerten einer zu jedem Sensorsignal gehörenden A/D-Abtastvorrichtung mit feststehender Frequenz.
Das US-Patent 5.734.112 legt ein Verfahren zum Ermitteln des Drucks in einem in Betrieb befindlichen Coriolis-Effekt-Massendurchflussmesser offen. Die Strömungsrohre des Coriolis-Durchflussmessers werden sowohl in einem Biegungsmodus als auch in einem Drehmodus in Schwingung versetzt. Das Verhältnis der Grundfrequenzen, mit denen die Durchflussrohre in jeder der beiden Schwingungsarten schwingen, ist proportional zu dem Druck innerhalb der Durchflussrohre. Bei einer bevorzugten Ausführungsform isoliert ein Summen/Differenz-Verfahren am Anfang die darüber gelegten Sinuskur ven, die die Grundfrequenzen der beiden Schwingungsarten repräsentieren. Anschließend werden mit Hilfe von schnellen digitalen, konjugierten Strahlungsfiltern die Grundfrequenzen in jeder der beiden Schwingungsarten rasch geschätzt. Danach werden die geschätzten Frequenzen von Filterketten, die digitale Bandsperr- und Bandpassfilter sowie rekursive digitale Höchstwahrscheinlichkeits-Filterverfahren einschließen, zum Verbessern der Schätzungen für die Grundfrequenz im Biege- und Drehmodus verwendet. Mit Hilfe der verbesserten Schätzwerte für die Frequenzen im Biege- und Drehmodus wird der Druck innerhalb der Durchflussrohre als eine Funktion des Verhältnisses zwischen den beiden Frequenzen ermittelt, und es werden die Bandsperr- und Bandpassfilterketten zentriert, um die Biegemodusfrequenz der beiden Schwingungssensorkanäle für die Berechnungen des Massenstroms zu verbessern. Unter Zuhilfenahme des so ermittelten Drucks können anschließend Berechnungen des Massestroms korrigiert oder andere Druckmessungen ausgeführt werden.
Lösung
Durch die Schaffung einer erfindungsgemäßen digitalen Signalverarbeitungseinrichtung mit mehreren Abtastraten werden die oben angeführten Probleme gelöst und ein Fortschritt auf dem Fachgebiet erzielt. Die vorliegende Erfindung umfasst Prozesse, die in einem Speicher gespeichert und von dem Prozessor ausgeführt werden, um die von Abgreifsensoren an einer Schwingungsleitung empfangenen Signale zu verarbeiten. Die erfindungsgemäßen Verfahren bieten viele Vorteile, wodurch es möglich wird, eine einzige Art digitale Signalverarbeitungseinrichtung für viele Arten Coriolis-Durchflussmesser zu nutzen.
Ein erster Vorteil der erfindungsgemäßen Verfahren besteht darin, dass die Verfahren trotz Verwendung einer finiten Arithmetik an Stelle einer Gleitkomma-Arithmetik ihre Genauigkeit nicht einbüßen. Ein zweiter Vorteil der erfindungsgemäßen Verfahren besteht darin, dass die Verfahren an einer Reihe kostengünstiger digitaler Signalverarbeitungseinrichtungen mit geringem Energieverbrauch, wie zum Beispiel an Texas Instruments TM 3205xx, Analog Devices ADSP 21xx oder Motorola 5306x, implementiert werden können. Die Befehle für die erfindungsgemäßen Prozesse sind klein genug, um im internen Speicher einer digitalen Signalverarbeitungseinrichtung untergebracht zu werden, wodurch die Notwendigkeit eines schnellen Zugriffs auf einen externen Speicher entfällt, durch den sich die Kosten, der Stromverbrauch und der Platzbedarf auf der Leiterplatte für den Sender vergrößern würden. Die Prozesse sind durch eine geringe Anzahl von Berechnungen gekennzeichnet, wodurch sich die Portabilität der Prozesse zwischen kostengünstigen Prozessoren verbessert.
Ein dritter Vorteil besteht darin, dass die Rechenanforderungen der Prozesse minimiert sind. Durch diese Verringerung der Rechenanforderungen wird es möglich, dass die digitale Signalverarbeitungseinrichtung bei einer geringeren als der maximalen Taktgeschwindigkeit der Verarbeitungseinrichtung läuft, was zu einer Verringerung von deren Stromverbrauch führt.
Ein Sender, der die erfindungsgemäßen Prozesse ausführt, verfügt über die nachfolgenden elektronischen Bauteile. Analoge Signale von Abgreifern, die an den Sensoren befestigt sind, werden von einem Analog-Digital-Wandler („A/D") empfangen. Die umgewandelten digitalen Signale werden an einen standardmäßigen digitalen Prozessor angelegt. Bei dem digitalen Prozessor handelt es sich um eine Verarbeitungseinheit, die maschinenlesbare Befehle ausführt, die in einem über einen Bus an die Verarbeitungseinrichtung angeschlossenen Speicher gespeichert sind. Ein typischer digitaler Prozessor weist einen Read-Only-Memory (ROM) auf, der die Befehle zum Ausführen der gewünschten Prozesse, zum Beispiel der erfindungsgemäßen Prozesse, speichert. Weiterhin ist der Prozessor an einen Random-Access-Memory (RAM) angeschlossen, der die Befehle für einen Prozess, der gerade ausgeführt wird, und die zum Ausführen des Prozesses erforderlichen Daten speichert. Darüber hinaus kann der Prozessor Antriebssignale für den Coriolis-Durchflussmesser erzeugen. Um das Antriebssignal an das Antriebssystem anzulegen, kann eine digitale Verarbeitungseinrichtung an einen Digital-Analog-(D/A)-Wandler angeschlossen werden, der digitale Signale vom Prozessor empfängt und die analogen Signale an das Antriebssystem anlegt.
Die erfindungsgemäßen Prozesse führen die folgenden Funktionen aus, um die Frequenzen der Signale zu bestimmen, die von den Abgreifsensoren empfangen werden, sowie die Phasendifferenz zwischen den Signalen zu ermitteln. Zuerst werden mit einer ersten Abtastrate Abtastwerte der Signale von den Abgreifsensoren empfangen. Bei einer Abtastrate handelt es sich um die Menge von Eingangswerten, die von den Abgreifsensoren empfangen werden, die zum Charakterisieren der Signale aus den Abgreifern verwendet werden. Von der ersten Abtastrate zu einer Zwischen-Abtastrate erfolgt eine erste Dezimierung der Abtastwerte. Bei der Dezimierung handelt es sich einfach um das Umwandeln einer ersten Anzahl von Abtastwerten in eine geringere Anzahl von Abtastwerten. Die Dezimierung wird zum Erhöhen der Auflösung der abgetasteten Signale und damit zur Bereitstellung einer genaueren Berechnung der Signalfrequenz für jedes Signal ausgeführt. Anschließend erfolgt eine Demodulation der Abtastwerte mit einer Zwi schen-Abtastrate. Bei einer zweiten Dezimierung werden die Abtastwerte auf eine gewünschte Abtastrate gebracht. Aus den Abtastwerten der Signale bei der gewünschten Abtastrate wird die Schwingungsfrequenz für die Leitungen an dem ersten Abgreifsensor und dem zweiten Abgreifsensor ermittelt.
Um dieselben Prozesse bei unterschiedlichen Durchflussmessern mit verschiedenen Frequenzen anzuwenden, können die folgenden Schritte ausgeführt werden. Es wird ein Schätzwert der Schwingungsfrequenz des Durchflussmessers berechnet. Anschließend werden mit der geschätzten Frequenz die Signale von jedem Abgreifer in eine I-Komponente und eine Q-Komponente demoduliert. Die I-Komponente und die Q-Komponente werden daraufhin zum Verschieben der Signale auf eine Mittenfrequenz verwendet, wenn die Betriebsfrequenz der Signale größer ist als eine Übergangsfrequenz. Nach dem Demodulieren werden die Signale zum zweiten Mal dezimiert, um die Auflösung der Signale ein zweites Mal zu verbessern.
Dann wird die vorherrschende Frequenz der Signale isoliert und genau gemessen. Sowohl für die I-Komponente als auch die Q-Komponente der Signale wird danach die Umsetzung in eine Nullfrequenz berechnet. Hierbei kann zum Verbessern der Messgenauigkeit wiederum jede Komponente dezimiert werden. Durch ein geeignetes Tiefpassfiltern kann hierbei das Frequenzband jedes Signals so schmal wie gewünscht gestaltet werden. Im Anschluss wird eine komplexe Korrelation ausgeführt, die die Phasendifferenz zwischen den Signalen ermittelt.
Erfindungsgemäß wird nach einem Aspekt ein Verfahren zum Verarbeiten von Signalen geschaffen, die von einem ersten Abgreifsensor und einem zweiten Abgreifsensor empfangen werden, die Schwingungen einer Leitung messen, unter Verwendung einer digitalen Signalverarbeitungseinrichtung, um Informationen über ein durch die Leitung strömenden Material auszugeben, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:
Empfangen von Abtastwerten von Signalen von dem ersten Abgreifsensor und dem zweiten Abgreifsensor mit einer ersten Abtastrate;
Durchführen einer ersten Dezimierung der Abtastwerte von der ersten Abtastrate auf eine Zwischen-Abtastrate;
Demodulieren der Abtastwerte mit der Zwischen-Abtastrate;
Durchführen einer zweiten Dezimierung der Abtastwerte auf eine gewünschte Abtastrate, und
Bestimmen einer Schwingungsfrequenz für die Leitung an dem ersten Abgreifsensor und an dem zweiten Abgreifsensor aus den Abtastwerten der Signale mit der gewünschten Abtastrate.
Vorzugsweise umfasst das Verfahren weiterhin den folgenden Schritt:
Berechnen einer normalisierten Frequenz des Signals.
Vorzugsweise umfasst das Verfahren des Weiteren den folgenden Schritt:
Berechnen einer normalisierten Frequenz der Signale.
Vorzugsweise umfasst der Schritt des Demodulierens die folgenden Schritte:
Berechnen einer normalisierten Schwankung der normalisierten Frequenz des Signals, und
Berechnen von Skalarprodukten der normalisierten Schwankung und der Signale von dem ersten Abgreifsensor und dem zweiten Abgreifsensor, um die Signale zu einer Mittenfrequenz zu verschieben.
Vorzugsweise umfasst der Schritt des Berechnens der normalisierten Frequenz die folgenden Schritte:
Demultiplexieren der Signale in phasengleiche Komponenten und Quadraturkomponenten;
Integrieren der phasengleichen Komponenten;
Integrieren der Quadraturkomponenten;
Mulitplexieren der phasengleichen Komponenten und der Quadraturkomponenten, um digital integrierte Signale zu erzeugen, und
Berechnen eines Verhältnisses zwischen einer Amplitude der Signale und einer Amplitude der digital integrierten Signale, um die normalisierte Frequenz der Signale zu erzeugen.
Vorzugsweise umfasst der Schritt des Berechnens der normalisierten Frequenz des Weiteren den folgenden Schritt:
Anlegen der integrierten Quadraturkomponenten an einen Kompensator in Reaktion auf den Schritt des Integrierens und vor dem Schritt des Multiplexierens.
Vorzugsweise umfasst der Schritt des Bestimmens der Schwingungsfrequenz der Leitung die folgenden Schritte:
Bestimmen einer normalisierten Frequenz der Signale;
Modulieren der normalisierten Frequenz der Signale, und
Durchführen einer komplexen Demodulation der Signale unter Verwendung der modulierten normalisierten Frequenz, um die Schwingungsfrequenz der Leitung zu bestimmen.
Vorzugsweise umfasst der Schritt des Bestimmens der Schwingungsfrequenz der Leitung des Weiteren die folgenden Schritte:
Dezimieren der demodulierten Signale, und
Durchführen einer komplexen Korrelation der Signale, um eine Phasendifferenz zwischen den Signalen zu bestimmen.
Vorzugsweise umfasst das Verfahren des Weiteren:
Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen den Signalen von dem ersten Abgreifsensor und den Signalen von dem zweiten Abgreifsensor.
Vorzugsweise umfasst das Verfahren des Weiteren die folgenden Schritte:
Bestimmen von Eigenschaften des Materials, das durch die Leitung strömt, in Reaktion auf Bestimmen der Frequenz der Signale von dem ersten Abgreifsensor und der Signale von dem zweiten Abgreifsensor.
Vorzugsweise ist eine der Eigenschaften Massenstrom des Materials, das durch die Leitung strömt.
Vorzugsweise ist eine der Eigenschaften Dichte.
Ein anderer Aspekt der Erfindung umfasst eine Vorrichtung, die so konfiguriert ist, dass sie mit Abgreifsensoren kommuniziert, die an einer Leitung befestigt sind, die von einer Antriebseinrichtung in Schwingung versetzt wird, und Eigenschaften eines Materials, das durch die Leitung strömt, anhand von Signalen misst, die von den Abgreifsensoren empfangen werden, wobei die Signale Bewegung der Leitung von wenigstens zwei Punkten anzeigen, und die Vorrichtung umfasst:
einen Analog-Digital-Wandler, der Abtastwerte der Signale in digitale Abtastwerte der Signale umwandelt, und
eine Verarbeitungseinrichtung, die so konfiguriert ist, dass sie eine erste Dezimierung der digitalen Abtastwerte von einer ersten Abtastrate auf eine Zwischen-Abtastrate durchführt;
wobei die Verarbeitungseinrichtung so konfiguriert ist, dass sie die digitalen Abtastwerte mit der Zwischen-Abtastrate demoduliert;
eine zweite Dezimierung der digitalen Abtastwerte auf eine gewünschte Abtastrate durchführt, und
eine Schwingungsfrequenz für die Leitung an dem ersten Abgreifsensor und an dem zweiten Abgreifsensor aus den digitalen Abtastwerten der Signale mit der gewünschten Abtastrate bestimmt.
Vorzugsweise ist die Verarbeitungseinrichtung so konfiguriert, dass sie die digitalen Abtastwerte demoduliert, indem sie eine normalisierte Frequenz der Signale berechnet.
Vorzugsweise ist die Verarbeitungseinrichtung des Weiteren so konfiguriert, dass sie demoduliert, indem sie eine normalisierte Schwankung der normalisierten Frequenz der Signale berechnet und Skalarprodukte der normalisierten Schwankung und der Signale von dem ersten Abgreifsensor sowie von dem zweiten Abgreifsensor berechnet, um die Signale auf eine Mittenfrequenz zu verschieben.
Vorzugsweise ist die Verarbeitungseinrichtung so konfiguriert, dass sie die normale Frequenz berechnet, indem sie die Signale in eine phasengleiche Komponente und eine Quadraturkomponente demultiplexiert, die phasengleiche Komponente integriert, die Quadraturkomponente integriert, die phasengleiche Komponente und die Quadraturkomponente multiplexiert, um digitale integrierte Signale zu erzeugen, und ein Verhältnis zwischen einer Amplitude der Signale und den digital integrierten Signalen berechnet, um die normalisierte Frequenz der Signale zu erzeugen.
Vorzugsweise ist die Verarbeitungseinrichtung so konfiguriert, dass sie die normalisierte Frequenz berechnet, indem sie die integrierte Quadraturkomponente in Reaktion auf Integrieren der Quadraturkomponente und vor dem Multiplexieren der Quadraturkomponente an einen Kompensator anlegt.
Vorzugsweise ist die Verarbeitungseinrichtung so konfiguriert, dass sie die normalisierte Frequenz berechnet, indem sie die integrierte phasengleiche Komponente in Reaktion auf Integrieren der phasengleichen Komponente und vor dem Multiplexieren der gleichphasigen Komponente an einen Kompensator anlegt.
Vorzugsweise ist die Verarbeitungseinrichtung so konfiguriert, dass sie die Schwingungsfrequenz der Leitung bestimmt, indem sie:
eine normalisierte Frequenz der Signale bestimmt;
die normalisierte Frequenz der Signale moduliert, und
eine komplexe Demodulation der Signale unter Verwendung der modulierten normalisierten Frequenz durchführt, um die Schwingungsfrequenz der Leitung zu bestimmen.
Vorzugsweise ist die Verarbeitungseinrichtung so konfiguriert, dass sie die Schwingungsfrequenz der Leitung bestimmt, indem sie:
die demodulierten Signale dezimiert, und
eine komplexe Korrelation der Signale durchführt, um eine Phasendifferenz zwischen den Signalen zu bestimmen.
Vorzugsweise ist die Verarbeitungseinrichtung des Weiteren so konfiguriert, dass sie eine Phasendifferenz zwischen den Signalen von dem ersten Abgreifsensor und den Signalen von dem zweiten Abgreifsensor bestimmt.
Vorzugsweise ist die Verarbeitungseinrichtung des Weiteren so konfiguriert, dass sie:
Eigenschaften des Materials, das durch die Leitung strömt, in Reaktion auf das Bestimmen der Frequenz der Signale von dem ersten Abgreifsensor und der Signale von dem zweiten Abgreifsensor bestimmt.
Vorzugsweise ist eine der Eigenschaften der Massenstrom des Materials, das durch die Leitung strömt.
Vorzugsweise ist eine der Eigenschaften Dichte.
Vorzugsweise ist die Vorrichtung als Messelektronik für einen Coriolis-Durchflussmesser konfiguriert.
Beschreibung der Zeichnungen
Die vorliegende Erfindung wird aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung und den nachfolgenden Zeichnungen verständlich.
1 veranschaulicht einen Coriolis-Durchflussmesser mit einem digitalen Sender, der erfindungsgemäße Signalabgreifprozesse mit unterschiedlicher Abtastrate ausführt;
2 zeigt ein Blockdiagramm eines digitalen Signalsenders;
3 zeigt ein Ablaufdiagramm der Operationen, die von einem digitalen Sender ausgeführt werden;
4 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Prozesses, der Daten aus Signalen erzeugt, die von Abgreifsensoren empfangen worden sind;
5 zeigt einen Prozess zur Durchführung einer Dezimierung von Signalabtastwerten von einem Abgreifer;
6 veranschaulicht einen Prozess des Berechnens einer Schätzfrequenz der Signale, die von den Abgreifern empfangen wurden;
7 zeigt einen Prozess zur Ausführung einer Hoch-Niedrig-Frequenzauswahl für die empfangenen Signale;
8 zeigt einen Prozess zum Demodulieren der empfangenen Signale; und
9 veranschaulicht ein Verfahren zum Bestimmen von Schwingungsdaten eines Durchflussrohres aus den empfangenen Signalen.
Detaillierte Beschreibung
Coriolis-Durchflussmesser im Allgemeinen – 1
1 zeigt einen Coriolis-Durchflussmesser 5 mit einer Coriolis-Messvorrichtung 10 und einem Sender 20. Der Sender 20 ist über Leitungen 100 an die Messvorrichtung 10 angeschlossen, um über den Pfad 26 Angaben zur Dichte, zum Massenstrom, Volumenstrom, zur Temperatur, zum Gesamtmassenstrom und zur verbesserten Dichte bereitzustellen. Es wird der Aufbau eines Coriolis-Durchflussmessers beschrieben, wenngleich es für Fachleute auf der Hand liegen sollte, dass die vorliegende Erfindung bei jeder beliebigen Vorrichtung zum Einsatz kommen kann, die über ein Schwingungsrohr zum Messen der Eigenschaften eines Materials verfügt. Ein zweites Beispiel für eine derartige Vorrichtung ist ein Schwingungsrohr-Dichtemesser, der nicht die zusätzlichen Messfunktionen eines Coriolis-Massendurchflussmessers aufweist.
Die Messvorrichtung 10 enthält ein Paar Flansche 101 und 101', den Rohrverteiler 102 und Leitungen 103A und 103B. Die Antriebseinrichtung 104 und die Abgreifsensoren 105 und 105' sind an die Leitungen 103A–B angeschlossen. Mit den Verstrebungen 106 und 106' werden die Achsen W und W' definiert, um welche jede Leitung schwingt.
Wenn der Durchflussmesser 10 in ein Rohrleitungssystem (nicht abgebildet) eingesetzt wird, dass das Prozessmaterial befördert, das gemessen wird, gelangt das Material durch den Flansch 101 in die Messvorrichtung 10, durchquert den Rohrverteiler 102, in dem das Material zu den Leitungen 103A und 103B geleitet wird, strömt durch die Leitungen 103A und 103B und zurück in den Rohrverteiler 102, von wo aus es durch Flansch 101' hindurch aus der Messvorrichtung 10 austritt.
Die Leitungen 103A und 103B werden so ausgewählt und angebracht, dass sie im Wesentlichen die gleiche Massenverteilung, das gleiche Trägheitsmoment und den gleichen Elastizitätsmodul um die Biegeachsen W-W und W'-W' haben. Die Leitungen verlaufen im Wesentlichen parallel aus dem Rohrverteiler heraus.
Die Leitungen 103A–103B werden von der Antriebseinrichtung 104 in entgegengesetzte Richtungen um ihre jeweilige Biegungsachse W und W' angesteuert, und zwar in einen so genannten ersten phasenverschobenen Biegemodus des Durchflussmessers. Die Antriebsvorrichtung 104 kann eine beliebige hinlänglich bekannte Vorrichtung umfassen, zum Beispiel einen Magneten, der an der Leitung 103A befestigt ist, und eine gegenüberliegende Spule, die an der Leitung 103b befestigt ist, durch die ein Wechselstrom fließt, um beide Leitungen in Schwingung zu versetzen. Mit einer Messelektronikeinrichtung 20 wird ein geeignetes Antriebssignal über die Leitung 110 an die Antriebseinrichtung 104 angelegt.
Der Sender 20 empfängt das linke und rechte Geschwindigkeitssignal, die beide an den Leitungen 111 und 111' anliegen. Der Sender 20 erzeugt das Antriebssignal, das an der Leitung 110 erscheint, und bewirkt, dass die Antriebseinrichtung 104 die Rohre 103A und 103B in Schwingung versetzt. Der Sender 20 verarbeitet das linke und das rechte Geschwindigkeitssignal so, dass der Massenstrom und die Dichte des Materials, das die Messvorrichtung 10 passiert, berechnet werden können. Diese Informationen werden an den Pfad 26 angelegt.
Fachleuten ist bekannt, dass der Coriolis-Durchflussmesser 5 dem Aufbau nach einem Schwingungsrohr-Dichtemesser recht ähnlich ist. Schwingungsrohr-Dichtemesser ver wenden ebenfalls ein Schwingungsrohr, durch das ein Fluid strömt, bzw. im Falles eines Abtast-Dichtemesser das Fluid in diesem gehalten wird. Schwingungsrohr-Dichtemesser bringen ebenfalls ein Antriebssystem zum Einsatz, um die Leitung in Schwingung zu versetzen. Meist verwenden Schwingungsrohr-Dichtemesser nur ein einziges Rückmeldungssignal, da für eine Dichtemessung lediglich die Frequenz zu messen und eine Phasenmessung unnötig ist. Die Beschreibungen der vorliegenden Erfindung gelten ebenso für Schwingungsrohr-Dichtemesser.
Ein digitaler Sender 20 – 2
2 veranschaulicht die Bauteile eines digitalen Senders. Die Pfade 111 und 111' übertragen das linke und das rechte Geschwindigkeitssignal von der Durchflussmessvorrichtung 10 zu dem Sender 20. Die Geschwindigkeitssignale werden von einem Analog-Digital-Wandler (A/D) 203 in der Messelektronik 20 empfangen. Der A/D-Wandler 203 wandelt das linke und das rechte Geschwindigkeitssignal in digitale Signale um, die von der Verarbeitungseinheit 201 verwendet werden können, und sendet die digitalen Signale über den Pfad 210–210'. Obwohl der A/D-Wandler 203 in der Zeichnung aus separaten Bauteilen besteht, kann es auch ein Wandler aus einem Element sein, wie zum Beispiel ein AK 4516, ein 16-Bit-CODEC-Chip, der 2 Wandler aufweist, so dass Signale von beiden Abgreifern gleichzeitig umgewandelt werden können. Die digitalen Signale werden über die Wege 210–210' zu der Verarbeitungseinrichtung 201 transportiert. Fachleuten ist klar, dass eine beliebige Anzahl von Abgreifern und anderen Sensoren, zum Beispiel ein RTD-Sensor, zum Bestimmen der Temperatur des Durchflussrohres an die Verarbeitungseinheit 201 angeschlossen werden kann.
Die Antriebssignale werden über den Pfad 212 übertragen, der die Signale an den Digital-Analog-(D/A)-Wandler 202 anlegt. Der D/A-Wandler 202 ist ein üblicher D/A-Wandler, kann aber auch ein separater D/A-Wandler oder einer sein, der in einen Stereo-CODEC-Chip integriert ist, wie zum Beispiel ein standardmäßiger AKM 4516. Ein anderer weit verbreiteter DA-Wandler 202 ist ein AD7943-Chip. Die analogen Signale aus dem D/A-Wandler 202 werden über den Pfad 291 zu der Antriebsschaltung 290 übertragen. Daraufhin legt die Antriebsschaltung 291 über den Pfad 110 das Antriebssignal an die Antriebsvorrichtung 104 an. Der Pfad 26 befördert die Signale zu der Eingabe- und Ausgabeeinrichtung (nicht abgebildet), durch die es möglich wird, dass der Sender 20 die Daten von einem Bediener empfängt und an ihn weiterleitet.
Die Verarbeitungseinheit 201 ist ein Mikroprozessor, ein Prozessor oder eine Gruppe von Prozessoren, die Befehle aus dem Speicher auslesen und Befehle ausführen, um die verschiedenen Funktionen des Durchflussmessers auszuführen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist die Verarbeitungseinheit 201 ein ADSP-2186L-Mikroprozessor, hergestellt von Analog Devices. Die ausgeführten Funktionen enthalten, jedoch nicht ausschließlich, das Berechnen des Massenstroms eines Materials, das Berechnen eines Volumenstroms eines Materials und das Berechnen der Dichte eines Materials, die als Befehle in einem Read-Only-Memory (ROM) 220 gespeichert werden können. Die Verarbeitungseinheit 201 führt über den Pfad 221 Operationen im ROM-Speicher 220 durch. Die Daten sowie die Befehle zum Durchführen der verschiedenen Funktionen sind in einem Random-Access-Memory (RAM) 230 gespeichert. Über den Pfad 231 führt die Verarbeitungseinrichtung 201 die Lese- und Schreiboperationen im RAM-Speicher 230 aus.
Übersicht über die vom digitalen Sender 20 ausgeführten Operationen – 3
3 ist eine Übersicht der Funktionen, die von dem digitalen Sender 20 für den Betrieb des Coriolis-Durchflussmessers 5 ausgeführt werden. Der Prozess 300 beginnt in Schritt 301 mit dem Sender 20, der ein Antriebssignal erzeugt. Anschließend wird das Antriebssignal über den Pfad 110 zu der Antriebseinrichtung 104 geleitet. In Schritt 302 empfängt der digitale Sender 20 Signale von den Abgreifern 105 und 105' als Reaktion auf die Schwingung der Durchflussrohre 103A–B, wenn Material durch die Durchflussrohre 103A–B gelangt. In Schritt 303 werden Daten über die Signale, zum Beispiel die Signalfrequenz und Phasendifferenz zwischen den Signalen, von dem digitalen Sender 20 übertragen. Im Anschluss werden Informationen über die Eigenschaften eines Materials, das durch die Durchflussrohre 103A und 103B strömt, zum Beispiel Massenstrom, Dichte und Volumenstrom, im Schritt 304 aus den Daten berechnet. Der Prozess 300 wird solange wiederholt, wie der Coriolis-Durchflussmesser 5 innerhalb der Rohrleitung in Betrieb ist.
Prozess zum Erzeugen von Daten über die Abgreifsignale gemäß der vorliegenden Erfindung – 4
4 zeigt einen Prozess 400, bei dem es sich um einen Prozess zum Erzeugen von Daten handelt, zum Beispiel die Signalfrequenz für Signale, die von Abgreifern 105 und 105' empfangen werden, welche die Schwingungen von Durchflussrohren 103A–B im Coriolis-Durchflussmesser 5 messen. Der Prozess 400 bietet mehrere Vorteile für die Anwendung in einem digitalen Sender 20. Ein erster Vorteil des Prozesses 400 besteht darin, dass trotz der Anwendung von der Festkomma-Arithmetik anstelle der Gleitkom ma-Arithmetik keine Einbuße an Genauigkeit zu verzeichnen ist. Dadurch kann ein kostengünstiger Prozessor mit niedrigem Energieverbrauch verwendet werden, zum Beispiel der TMS3205xxx, hergestellt von Texas Instruments, der ADSP21xx, hergestellt von Analog Devices, oder der 5306x, hergestellt von Motorola Inc. Ein zweiter Vorteil besteht darin, dass die Speicheranforderung für die Befehle für den Prozess 400 klein genug sind, um im internen Speicher der Verarbeitungseinrichtung untergebracht zu werden, wodurch die Notwendigkeit eines schnellen Busses zwischen dem Prozessor und einem externen Speicher entfällt. Die Berechnungsanforderungen werden durch den Prozess 400 verringert, der es ermöglicht, dass die Verarbeitungseinrichtung im Wesentlichen unterhalb der maximalen Taktrate arbeitet.
Der Prozess 400 beginnt in Schritt 401 mit der Dezimierung der Abtastrate von Signalen, die von den Abgreifern empfangen werden, von einer ersten Abtastrate zu einer zweiten, geringeren Abtastrate. Bei einer bevorzugten Ausführungsform werden die Signale von einer ersten Abtastrate von 48 kHz auf eine zweite Abtastrate von 4 kHz dezimiert. Durch die Dezimierung der Abtastraten erhöht sich die Auflösung der Signale, was zu einer höheren Genauigkeit der Berechnungen führt, wie nachstehend in 5 beschrieben. Bei der bevorzugten Ausführungsform erhöhte die Verringerung der Abtastrate von 48 kHz auf 4 kHz die Auflösung des Abtastwertes von B Bits auf B + 1,79 Bits.
In Schritt 402 wird aus den Abtastwertsignalen eine Signalfrequenz berechnet. Ein bevorzugter Prozess zum Berechnen einer geschätzten Signalfrequenz ist in 6 dargestellt. Anschließend wird in Schritt 403 die geschätzte Signalfrequenz zum Demodulieren der empfangenen Signale verwendet. Ein Prozess zum Demodulieren der digitalen Signale ist in den 7 und 8 angegeben. In Schritt 404 erfolgt eine zweite Dezimierung der abgetasteten Signale. Die zweite Dezimierung verringert die Signal-Abtastwerte von einer zweiten Abtastrate auf eine dritte Abtastrate, um so die Auflösung des abgetasteten Signals zu erhöhen. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird die Abtastrate von 4 kHz auf 800 Hz verringert, wodurch sich die Auflösung auf B + 2,95 Bits erhöht. Diese Verringerung erfolgt in der gleichen Art und Weise wie die Dezimierung aus Schritt 401. Nach der zweiten Dezimierung in Schritt 404 werden Berechnungen auf der Grundlage der empfangenen Signale vorgenommen. Dies bildet einen Teil eines Prozesses, der in 9 abgebildet ist. Nachdem das Rauschen entfernt ist, wird in Schritt 405 die Frequenz der Signale von jedem Abgreifsensor ermittelt. In Schritt 406 wird eine Phasendifferenz zwischen dem Signal aus dem ersten Abgreifer und dem Signal aus dem zweiten Abgreifer bestimmt. In Schritt 407 wird daraufhin die Amplitude jedes Signals ermittelt.
Der Prozess 400 wird entweder solange wiederholt, wie der Durchflussmesser in Betrieb ist, oder der Prozess 400 wird beendet.
Ein Prozess zum Dezimieren der Abtastraten von Signalen von den Abgreifern 5
5 stellt einen Prozess zum Dezimieren der Abtastraten von Werten dar, die von den Abgreifern empfangen wurden. Es findet der gleiche Prozess Anwendung wie bei der Dezimierung, die in jedem der Schritte 401, 404 und in dem Prozess zum Bestimmen der Frequenz der Signals ausgeführt wird. In jedem dieser Schritte erfolgt der Prozess 500 für Signale von jedem Abgreifer einzeln. Die Differenz zwischen der Dezimierung, die in jedem Schritt erfolgt, ist die Länge der Eingangsdaten-Vektoren, wie nachstehend beschrieben.
Es wird eine Dezimierung implementiert, wie sie im Prozess 500 beschrieben ist, und zwar unter Verwendung eines Blockverarbeitungsverfahrens, bei dem die Größe des Eingangsvektors genauso groß ist wie das Dezimierungsverhältnis. Das Dezimierungsverhältnis ist der Betrag, um den die Abtastfrequenz mittels Dezimierung verringert wird. Die Anwendung dieses Blockverarbeitungsverfahrens ist ein Vorteil im Hinblick auf die Operationen, da der Prozess lediglich mit einer Ausgangsdatenrate und nicht mit einer Eingangsdatenrate wiederholt werden muss. Das Prinzip hinter dieser Rekursions-Blockfilterung besteht darin, dass eine Darstellung der Statusvariablen der Signale wie folgt lautet: xk+1 = A·xk + B·uk yk = C·xk + D·uk,wobei:

A, B, C, D: = Matrix, die den Zustand des Systems darstellt,
x_k: = ein N + 1-Zustandsvektor zum Zeitpunkt k ist;
u_k: = eine Eingangsgröße und
y_k: = eine Ausgangsgröße ist, die ein dezimiertes Signal darstellt.

Aus der Induktion wird deutlich, dass:
Wenn ein Signal um den Faktor M dezimiert wird, wird nur jeder m-te Abtastwert behalten. Daher können alle bis auf die letzte Ausgangsreihe der obigen Matrix auf die folgende Gleichung eliminiert werden:
Daraus wird deutlich, dass die Anzahl von Akkumulations-/Multiplikationsoperationen für eine Rekursion der obigen Gleichung lautet: NMAC = (N + 1)·(N + M)wobei:

N_MAC: = Anzahl von Akkumulier-/Multiplizieroperationen
N: = Ordnung der Matrix A, und
M: = Blockgröße, die mit der Dezimierungsrate des Prozesses identisch ist.

Deshalb liegt der rechnerische Aufwand für die Durchführung der Dezimierung bei Rsvd = Fout·NMAC wobei

R_svd: = die rechnerische Beanspruchung eines Prozessors
F_out: = die Filterausgaberate.

Der zum Ausführen einer Dezimierung benötigte Speicher muss wie folgt beschaffen sein:
Speicher zum Speichern jedes Filterkoeffizienten, bei dem es sich um einen Read-Only-Memory (ROM) handeln kann;
Speicher zum Speichern des Filterzustandsvektors X ..., der ein Read-Write-(RAM)-Speicher sein muss, und
ein Eingangsblock-Pufferspeicher (Read-Write).
5 veranschaulicht den Prozess der Dezimierung unter Verwendung des oben erwähnten Blockverarbeitungsverfahrens.
Prozess 500 beginnt in Schritt 501 durch den Empfang von m Abtastwerten im Puffer, um einen Eingangsblock zu erstellen. Danach wird der Eingangsblock in Schritt 502 mit dem Zustandsvektor multipliziert. In Schritt 503 werden die Ergebnisse, die jeden m-ten Abtastwert angeben, für die Verwendung in anderen Berechnungen ausgegeben. Prozess 500 endet nach Schritt 503.
Ein Prozess zum Schätzen der Frequenz der empfangenen Signale – 6
Prozess 600 ist ein Prozess zum Schätzen der Frequenz der empfangenen Signale, um die Signale in einem nachfolgenden Verarbeitungsschritt zu demodulieren. Prozess 600 muss in Schritt 403 abgeschlossen werden, bevor die Signale demoduliert werden können. Die nachfolgende Demodulation ist nachstehend beschrieben und in 7 dargestellt.
Der Prozess 600 zum Schätzen der Frequenz der Signale ist in 6 abgebildet. Dieser Prozess 600 wird an einem oder beiden der empfangenen Signale ausgeführt. Der Prozess beginnt in Schritt 601 durch Demultiplexieren des abgetasteten digitalen Signals in eine phasengleiche (I) und eine Quadratur-(Q)-Kompomente. In Schritt 602 erfolgt anschließend eine digitale Integration an der I-Komponente und der Q-Komponente des Signals. In Schritt 603 wird eine Signalkompensation an dem integrierten Signal berechnet. Daraufhin werden die Signalkomponenten multiplexiert, um in Schritt 604 ein digital integriertes Signal zu erzeugen. Das Verhältnis zwischen dem ursprünglichen Signal und dem digital integrierten Signal wird anschließend in Schritt 605 berechnet. Das Verhältnis bildet einen Schätzwert für die Signalfrequenz, die zum Demodulieren der Signale in Prozess 700 genutzt werden kann.
Der Prozess 600 verwendet feststehende Koeffizientenfilter, um die Frequenz zu schätzen. Daher wird kein rekursiver Algorithmus benötigt. Da keine Rekursion zur Anwendung kommt, konvergiert der Prozess 600 stets. Darüber hinaus spürt der Prozess 600 schnell Veränderungen an der Frequenz auf. Die geschätzte Frequenz am Ende des Prozesses 600 wird durch die folgende Gleichung angegeben: Fest = (ωest/2π) × (Fs/12)wobei:

F_est: = geschätzte Frequenz
ω_est: = normalisierte Schwankung und
F_s: = Frequenz der Abtastwerte.

Ein Prozess für einen Hoch-Niedrig-Frequenz-Wählschalter – 8
Prozess 800 aus 8 ist ein optionaler Prozess, der zwischen dem Schätzen der Frequenz und dem Demodulieren des Signals erfolgen kann. Der Hoch-Niedrig-Wählschalter wird zum Bestimmen der interessierenden Frequenz benötigt. Prozess 1000 (siehe 9), der die Signalfrequenz genau misst, weist eine geschätzte Vorspannung und eine geringere Konvergenz in dem normalisierten Frequenzbereich auf: |F0| ≤ 0,05 ∪ |F0| > 0,45 wobei:

F₀: = normalisierte Frequenz des Signals.

Aus dieser Gleichung geht hervor, dass der Prozess zum Bestimmen der Frequenz nicht genau ist, wenn die Abtastrate 4 kHz beträgt und die Frequenzen des gemessenen Signals bei lediglich 20 Hz liegen. Der Prozess 800 korrigiert diese Situation und ermöglicht es, dass der Prozess 1000 auf einer großen Bandbreite von Frequenzen genutzt werden kann. Dies geschieht durch Feststellung in der nachfolgenden Art und Weise, ob der Prozess in einem Hoch- oder einem Niedrig-Frequenzmodus funktioniert: Prozess 800 beginnt im Schritt 801 mit dem Bestimmen, ob die geschätzte Frequenz geringer als oder genauso groß wie eine Bezugsfrequenz ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird die Bezugsfrequenz wahlweise auf 250 Hz festgelegt. Die 250 Hz werden gewählt, weil dies eine Frequenz zwischen den normalen Betriebsfrequenzen konventioneller Durchflussrohre und gerader Durchflussrohre ist.
Wenn die tatsächlich geschätzte Frequenz unter der der Bezugsfrequenz liegt, wird in Schritt 803 eine geschätzte Frequenz von Null zurückgeführt. Wenn die tatsächlich geschätzte Frequenz größer ist als die Bezugsfrequenz, wird die geschätzte Frequenz in Schritt 802 so berechnet, dass sie der tatsächlich geschätzten Frequenz minus 120 Hz entspricht.
Ein Prozess zum Demodulieren der empfangenen Signale – 7
7 zeigt einen Prozess 700 zum Demodulieren der empfangenen digitalen Signale. Der Prozess nutzt die geschätzte Frequenz, die entweder in Prozess 600 (6) oder in Prozess 800 (8) berechnet wurde. Der Prozess 700 beginnt in Schritt 701 mit dem Berechnen einer normalisierten Schwankung, die in der folgenden Gleichung ausgedrückt ist: ωd = 2π(12Fd)/Fs wobei:

ω_d: = die normalisierte Schwankung
F_d: = die geschätzte Frequenz und
F_s: = die Frequenz der Abtastwerte

Der real gewertete „Twiddle"-Faktor wird in Schritt 702 gemäß der folgenden Gleichung berechnet: Wk = cos(ωdk)mit xβ = Λβcos(ωdk + ϕβ)wobei

β: = empfangenes Signal von einem der Abgreifsensoren

Das Skalarprodukt aus dem „Twiddle"-Faktor und dem tatsächlich empfangenen Signal wird in Schritt 702 mit der folgenden Gleichung berechnet: yβ = Wk×β(k) = (Λb/2){cos((ω + ωd)k + ϕ) + cos((ω – ωd)k + ϕ)}.
Es sollte beachtet werden, dass dann, wenn der Prozess 800 den Niedrig-Frequenzmodus zur Folge hat, bei dem die geschätzte Frequenz gleich Null ist, y_β(k) = x_β(k) ist. Ansonsten weist das modulierte Ausgangssignal zwei Komponenten auf, wie nachstehend dargestellt. F± = (Fs/12){(ω ± ωd)/2π}.
Allerdings kann dies durch die nachstehend beschriebene doppelte Dezimierung behoben werden: Die erste Komponente, die dem –-Zeichen in der obigen Gleichung entspricht, ist das interessierende Signal. Das zweite Signal, das dem +-Zeichen in der Gleichung entspricht, wird in dem nächsten Dezimierungsprozess in Schritt 905 aus Prozess 900 herausgefiltert (siehe 9).
Prozess zum Erzeugen von Daten aus den empfangenen Signalen – 9
9 zeigt einen Prozess 900 zum Erzeugen von Daten über die Signale, die von den Sensoren empfangen wurden. Prozess 900 beginnt in Schritt 901 mit dem Berechnen einer Anpassung eines Sperrfilterparameters, der wie folgt berechnet wird. Bekanntlich ist ein Bandsperrfilter-Parameter ein einzelner adaptiver Parameter, dargestellt durch:
wobei α < 1 ein Konvergenzparameter ist, der die Bandbreite des Filters einstellt und a₁ der Parameter ist, der durch die Anpassung gesucht wird. Angenommen, dass |a| < 2, dann ist zu beachten, dass a1 = –2cos(ω).
Die Nullpunkte von H (z) werden angegeben durch die Gleichung: z± = exp(±jω)wobei

z: = Nullpunkte,
j: = eine Konstante und
ω: = eine Periode eines Signals.

Daher werden die Pole der Signale in der folgenden Gleichung ausgedrückt: p± = αexp(±jω)
In Schritt 902 wird a₁ für jedes Signal berechnet. a₁ wird mit Hilfe von einem oder vielen herkömmlichen Algorithmen berechnet, wie beispielsweise RLS, RML oder SGN. Dadurch wird die Signalenergie minimiert.
In Schritt 902 wird die Signalfrequenz jedes Signals ermittelt. Um die Frequenz des Signals zu bestimmen, wird eine normalisierte Frequenz in Bezug auf das dezimierte Signal mit Hilfe der folgenden Gleichung bestimmt: F0 = (1/2π)arccos(–α1/2)wobei:

F₀: = normalisierte Frequenz in Bezug auf das dezimierte Signal und
α₁: = ein aktueller angepasster Wert des Sperrfilterparameters ist.

Die Frequenz der Signale lässt sich daraufhin in Schritt 902 durch Multiplizieren der normalisierten Frequenz mit der Dezimierungsfrequenz (F₁ = F₀ × F_s) ermitteln. In Schritt 903 erfolgt die Quadratur-Demodulation an den Signalen. Die Quadratur-Demodulation wird ausgeführt, indem das Demodulationssignal wie nachstehend gewählt wird, wobei die dominante Frequenz der Signale zu Null verschoben wird. In Prozess 903 wird das Skalarprodukt aus einem Demodulationssignal und den empfangenen Signalen berechnet. Das Modulationssignal wird in der folgenden Art und Weise dargestellt: ω0 = 2πF0,wobei

ω₀: = eine Schwankung des Modulationssignals und
F₀: = die Frequenz des normalisierten Signals, die in Schritt 902 berechnet wurde.

Wie oben erwähnt, können die empfangenen Signale dargestellt werden als:
x_β(k) = Λcos(ω₀k + ϕ_β), wobei β = jedes Signal von einem Abgreifsensor 105–105'.
Aus den obigen Gleichungen ergibt sich die Ausgangsgröße der Quadratur-Demodulation: zβ(k) = Wk×β(k) = A/2{exp(jϕβ) + exp(–j(2ω0k + ϕβ))}
Um die Signalauflösung weiter zu erhöhen, wird in Schritt 904 eine Dezimierung durchgeführt. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist diese Dezimierung eine 40fache Dezimierung, die sowohl an der I- als auch der Q-Komponente der empfangenen Signale ausgeführt wird. Durch diese Dezimierung verringert sich das Ergebnis der komplexen Quadratur-Demodulation auf: zβ(k) = (α/2{exp(jϕβ).
Nach der Dezimierung wird in Schritt 905 eine Phasendifferenz der Signale berechnet. Bei einer Beispielausführungsform wird die Phasendifferenz wie folgt berechnet: Zuerst wird eines der empfangenen Signale, entweder vom linken oder vom rechten Abgreifsensor, entsprechend der nachstehenden Gleichung konjugiert: z'rpo(k) = Λrpo/2)exp(–jϕrpo)ϕ
Anschließend wird das Signal mit dem zweiten Signal multipliziert, um in Schritt 905 eine komplexe Korrelation zwischen den Abgreifsignalen herzustellen, wie durch die folgende Gleichung angegeben:
Daher wird anschließend in Schritt 906 die Phasendifferenz ermittelt und durch die folgende Gleichung angegeben. ϕ(k) = arg(q(k)) = ϕ1st – ϕ2nd.
Mit der Phasendifferenz kann der Massenstrom oder auch eine andere Eigenschaft des Materials berechnet werden, dass durch das Rohr strömt.
Vorstehend sind ein digitaler Sender 20 für einen Coriolis-Durchflussmesser 5 und die Prozesse beschrieben, mit denen Daten über Signale bestimmt werden, die von dem Sender 20 empfangen wurden. Es wird davon ausgegangen, dass von anderer Seite alternative digitale Signalverarbeitungseinrichtungen und Prozesse erdacht und konstruiert werden, die eine Verletzung der vorliegenden Erfindung gemäß den nachstehenden Ansprüchen entweder dem Wortlaut nach oder über Äquivalente darstellen.

Claims

Verfahren (400) zum Verarbeiten von Signalen, die von einem ersten Abgreifsensor (105) und einen zweiten Abgreifsensor (105') empfangen werden, die Schwingungen einer Leitung (103A–103B) messen, unter Verwendung einer digitalen Signalverarbeitungseinrichtung (201), um Informationen über ein durch die Leitung (103A–103B) strömendes Material auszugeben, wobei das Verfahren (400) die folgenden Schritte umfasst: Empfangen (302) von Abtastwerten von Signalen von dem ersten Abgreifsensor (105) und dem zweiten Abgreifsensor (105') mit einer ersten Abtastrate; Durchführen einer ersten Dezimierung (401) der Abtastwerte von der ersten Abtastrate auf eine Zwischen-Abtastrate; Demodulieren (403) der Abtastwerte mit der Zwischen-Abtastrate; Durchführen (404) einer zweiten Dezimierung der Abtastwerte auf eine gewünschte Abtastrate; und Bestimmen (405) einer Schwingungsfrequenz für die Leitung an dem ersten Abgreifsensor (105) und an dem zweiten Abgreifsensor (105') aus den Abtastwerten der Signale mit der gewünschten Abtastrate.
Verfahren (400) nach Anspruch 1, das des Weiteren den folgenden Schritt umfasst: Berechnen (600) einer normalisierten Frequenz der Signale.
Verfahren (400) nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Demodulierens die folgenden Schritte umfasst: Berechnen einer normalisierten Schwankung der normalisierten Frequenz der Signale; und Berechnen (703) von Skalarprodukten der normalisierten Schwankung und der Signale von dem ersten Abgreifsensor und dem zweiten Abgreifsensor, um die Signale zu einer Mittenfrequenz zu verschieben.
Verfahren (400) nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Berechnens der normalisierten Frequenz die folgenden Schritte umfasst: Demultiplexieren (601) der Signale in phasengleiche Komponenten und Quadraturkomponenten; Integrieren (602) der phasengleichen Komponenten; Integrieren (602) der Quadraturkomponenten; Multiplexieren (604) der phasengleichen Komponenten und der Quadraturkomponenten, um digital integrierte Signale zu erzeugen; und Berechnen (605) eines Verhältnisses zwischen einer Amplitude der Signale und einer Amplitude der digital integrierten Signale, um die normalisierte Frequenz der Signale zu erzeugen.
Verfahren (400) nach Anspruch 4, wobei der Schritt des Berechnens der normalisierten Frequenz des Weiteren den folgenden Schritt umfasst: Anlegen (603) der integrierten Quadraturkomponenten an einen Kompensator in Reaktion auf Schritt (602) des Integrierens und vor dem Schritt des Multiplexierens (604).
Verfahren nach Anspruch 4, wobei der Schritt des Berechnens der normalisierten Frequenz des Weiteren den folgenden Schritt umfasst: Anlegen (603) der integrierten phasengleichen Komponenten an einen Kompensator in Reaktion auf den Schritt des Integrierens (602) und vor dem Schritt des Multiplexierens (604).
Verfahren (400) nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Bestimmens der Schwingungsfrequenz der Leitung die folgenden Schritte umfasst: Bestimmen (901) einer normalisierten Frequenz der Signale; Modulieren (902) der normalisierten Frequenz der Signale; und Durchführen (903) einer komplexen Demodulation der Signale unter Verwendung der modulierten normalisierten Frequenz, um die Schwingungsfrequenz der Leitung zu bestimmen.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt des Bestimmens der Schwingungsfrequenz der Leitung des Weiteren die folgenden Schritte umfasst: Dezimieren (904) der demodulierten Signale; und Durchführen (905) einer komplexen Korrelation der Signale, um eine Phasendifferenz zwischen den Signalen zu bestimmen.
Verfahren nach Anspruch 1, das des Weiteren umfasst: Bestimmen (910) einer Phasendifferenz zwischen den Signalen von dem ersten Abgreifsensor und den Signalen von dem zweiten Abgreifsensor.
Verfahren nach Anspruch 1, das des Weiteren die folgenden Schritte umfasst: Bestimmen von Eigenschaften des Materials, das durch die Leitung strömt, in Reaktion auf Bestimmen der Frequenz der Signale von dem ersten Abgreifsensor und der Signale von dem zweiten Abgreifsensor.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei eine der Eigenschaften Massenstrom des Materials ist, das durch die Leitung strömt.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei eine der Eigenschaften Dichte ist.
Vorrichtung (20), die so konfiguriert ist, dass sie mit Abgreifsensoren (105–105') kommuniziert, die an einer Leitung (103A–103B) befestigt sind, die von einer Antriebseinrichtung (104) in Schwingung versetzt wird, und Eigenschaften eines Materials, das durch die Leitung (103A–103B) strömt, anhand von Signalen misst, die von den Abgreifsensoren (105–105') empfangen werden, wobei die Signale Bewegung der Leitung von wenigstens zwei Punkten anzeigen, und die Vorrichtung (20) umfasst: einen Analog-Digital-Wandler (203), der Abtastwerte der Signale in digitale Abtastwerte der Signale umwandelt; und eine Verarbeitungseinrichtung (201), die so konfiguriert ist, dass sie eine erste Dezimierung der digitalen Abtastwerte von einer ersten Abtastrate auf eine Zwischen-Abtastrate durchführt (401); wobei die Verarbeitungseinrichtung so konfiguriert ist, dass sie die digitalen Abtastwerte mit der Zwischen-Abtastrate demoduliert (403); eine zweite Dezimierung der digitalen Abtastwerte auf eine gewünschte Abtastrate durchführt (404); und eine Schwingungsfrequenz für die Leitung (103A–103B) an dem ersten Abgreifsensor (105) und an dem zweiten Abgreifsensor (105') aus den digitalen Abtastwerten der Signale mit der gewünschten Abtastrate bestimmt (405).
Vorrichtung (20) nach Anspruch 13, wobei die Verarbeitungseinrichtung (201) so konfiguriert ist, dass sie die digitalen Abtastwerte demoduliert, indem sie eine normalisierte Frequenz der Signale berechnet (701).
Vorrichtung (20) nach Anspruch 14, wobei die Verarbeitungseinrichtung (201) des Weiteren so konfiguriert ist, dass sie demoduliert, indem sie eine normalisierte Schwankung der normalisierten Frequenz der Signale berechnet (701) und Skalarprodukte der normalisierten Schwankung und der Signale von dem ersten Abgreifsensor (105) sowie von dem zweiten Abgreifsensor (105') berechnet (703), um die Signale auf eine Mittenfrequenz zu verschieben.
Vorrichtung (20) nach Anspruch 14, wobei die Verarbeitungseinrichtung (201) so konfiguriert ist, dass sie die normalisierte Frequenz berechnet, indem sie die Signale in eine phasengleiche Komponente und eine Quadraturkomponente demultiplexiert (601), die phasengleiche Komponente integriert (602), die Quadraturkomponente integriert (602), die phasengleiche Komponente und die Quadraturkomponente multiplexiert (604), um digital integrierte Signale zu erzeugen, und ein Verhältnis zwischen einer Amplitude der Signale und den digital integrierten Signalen berechnet, um die normalisierte Frequenz der Signale zu erzeugen.
Vorrichtung (20) nach Anspruch 16, wobei die Verarbeitungseinrichtung (201) so konfiguriert ist, dass sie die normalisierte Frequenz berechnet, indem sie die integrierte Quadraturkomponente in Reaktion auf Integrieren (602) der Quadraturkomponente und vor dem Multiplexieren (604) der Quadraturkomponente an einen Kompensator anlegt.
Vorrichtung (20) nach Anspruch 16, wobei die Verarbeitungseinrichtung (201) so konfiguriert ist, dass sie die normalisierte Frequenz berechnet, indem sie die integrierte gleichphasige Komponente in Reaktion auf das Integrieren (602) der gleichphasigen Komponente und vor dem Multiplexieren (604) der gleichphasigen Komponente an einen Kompensator anlegt.
Vorrichtung (20) nach Anspruch 13, wobei die Verarbeitungseinrichtung (201) so konfiguriert ist, dass sie die Schwingungsfrequenz der Leitung bestimmt, indem sie: eine normalisierte Frequenz der Signale bestimmt (901); die normalisierte Frequenz der Signale moduliert (902); und eine komplexe Demodulation der Signale unter Verwendung der modulierten normalisierten Frequenz durchführt (903), um die Schwingungsfrequenz der Leitung zu bestimmen.
Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei die Verarbeitungseinrichtung so konfiguriert ist, dass sie die Schwingungsfrequenz der Leitung bestimmt, indem sie: die demodulierten Signale dezimiert (904); und eine komplexe Korrelation der Signale durchführt (905), um eine Phasendifferenz zwischen den Signalen zu bestimmen.
Vorrichtung (20) nach Anspruch 13, wobei die Verarbeitungseinrichtung (201) des Weiteren so konfiguriert ist, dass sie eine Phasendifferenz zwischen den Signalen von dem ersten Abgreifsensor und den Signalen von dem zweiten Abgreifsensor bestimmt (906).
Vorrichtung (20) nach Anspruch 13, wobei die Verarbeitungseinrichtung (201) des Weiteren so konfiguriert ist, dass sie Eigenschaften des Materials, das durch die Leitung strömt, in Reaktion auf das Bestimmen der Frequenz der Signale von dem ersten Abgreifsensor und der Signale von dem zweiten Abgreifsensor bestimmt.
Vorrichtung (20) nach Anspruch 22, wobei eine der Eigenschaften Massenstrom des Materials ist, das durch die Leitung strömt.
Vorrichtung (20) nach Anspruch 22, wobei eine der Eigenschaften Dichte ist.
Vorrichtung (20) nach Anspruch 13, die als Messelektronik für einen Coriolis-Durchflussmesser konfiguriert ist.