CN105865554B - 用于测量装置的谐振电路以及测量装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了用于测量装置的谐振电路以及测量装置。一种谐振电路被配置为：接收通过用ΔΣ调制器ΔΣ‑调制模拟位移信号而获得的脉冲密度信号以及从所述脉冲密度信号获得的多比特信号；以及根据所述脉冲密度信号和所述多比特信号来生成激发信号。所述谐振电路包括：放大系数控制器，其被配置为依据从所述多比特信号获得的振动信号来设置放大系数；乘法器，其被配置为按照所述放大系数来放大脉冲密度信号的电平；以及电路组，其被配置为根据通过进一步ΔΣ‑调制所述乘法器的输出而获得的脉冲密度信号，来生成所述激发信号。所述放大系数控制器被配置为：根据从振动信号获得的振幅信号与目标振幅值之间的差，使用比例控制和积分控制来设置放大系数。

Description

用于测量装置的谐振电路以及测量装置

技术领域

本发明涉及一种用于被配置为通过使物体振动来测量被测对象的物理量的测量装置的谐振电路以及测量装置。

背景技术

作为被配置为通过使物体(例如被测对象或测量件)振动来测量被测对象的物理量的测量装置，已知科里奥利质量流量计。科里奥利质量流量计是这样一种测量仪器，其利用当使两端被支撑的、被测流体流过的测量管垂直地振动时起作用的科里奥利力，并且科里奥利质量流量计被配置基于以其固有频率振动的测量管的上游侧与下游测之间的相位差来测量被测流体的质量流量。科里奥利质量流量计还能够通过对测量管的振动频率进行测量来测量流过该测量管的被测流体的密度。

如在专利文献1中所描述，谐振的振幅依据直径被有利地控制。然而，如果用模拟电路构建如专利文献1中所描述的电路，则诸如运算放大器、模拟开关、计算电阻及电容等构成滤波器的组件的数量会增加，从而引起这样的问题：电路板的面积必须增加，并且还增加了成本。反之，如果采用数字信号处理，则可以使用集成了门阵列、DSP(数字信号处理器)等的IC，从而减小电路板的面积并且降低成本。

在要求高精度测量的科里奥利质量流量计中，如果用数字电路构建谐振电路，则在生成要输入到谐振电路的数字信号时，可以使用高精度ΔΣ型AD转换器IC。

通常，因为ΔΣ-型AD转换器IC在其中配备了ΔΣ调制器和数字低通滤波器(LPF)，在LPF进行处理时会发生延迟。因此，存在这样的问题：在谐振激发时会引起相移，从而使振动控制的精度劣化，由此使测量的精度也劣化。

为了解决这样的问题，专利文献2公开了具有高精度和稳定的谐振电路的科里奥利质量流量计，其中在进行数字信号处理的同时减小了延迟。

图9为示出专利文献2中描述的科里奥利质量流量计的主要配置的框图。检测器510具有：第一传感器512和第二传感器514，其用于测量被测流体流过的诸如U型管或直管之类的测量管(未示出)的上游侧和下游侧的位移；以及激发器516，其由驱动线圈等构成。

第一传感器512和第二传感器514输出的一对模拟位移信号分别被第一ΔΣ调制器520和第二ΔΣ调制器522ΔΣ-调制，由此变成1-比特脉冲密度信号。

脉冲密度信号分别被第一LPF 524和第二LPF 526转换成多比特信号(普通数字数据)。两路多比特信号被发送到信号计算模块528，以便通过已知的技术从中计算质量流率和密度。

第一ΔΣ调制器520和第一LPF 524以及第二ΔΣ调制器522和第二LPF 526分别构成各个ΔΣ-型AD转换器，并且在第一LPF 524和第二LPF 526中发生延迟。

激发电路530为用于驱动激发器516以激发测量管的电路。通过第一ΔΣ调制器520输出的脉冲密度信号以及第一LPF 524输出的多比特信号来操作激发电路530。

激发电路530包括：谐振电路532，其用于根据传感器的输出信号生成激发信号；以及驱动输出模块534，其用于放大并返回激发信号到激发器516。

在谐振电路532中，第一ΔΣ调制器520输出的脉冲密度信号的脉冲高度(电平)被乘法器540放大。乘法器540中的放大系数依据测量管的振幅而确定。换言之，振动振幅比目标值越小，放大系数设置得越高。此外，如果振幅接近目标值，则放大设置为接近0。

具体地，第一HPF 542从第一LPF 524输出的多比特信号中切割DC信号(偏移信号)，以提取振动信号，此振动信号是与测量管的振动对应的AC信号。然后，放大系数控制器544根据振动信号进行比例控制，并且设置乘法器540的放大系数，以便使测量管的振幅稳定到目标值。

图10为示出放大系数控制器544的配置的框图。放大系数控制器544被配置为使得从第一HPF 542输出的、与测量管的振动对应的AC信号的绝对值被执行整流的绝对值电路560所获取。并且，第四LPF 562从该值中切割高频率，从而使该值平滑。因此，获得了作为与测量管的振幅对应的DC信号的振幅信号。

另外，减法器564计算振幅信号与目标振幅值之间的差值。该差值被变量放大器566放大，然后被设置为乘法器540的放大系数。

换言之，以这样一种方式执行比例控制：如果振幅信号小于目标值，则放大系数控制器544的输出增加，并且谐振电路532的增益增加，而另一方面，如果振幅信号接近目标值，则放大系数控制器544的输出接近0，并且谐振电路532的增益减小。

与此同时，寄存器568将用在第四LPF 562中的截止频率、用在减法器564中的目标值、用在变量放大器566中的放大系数(比例增益)存储在其中。这些值可依据测量管的直径而改变，从而允许更加稳定的控制。

回到图9的描述，具有经乘法器540调节的脉冲高度的多比特脉冲密度信号被第三ΔΣ调制器546再次ΔΣ-调制，由此变成1-比特脉冲密度信号。如果脉冲高度在乘法器540中被放大1.2倍，则第三ΔΣ调制器546中的脉冲密度变成原来的1.2倍，并且如果脉冲高度在乘法器540中被放大0.8倍，则第三ΔΣ调制器546中的脉冲密度变成原来的0.8倍。

第三ΔΣ调制器546输出的脉冲密度信号被输入到DAC 548，由此转换成模拟信号。然后，在第三LPF 550从中去除高频成分(量化噪声)并且第二HPF 552从中切割DC信号之后，该模拟信号被作为激发信号而输入到驱动输出模块534。驱动输出模块534放大激发信号，以驱动激发器516。由于这样一系列的操作，得以执行谐振激发。

如上文描述，在专利文献2中描述的科里奥利质量流量计中，根据第一LPF 524(在其中发生延迟)的输出来确定第一ΔΣ调制器520(在其中发生很小的延迟)输出的脉冲密度信号的放大系数。换言之，第一ΔΣ调制器520的输出用于激发信号的参考信号，并且其中不可接受相移，并且第一LPF 524的输出用于设置更少地受延迟影响的放大系数。因此，在数字控制的情况下，也可以执行具有减小的延迟的高精度谐振激发，从而获得稳定的振幅。

专利文献1：日本专利申请公布第2003-302272号

专利文献2：日本专利申请公布第2012-88235号

如上文描述，在基于现有技术的科里奥利质量流量计中，用于执行振幅控制的放大系数控制器544使用比例控制来为返回到激发器516的信号设置放大系数。

然而，使用比例控制来设置放大系数可能会留下实际振幅与目标值之间的稳态偏差。在另一方面，如果增加放大系数以减小稳态偏差，则可能使控制系统不稳定。

发明内容

本发明的各示例实施例提供一种用于测量装置的谐振电路(其中减小了实际振幅与目标值之间的稳态偏差，而没有使控制系统不稳定)以及测量装置。

根据本发明的示例实施例，一种用于测量装置的谐振电路，被配置为：接收通过用ΔΣ调制器ΔΣ-调制模拟位移信号而获得的脉冲密度信号以及从所述脉冲密度信号获得的多比特信号；以及根据所述脉冲密度信号和所述多比特信号来生成激发信号。所述谐振电路包括：

放大系数控制器，其被配置为依据从所述多比特信号获得的振动信号来设置放大系数；

乘法器，其被配置为按照所述放大系数来放大脉冲密度信号的电平；以及

电路组，其被配置为根据通过进一步ΔΣ-调制所述乘法器的输出而获得的脉冲密度信号，来生成所述激发信号；

其中所述放大系数控制器被配置为：根据从所述振动信号获得的振幅信号与目标振幅值之间的差，使用比例控制和积分控制来设置所述放大系数。

关于所述积分控制，所述放大系数控制器可以具有积分值的极限值。

关于所述积分控制，所述放大系数控制器可以被配置为：如果振幅信号超过参考值，则设置积分值为0。

所述放大系数控制器可以被配置为：如果积分值为负，则该积分值被限制为0。

根据本发明，可以提供用于测量装置的谐振电路，其中减小了实际振幅与目标值之间的稳态偏差，而没有使控制系统不稳定。

附图说明

图1为示出采用根据实施例的谐振电路的科里奥利质量流量计的主要配置的框图。

图2为示出实施例中的放大系数控制器的配置的框图。

图3为示出积分器165的配置示例的框图。

图4为示出具有附加的积分重置功能的积分器的框图。

图5为示出在附加了积分重置功能的情况下的放大系数控制器的配置的框图。

图6为示出被配置为积分值为负时将积分值限制为0的放大系数控制器的配置的框图。

图7为示出采用根据实施例的谐振电路的科里奥利质量流量计的主要配置的替选示例的框图。

图8为示出采用根据实施例的谐振电路的科里奥利质量流量计的主要配置的第二替选示例的框图。

图9为示出专利文献2中描述的科里奥利质量流量计的主要配置的框图。

图10为示出放大系数控制器的配置的框图。

具体实施方式

将参照附图描述本发明的各个实施例。图1为示出采用根据实施例的谐振电路132的科里奥利质量流量计100的主要配置的框图。同时，本发明的谐振电路不限于科里奥利质量流量计，而可以应用于被配置为通过使物体(例如被测对象或测量件)振动来测量物理量的任何其他测量装置。

如该图所示，科里奥利质量流量计100具有检测器110、第一ΔΣ调制器120、第二ΔΣ调制器122、第一LPF 124、第二LPF 126、信号计算模块128以及激发电路130。

检测器110具有：第一传感器112和第二传感器114，其用于测量被测流体流过的诸如U型管或直管之类的测量管(未示出)的上游侧和下游侧的位移；以及激发器116，其由驱动线圈等构成。

第一传感器112和第二传感器114输出的一对模拟位移信号分别被第一ΔΣ调制器120和第二ΔΣ调制器122ΔΣ-调制，由此变成1-比特脉冲密度信号。

脉冲密度信号分别被第一LPF 124和第二LPF 126转换成多比特信号(普通数字数据)。两路多比特信号被发送到信号计算模块128，以便通过已知的技术从中计算质量流率和密度。

激发电路130为用于驱动激发器116以激发测量管的电路。通过第一ΔΣ调制器120输出的脉冲密度信号以及第一LPF 124输出的多比特信号来操作激发电路130。

激发电路130包括：谐振电路132，其用于根据传感器的输出信号生成激发信号；以及驱动输出模块134，其用于放大并返回激发信号到激发器116。

在谐振电路132中，第一ΔΣ调制器120输出的脉冲密度信号的脉冲高度(电平)被乘法器140放大。乘法器140中的放大系数依据测量管的振幅而确定。

具体地，第一HPF 142从第一LPF 124输出的多比特信号中切割DC信号(偏移信号)，以提取振动信号，此振动信号是与测量管的振动对应的AC信号。然后，放大系数控制器144根据振动信号来设置乘法器140的放大系数，以便使测量管的振幅稳定到目标值。放大系数控制器144的详细的配置与操作将在下文中描述。

具有经乘法器140调节的脉冲高度的多比特脉冲密度信号被第三ΔΣ调制器146在此ΔΣ-调制，并且因此变成1-比特脉冲密度信号。第三ΔΣ调制器146输出的脉冲密度信号被输入到DAC 148，由此转换成模拟信号。然后，在第三LPF 150从中去除高频成分(量化噪声)并且第二HPF 152从中切割DC信号之后，该模拟信号被作为激发信号而输入到驱动输出模块134。驱动输出模块134放大激发信号，以驱动激发器116。由于这样一系列的操作，得以执行谐振激发。同时，在本示例中，DAC 148、第三LPF 150以及第二HPF 152被称为用于生成激发信号的电路组。

图2为示出本实施例中的放大系数控制器144的配置的框图。如该图所示，放大系数控制器144具有绝对值电路160、第四LPF 161、减法器162、第一变量放大器163、第二变量放大器164、积分器165、加法器166以及寄存器167。

由于这种配置，放大系数控制器144被配置为使得从第一HPF 142输出的振动信号的绝对值被执行整流的绝对值电路160所获取。并且，第四LPF 161从该值中切割高频率，从而使该值平滑。因此，获得了作为与测量管的振幅对应的DC信号的振幅信号。

另外，减法器162获取振幅信号与目标振幅值之间的差值。通过由第一变量放大器163放大该差值来执行比例控制，并且通过由积分器165对值进行积分来执行积分控制，该值通过由第二变量放大器164放大该差值而获得。

图3为示出积分器165的配置示例的框图。输出的积分值经过时间延迟运算器171，然后被加法器172加到输入值，从而进行积分运算。可以定义积分时间常数τ，例如，τ＝Gp/Gi/fs，其中Gp为比例增益，Gi为积分增益，而且fs为放大系数控制器144中的采样频率。此外，积分器165中提供了限制电路173，以防止时间延迟运算器171受溢出的影响。

回到图2的描述，第一变量放大器163输出的比例控制值与积分器165输出的积分控制值在加法器166中彼此相加，然后输入到下一阶段中的乘法器140。

寄存器167将用在第四LPF 161中的截止频率、用在减法器162中的目标值、用在第一变量放大器163中的放大系数(比例增益)、以及用在第二变量放大器164中的放大系数(积分增益)存储在其中。这些值可依据测量管的直径而改变，从而允许更加稳定的控制。同时，应该注意在设置比例增益和积分增益时，控制系统的稳定性(例如增益裕度或相位裕度)被考虑在内，以防止振荡等。

如上文描述，根据本实施例，除相关技术的比例控制之外，还执行对偏差的积分值做加法的积分控制，从而减小了实际振幅与目标值之间的稳态偏差，而没有使控制系统不稳定。

替代性地，如图4所示，可以将通过控制器174和比较器175实现的积分重置功能添加到积分器165中。在该图的示例中，通过比较器175相互比较第四LPF 161输出的振幅信号和预设的积分重置电平(参考值)。如果振幅信号等于或高于积分重置电平，则比较器175向控制器174输入重置信号。

如果重置信号输入到控制器174，则控制器174会输出0，否则将限制电路173的输出按照原样输出。因此，当振幅信号等于或高于积分重置电平时，积分值被重置。

例如，如果气泡夹带于被测流体之中，则存在测量管的振幅减小并且积分器165的输出达到极限的情况。在这种状态下，如果气泡的夹带被稳定，则尽管其输出为极限，积分器165仍然试图使振幅值接近目标值。因此，存在这样一种风险：引起过度积分并且振幅信号不断地增加，以致检测器110异常地振动。

因此，如果第四LPF 161输出的振幅信号超过积分重置电平，则积分值被重置，以防止过度积分。

替代性地，在这种情况下，放大系数控制器144可以被配置为如图5所示。换言之，可以在寄存器167中预先设置积分重置电平，并且积分重置电平和第四LPF 161的输出可以输入到如图4所示配置的积分器165。

此外，如图6所示，当积分值为负的时候，限制电路173可以限制积分值为0。在这种情况下，因为在重置后的“振幅目标值<振幅信号”期间，不能进行负积分，积分值可以平滑地返回到目标振幅值。

图7为示出采用根据本实施例的谐振电路132的科里奥利质量流量计100的主要配置的替选示例的框图。该替选示例的谐振电路132中提供有稳态路径和启动状态路径，它们被选择器184在彼此之间切换，以便可以选择性地使用其中的任一个。在稳态路径中，生成其振幅稳定到目标值的激发信号，而在启动状态路径中，生成其振幅迅速地达到目标值的激发信号。

在从稳态路径和启动状态路径向驱动输出模块134输出激发信号之前，两条路径的输出将被加法器190相加，但是两条路径的信号均没有被相加，这是因为只有被选择器184选择的一条路径的信号输入到了加法器190。

在稳态路径中，第一ΔΣ调制器120输出的脉冲密度信号的脉冲高度(电平)被乘法器140放大。如上文描述，乘法器140中的放大系数由放大系数控制器144依据测量管的振幅使用比例控制和积分控制来设置。

具有经乘法器140调节的脉冲高度的多比特脉冲密度信号被第三ΔΣ调制器146再次ΔΣ-调制，由此变成1-比特脉冲密度信号。第三ΔΣ调制器146输出的脉冲密度信号通过选择器184中的输入1-输出1路径输入到DAC 148，由此转换成模拟信号。然后，在第三LPF 150从中去除高频成分(量化噪声)，并且第二HPF 152从中切割DC信号之后，该模拟信号通过加法器190被作为激发信号输入到驱动输出模块134。驱动输出模块134放大激发信号，以驱动激发器116。由于这样一系列的操作，得以在稳态中执行谐振激发。

在启动状态路径中，使用比较器180将第一HPF 142输出的振动信号二值化。换言之，如果振动的位移为正，则输出H，而如果振动的位移为负，则输出L。

比较器180的输出通过选择器184中的输入2-输出2路径输入到第二DAC 186，由此转换成矩形模拟信号。然后，在第三HPF 188从中切割DC信号之后，该模拟信号通过加法器190被作为激发信号输入到驱动输出模块134。因此，如果振动的位移为正，则激发信号变成正最大值，而如果振动的位移为负，则激发信号变成负最大值。

换言之，在稳态路径中，放大系数设置为与振动的振幅对应，由此获得常数振幅，而在启动状态路径中，返回与振动的正位移和负位移对应的最大值，以便振幅能够迅速达到目标值。

在此，通过切换确定模块182来控制选择器184的切换。切换确定模块182生成具有与第一HPF 142输出的振动信号的振幅对应的振幅的振幅信号。并且，如果振幅信号小于预定参考值，则这种情况被认为是启动状态，由此将选择器184切换到启动状态路径，即输入2-输出2路径。在另一方面，如果振幅信号大于预定参考值，则这种情况被认为是稳态，由此将选择器184切换到稳态路径，即输入1-输出1路径。

根据本替选示例，类似地，除相关技术的比例控制之外，还执行了对偏差的积分值做加法的积分控制，从而减小了实际振幅与目标值之间的稳态偏差，而没有使控制系统不稳定。

图8为示出采用根据本实施例的谐振电路132的科里奥利质量流量计100的主要配置的第二替选示例的框图。在以上的替选示例中，第一ΔΣ调制器120的输出被输入到乘法器140，并且第一LPF 124的输出被输入到第一HPF 142。然而，根据第二替选示例，第一ΔΣ调制器120的输出和第二ΔΣ调制器122的输出在第一加法器192中相加，然后被输入到乘法器140，并且第一LPF 124的输出和第二LPF 126的输出在第二加法器194中相加，然后被输入到第一HPF 142。

根据第二替选示例，即使第一传感器112的输出或第二传感器114的输出由于气泡的夹带等而导致暂时失调，两路输出仍可以被平均，以减少失调的影响。

另外，根据第二替选示例，类似地，除相关技术的比例控制之外，还执行了对偏差的积分值做加法的积分控制，从而减小了实际振幅与目标值之间的稳态偏差，而没有使控制系统不稳定。

Claims (7)

1.一种用于测量装置的谐振电路，其被配置为：接收通过用ΔΣ调制器ΔΣ-调制模拟位移信号而获得的脉冲密度信号以及从所述脉冲密度信号获得的多比特信号；以及根据所述脉冲密度信号和所述多比特信号来生成激发信号，所述谐振电路包括：

放大系数控制器，其被配置为依据从所述多比特信号获得的振动信号来设置放大系数；

乘法器，其被配置为按照所述放大系数来放大所述脉冲密度信号的电平；以及

电路组，其被配置为根据通过进一步ΔΣ-调制所述乘法器的输出而获得的脉冲密度信号，来生成所述激发信号；

其中所述放大系数控制器被配置为：根据从所述振动信号获得的振幅信号与目标振幅值之间的差，使用比例控制和积分控制来设置所述放大系数，所述放大系数控制器包括放大器和积分器，

并且其中，关于所述积分控制，所述放大系数控制器被配置为：当所述振幅信号超过参考值且不断接近所述目标振幅值且所述积分器的输出达到极限时，则设置积分值为0，以防止过度积分，所述参考值不同于所述目标振幅值。

2.根据权利要求1所述的谐振电路，其中关于所述积分控制，所述放大系数控制器具有积分值的极限值。

3.根据权利要求2所述的谐振电路，其中所述放大系数控制器被配置为：如果所述积分值为负，则所述积分值被限制为0。

4.根据权利要求1所述的谐振电路，其中所述放大系数控制器被配置为：如果所述积分值为负，则所述积分值被限制为0。

5.根据权利要求1所述的谐振电路，其中所述放大器被配置为放大从所述振动信号获得的振幅信号与所述目标振幅值之间的差，所述积分器被配置为对所述放大器输出的值进行积分。

6.根据权利要求5所述的谐振电路，其中所述放大系数控制器还包括另一个放大器和加法器，所述另一个放大器被配置为放大从所述振动信号获得的振幅信号与所述目标振幅值之间的差，所述加法器被配置为将所述另一个放大器输出的比例控制值和所述积分器输出的积分控制值相加。

7.一种测量装置，其包括：

检测器，其被配置为根据在物体振动时发生的所述物体的位移，输出模拟位移信号；

ΔΣ调制器，其被配置为ΔΣ-调制所述模拟位移信号，以输出脉冲密度信号；

低通滤波器，其被配置为将所述脉冲密度信号转换成多比特信号；以及

谐振电路，其被配置为根据所述脉冲密度信号和所述多比特信号，来生成激发信号，所述谐振电路包括：

放大系数控制器，其被配置为依据从所述多比特信号获得的振动信号，来设置放大系数；

乘法器，其被配置为按照所述放大系数来放大所述脉冲密度信号的电平；以及

电路组，其被配置为根据通过进一步ΔΣ调制所述乘法器的输出而获得的脉冲密度信号，来生成所述激发信号；

其中所述放大系数控制器被配置为：根据从所述振动信号获得的振幅信号与目标振幅值之间的差，使用比例控制和积分控制来设置所述放大系数，所述放大系数控制器包括放大器和积分器，

并且其中，关于所述积分控制，所述放大系数控制器被配置为：当所述振幅信号超过参考值且不断接近所述目标振幅值且所述积分器的输出达到极限时，则设置积分值为0，以防止过度积分，所述参考值不同于所述目标振幅值。

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