JP5042226B2 - 振動流量計のための駆動信号を生成する計器電子機器及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、振動流量計に関し、より詳細には、振動流量計のための駆動信号を生成する計器電子機器及び方法に関する。

典型的に、コリオリ質量流量計及び振動密度計などの振動導管センサは、流れる物質を含む振動導管の動きを検出することによって動作する。質量流量及び密度などの、導管内の物質に関連する特性は、導管に関連する運動変換器から受け取られた測定信号を処理することによって決定されることができる。振動物質で満たされた系の振動モードは、一般に、物質を含む導管とそこに含まれる物質の合成質量、剛性及び減衰特性によって影響を受ける。

典型的なコリオリ質量流量計は、パイプライン又はその他の輸送システムにおいて直列に接続され、システムにおいて例えば流体及びスラリなどの物質を運搬する１つ又は複数の導管を含む。各導管は、例えば、単純曲げモード、捩れモード、半径方向モード及び結合モードを含む１組の固有振動モードを有すると見なされることができる。典型的なコリオリ質量流量測定の応用例では、物質が導管内を流れるとき、導管は１つ又は複数の振動モードで励振され、導管に沿って間隔を置いて設定された地点で、導管の動きが測定される。典型的には、励振は、周期的に導管を摂動させるアクチュエータ、例えば、ボイスコイル型駆動体などの電気機械装置によって提供される。質量流量は、変換器位置における動きの間の時間遅延又は位相差を測定することによって決定されることができる。典型的には、２つのそのような変換器（又はピックオフ・センサ）が、１つ又は複数の流管の振動応答を測定するために利用され、典型的にはアクチュエータの上流及び下流の位置に配置される。２つのピックオフ・センサは、ケーブルによって電子機器に接続される。機器は２つのピックオフ・センサから信号を受け取り、質量流量測定値を導出するために信号を処理する。

流量測定値を生成するのに加えて、流量計の電子機器は駆動信号も生成しなければならない。駆動信号は、正確な流量特性の測定を可能にする振動数又は振動数付近で、流量計の振動を最適に駆動すべきである。加えて、駆動信号は、振動の迅速で信頼性のある始動を可能にするべきである。更に、駆動信号は、正確でタイムリな流量計の診断動作も可能にするべきである。

上記及びその他の問題は、振動流量計のための駆動信号を生成するための計器電子機器及び方法の提供によって解決され、当技術分野における進歩が達成される。

本発明の一つの実施の形態にしたがって、振動流量計のための駆動信号を生成するための計器電子機器が提供される。計器電子機器は、振動流量計からセンサ信号を受け取るためのインタフェースと、このインタフェースと通信する処理システムとを含む。処理システムは、センサ信号を受け取り、位相シフト・センサ信号を生成するためにセンサ信号を実質的に９０度位相シフトさせ、振動流量計の周波数応答から位相シフト値（θ）を決定し、駆動信号を生成するために位相シフト値（θ）をセンサ信号及び位相シフト・センサ信号と組み合わせるように構成される。処理システムは更に、センサ信号及び位相シフト・センサ信号からセンサ信号振幅を決定し、センサ信号振幅に基づいて駆動信号振幅を生成するように構成される。駆動信号位相はセンサ信号位相と実質的に同一である。

本発明の一つの実施の形態にしたがって、振動流量計のための駆動信号を生成する方法が提供される。この方法は、振動流量計からセンサ信号を受け取るステップを含む。方法は更に、位相シフト・センサ信号を生成するためにセンサ信号を実質的に９０度位相シフトさせるステップと、センサ信号及び位相シフト・センサ信号からセンサ信号振幅を決定するステップと、センサ信号振幅に基づいて駆動信号振幅を生成するステップとを含む。方法は更に、駆動信号振幅を含む駆動信号を生成するステップを含む。

本発明の一つの実施の形態にしたがって、振動流量計のための駆動信号を生成する方法が提供される。この方法は、振動流量計からセンサ信号を受け取るステップと、位相シフト・センサ信号を生成するためにセンサ信号を実質的に９０度位相シフトさせるステップと、振動流量計の周波数応答から位相シフト値（θ）を決定するステップとを含む。方法は更に、駆動信号を生成するために位相シフト値（θ）をセンサ信号及び位相シフト・センサ信号と組み合わせるステップを含む。駆動信号位相はセンサ信号位相と実質的に同一である。

本発明の一つの実施の形態にしたがって、振動流量計のための駆動信号を生成する方法が提供される。この方法は、振動流量計からセンサ信号を受け取るステップと、位相シフト・センサ信号を生成するためにセンサ信号を実質的に９０度位相シフトさせるステップと、振動流量計の周波数応答から位相シフト値（θ）を決定するステップと、駆動信号を生成するために位相シフト値（θ）をセンサ信号及び位相シフト・センサ信号と組み合わせるステップとを含む。方法は更に、センサ信号及び位相シフト・センサ信号からセンサ信号振幅を決定するステップと、センサ信号振幅に基づいて駆動信号振幅を生成するステップとを含む。駆動信号位相はセンサ信号位相と実質的に同一である。

計器電子機器の一つの態様では、位相シフトはヒルベルト変換によって実行される。

計器電子機器の別の態様では、位相シフト値（θ）は補償値を含む。

計器電子機器のまた別の態様では、位相シフト値（θ）の決定は、位相シフト値（θ）を生成するために周波数応答を周波数／位相関係に線形に相関させることを含む。

計器電子機器のまた別の態様では、センサ信号振幅の決定は、センサ信号を表すＡｃｏｓωｔ項を受け取ること、位相シフトからＡｓｉｎωｔ項を生成すること、Ａｃｏｓωｔ項及びＡｓｉｎωｔ項を二乗すること、及び、センサ信号振幅を決定するために、二乗されたＡｃｏｓωｔ項と二乗されたＡｓｉｎωｔ項との和の平方根を取ることを含む。

計器電子機器のまた別の態様では、駆動信号振幅の生成は、センサ信号振幅を振幅目標と比較すること、及び、駆動信号振幅を生成するためにセンサ信号振幅をスケーリングすることを更に含み、スケーリングはセンサ信号振幅と振幅目標の比較に基づく。

計器電子機器のまた別の態様では、処理システムは流量計の始動時に駆動信号をチャープするように更に構成される。

計器電子機器のまた別の態様では、処理システムは流量計の始動時に駆動信号をチャープするように更に構成され、チャープは流量計が始動するまで２つ以上の周波数範囲を掃引することを含む。

計器電子機器のまた別の態様では、処理システムは駆動信号を線形化するように更に構成される。

計器電子機器のまた別の態様では、処理システムは、ピーク検出を使用して第２の振幅を計算し、センサ信号振幅を第２の振幅と比較し、第２の振幅がセンサ信号振幅より高い場合、ピックオフ・センサで広帯域雑音を検出するように更に構成される。

方法の一つの態様では、位相シフトさせるステップはヒルベルト変換によって実行される。

方法のまた別の態様では、方法は、センサ信号及び位相シフト・センサ信号からセンサ信号振幅を決定するステップと、センサ信号振幅に基づいて駆動信号振幅を生成するステップと、駆動信号振幅を駆動信号に含めるステップとを更に含む。

方法の別の態様では、センサ信号振幅を決定するステップは、センサ信号を表すＡｃｏｓωｔ項を受け取るステップと、位相シフトからＡｓｉｎωｔ項を生成するステップと、Ａｃｏｓωｔ項及びＡｓｉｎωｔ項を二乗するステップと、センサ信号振幅を決定するために、二乗されたＡｃｏｓωｔ項と二乗されたＡｓｉｎωｔ項との和の平方根を取るステップとを含む。

方法のまた別の態様では、駆動信号振幅を生成するステップは、センサ信号振幅を振幅目標と比較するステップと、駆動信号振幅を生成するためにセンサ信号振幅をスケーリングするステップであって、スケーリングがセンサ信号振幅と振幅目標の比較に基づくステップとを更に含む。

方法のまた別の態様では、方法は、センサ信号を表すＡｃｏｓωｔ項を受け取るステップと、位相シフトからＡｓｉｎωｔ項を生成するステップと、Ａｃｏｓωｔ項及びＡｓｉｎωｔ項を二乗するステップと、センサ信号振幅を決定するために、二乗されたＡｃｏｓωｔ項と二乗されたＡｓｉｎωｔ項との和の平方根を取るステップと、センサ信号振幅に基づいて駆動信号振幅を生成するステップと、駆動信号振幅を駆動信号に含めるステップとを更に含む。

方法のまた別の態様では、方法は、センサ信号を表すＡｃｏｓωｔ項を受け取るステップと、位相シフトからＡｓｉｎωｔ項を生成するステップと、Ａｃｏｓωｔ項及びＡｓｉｎωｔ項を二乗するステップと、センサ信号振幅を決定するために、二乗されたＡｃｏｓωｔ項と二乗されたＡｓｉｎωｔ項との和の平方根を取るステップと、センサ信号振幅を振幅目標と比較するステップと、駆動信号振幅を生成するためにセンサ信号振幅をスケーリングするステップであって、スケーリングがセンサ信号振幅と振幅目標の比較に基づくステップと、駆動信号振幅を駆動信号に含めるステップとを更に含む。

方法のまた別の態様では、振動流量計の周波数応答から位相シフト値（θ）を決定するステップと、駆動信号位相を生成するために位相シフト値（θ）をセンサ信号及び位相シフト・センサ信号と組み合わせるステップと、駆動信号位相を駆動信号に含むステップであって、駆動信号位相がセンサ信号位相と実質的に同一であるステップとを含む。

方法のまた別の態様では、位相シフト値（θ）は補償値を含む。

方法のまた別の態様では、位相シフト値（θ）を決定するステップは、位相シフト値（θ）を生成するために周波数応答を周波数／位相関係に線形に相関させるステップを含む。

方法のまた別の態様では、方法は、位相シフト値（θ）を生成するために周波数応答を周波数／位相関係に線形に相関させるステップと、駆動信号位相を生成するために位相シフト値（θ）をセンサ信号及び位相シフト・センサ信号と組み合わせるステップと、駆動信号位相を駆動信号に含めるステップであって、駆動信号位相がセンサ信号位相と実質的に同一であるステップとを更に含む。

方法のまた別の態様では、方法は、流量計の始動時に駆動信号をチャープするステップを更に含む。

方法のまた別の態様では、方法は、流量計の始動時に駆動信号をチャープするステップであって、チャープは流量計が始動するまで２つ以上の周波数範囲を掃引するステップを含むステップを更に含む。

方法のまた別の態様では、方法は駆動信号を線形化するステップを更に含む。

方法のまた別の態様では、方法は、ピーク検出を使用して第２の振幅を計算するステップと、センサ信号振幅を第２の振幅と比較するステップと、第２の振幅がセンサ信号振幅より高い場合、ピックオフ・センサで広帯域雑音を検出するステップとを更に含む。

同じ参照番号は全ての図面で同じ要素を表す。

図１〜図２０及び以下の説明は、本発明の最良の態様をどのように作成し、使用すべきかを当業者に教示するための具体的な例を示している。本発明の原理を教示する目的のため、幾つかの従来の態様は簡略化又は省略される。当業者は、これらの例から、本発明の範囲内に包含される変形を理解するであろう。当業者は、以下で説明される特徴が、本発明の多数の変形を形成するために、様々な方法で組み合わされ得ることを理解するであろう。結果として、本発明は、以下で説明される具体的な例に限定されず、特許請求の範囲及びその均等物によってのみ限定される。

図１は、計器組立体１０及び計器電子機器２０を含むコリオリ流量計５を示している。計器組立体１０はプロセス物質の質量流量及び密度に応答する。計器電子機器２０は、密度、質量流量、温度情報、及び本発明に関係のないその他の情報を経路２６を介して提供するように、リード線１００を介して計器組立体１０に接続される。コリオリ流量計構造が説明されるが、当業者には明らかなように、コリオリ質量流量計によって提供される追加の測定機能がなくても、本発明は振動管密度計として実施され得る。

計器組立体１０は、１対の連結管１５０、１５０’と、フランジ・ネック１１０、１１０’を有するフランジ１０３、１０３’と、１対の平行な流管１３０、１３０’と、駆動機構１８０と、温度センサ１９０と、１対の速度センサ１７０Ｌ、１７０Ｒとを備える。流管１３０、１３０’は、流管取り付けブロック１２０、１２０’において互いに１つにまとめられる、２つの基本的に直線の入口脚部１３１、１３１’及び出口脚部１３４、１３４’を有する。流管１３０、１３０’は、その長さ方向の２つの対称な位置において曲がり、その長さにわたって基本的に平行である。固定バー１４０、１４０’は、各流管が振動する軸Ｗ、Ｗ’を規定するのに役立つ。

流管１３０、１３０’の側脚１３１、１３１’及び１３４、１３４’は、流管取り付けブロック１２０、１２０’に固定して取り付けられ、これらのブロックが連結管１５０、１５０’に固定して取り付けられる。これは、コリオリ計器組立体１０を通過する、連続した閉じた物質経路を提供する。

孔１０２、１０２’を有するフランジ１０３、１０３’が、入口端１０４及び出口端１０４’を介して、測定されるプロセス物質を運ぶプロセス・ライン（図示されず）に接続された場合、物質は、フランジ１０３の開口部１０１を通って、計器の端１０４に入り、連結管１５０を通って、面１２１を有する流管取り付けブロック１２０に導かれる。連結管１５０内で物質は分岐させられ、流管１３０、１３０’を通って送られる。流管１３０、１３０’から出るときに、プロセス物質は、連結管１５０’内で再び１つの流れにまとめられ、その後、ボルト孔１０２’を有するフランジ１０３’によってプロセス・ライン（図示せず）に接続された出口端１０４’に送られる。

流管１３０、１３０’は、曲げ軸Ｗ−Ｗ、Ｗ’−Ｗ’それぞれの周りで実質的に同じ質量分布、慣性モーメント及びヤング率を有するように選択され、流管取り付けブロック１２０、１２０’に適切に取り付けられる。これらの曲げ軸は固定バー１４０、１４０’を通過する。流管のヤング率が温度に伴って変化し、この変化は流量及び密度の計算に影響を与えるので、測温抵抗体（ＲＴＤ）１９０が流管の温度を継続的に測定するように流管１３０’に取り付けられる。流管の温度、したがって所定の電流を流すためにＲＴＤの両端に出現する電圧は、流管を通る物質の温度によって左右される。ＲＴＤの両端に出現する温度依存性の電圧は、流管温度の変化に起因する流管１３０、１３０’の弾性率の変化を補償するように、計器電子機器２０によって周知の方法で使用される。ＲＴＤはリード線１９５によって計器電子機器２０に接続される。

流管１３０、１３０’は、駆動体１８０によって、流量計の１次位相ずれ曲げモードと呼ばれるモードで、それぞれの曲げ軸Ｗ、Ｗ’の周りで反対方向に駆動される。この駆動機構１８０は、流管１３０’に取り付けられた磁石と、流管１３０に取り付けられて両方の流管を振動させるために交流電流が流される対向するコイルなどの、多くの周知の構成の１つを含むことができる。適切な駆動信号が、計器電子機器２０によって、リード線１８５を介して駆動機構１８０に与えられる。

計器電子機器２０は、リード線１９５上でＲＴＤ温度信号を受け取り、リード線１６５Ｌで左速度信号を受け取り、リード線１６５Ｒ上で右速度信号を受け取る。計器電子機器２０は要素１８０を駆動し、管１３０、１３０’を振動させるために、リード線１８５上に出現する駆動信号を生成する。計器電子機器２０は、計器組立体１０を通過する物質の質量流量及び密度を計算するために、左右の速度信号及びＲＴＤ信号を処理する。この情報は、その他の情報とともに、計器電子機器２０によって、経路２６を介して利用手段２９に与えられる。

図２は、本発明の一つの実施の形態による計器電子機器２０を示している。計器電子機器２０はインタフェース２０１と処理システム２０３とを備えることができる。計器電子機器２０は、計器組立体１０から、ピックオフ／速度センサ信号などの第１及び第２のセンサ信号を受け取る。計器電子機器２０は、コリオリ流量計として動作することを含め、質量流量計として動作することができ、又は密度計として動作することができる。計器電子機器２０は、計器組立体１０を流れる流れ物質の流れ特性を取得するために、第１及び第２のセンサ信号を処理する。例えば、計器電子機器２０は、センサ信号から、例えば、位相差、周波数、時間差（Δｔ）、密度、質量流量及び体積流量のうちの１つ又は複数を決定することができる。加えて、計器電子機器２０は駆動信号を生成し、駆動信号を計器組立体１０の駆動体１８０（図１）に供給することができる。更に、その他の流れ特性を本発明によって決定することができる。その決定が以下で説明される。

インタフェース２０１は、速度センサ１７０Ｌ、１７０Ｒのうちの一方から、図１のリード線１００を介してセンサ信号を受け取る。インタフェース２０１は、任意の方式のフォーマッティング、増幅、バッファリングなどの、必要な又は望まれる信号調整を実行することができる。代りに、信号調整の一部又は全部を処理システム２０３で実行することもできる。加えて、インタフェース２０１は、計器電子機器２０と外部装置の間の通信を可能にすることができる。インタフェース２０１は、任意の方式の電子的、光又は無線の通信を行うことができる。

一つの実施の形態のインタフェース２０１は、デジタイザ（図示されず）を備えることができ、その場合、センサ信号はアナログ・センサ信号を含む。デジタイザはアナログ・センサ信号をサンプリングし、デジタル化し、デジタル・センサ信号を生成する。デジタイザは任意の必要とされるデシメーションも実行することができ、その場合、デジタル・センサ信号は、必要とされる信号処理の量を低減するよう、及び処理時間を短縮するようデシメートされる。

処理システム２０３は計器電子機器２０の動作を実施し、流量計組立体１０からの流量測定値を処理する。処理システム２０３は１つ又は複数の処理ルーチンを実行し、それによって、１つ又は複数の流れ特性を生成するように流量測定値を処理する。

処理システム２０３は、汎用コンピュータ、マイクロプロセシングシステム、論理回路、又はその他の何らかの汎用もしくはカスタマイズされた処理装置を含むことができる。処理システム２０３は多数の処理装置に分散されることができる。処理システム２０３は、記憶システム２０４などの任意の方式の統合された又は独立の電子記憶媒体を含むことができる。

処理システム２０３は、とりわけ駆動信号を生成するためにセンサ信号２１０を処理する。駆動信号は、図１の流管１３０、１３０’などの、１つ又は複数の関連する流管を振動させるために駆動体１８０に供給される。

図示された一つの実施の形態においては、処理システム２０３は、センサ信号２１０とセンサ信号２１０から生成される９０度位相シフト２１１とから駆動信号を決定する。処理システム２０３は、センサ信号２１０と位相シフト２１３から、少なくとも駆動信号位相角及び駆動信号振幅を決定することができる。結果として、（上流及び下流ピックオフ信号のうちの一方などの）第１又は第２の位相シフト・センサ信号又はそれらの組み合わせが、本発明による処理システム２０３によって処理されて駆動信号を生成することができる。

記憶システム２０４は、流量計パラメータ及びデータと、ソフトウェアルーチンと、定数値と、変数値とを保存することができる。一つの実施の形態においては、記憶システム２０４は、処理システム２０３によって実行されるルーチンを含む。一つの実施の形態においては、記憶システム２０４は、ルーチンの中でもとりわけ、位相シフト・ルーチン２２０と、信号調整ルーチン２２１と、位相角ルーチン２２２と、振幅ルーチン２２３とを保存する。

一つの実施の形態においては、記憶システム２０４は、コリオリ流量計５などの流量計を動作させるために使用されるデータ及び変数を保存する。一つの実施の形態の記憶システム２０４は、ピックオフ／速度センサ１７０Ｌ、１７０Ｒのうちの一方から受け取られるセンサ信号２１０などの変数を保存し、センサ信号２１０から生成される９０度位相シフト２１１を保存する。加えて、記憶システム２０４は、センサ信号位相２１２と、駆動信号位相２１３と、センサ信号振幅２１４と、駆動信号振幅２１５と、振幅目標２１６とを保存することができる。

位相シフト・ルーチン２２０は、入力信号すなわちセンサ信号２１０に対して９０度位相シフトを実行する。一つの実施の形態の位相シフト・ルーチン２２０は（以下で説明される）ヒルベルト変換を実施する。位相シフト・ルーチン２２０は９０度位相シフト２１１を生成することができる。

信号調整ルーチン２２１は、センサ信号２１０に対して信号調整を実行する。信号調整は、任意の方式のフィルタリング、デシメーションなどを含むことができる。信号調整ルーチン２２１はオプションのルーチンである。

位相角ルーチン２２２は、センサ信号２１０のセンサ信号位相２１２を決定する。加えて、位相角ルーチン２２２は駆動信号位相２１３を決定し、駆動信号位相２１３は、センサ信号位相２１２と実質的に同一である。したがって、位相角ルーチン２２２は、センサ信号２１０の位相と一致するよう、センサ信号２１０に位相シフト値（θ）を加算又は減算することができる。

振幅ルーチン２２３は、センサ信号２１０からセンサ信号振幅２１４を決定する。加えて、振幅ルーチン２２３は駆動信号振幅２１５を決定するが、駆動信号振幅２１５はセンサ信号振幅２１４に基づく。駆動信号振幅２１５はセンサ信号振幅２１４より大きくても、小さくてもよい。一つの実施の形態においては、センサ信号振幅２１４は、駆動信号振幅２１５が拡大又は縮小されるべき量を決定するために、振幅目標２１６と比較される。したがって、振幅ルーチン２２３は、駆動信号に対する駆動信号振幅２１５を決定する。

センサ信号位相２１２はセンサ信号２１０の測定又は計算された位相角である。センサ信号位相２１２は、適切な一致する駆動信号位相２１３を設定するために決定される。したがって、駆動信号位相２１３はセンサ信号位相２１２と実質的に同一である。

センサ信号振幅２１４はセンサ信号２１０の測定又は計算された振幅である。センサ信号振幅は駆動信号振幅２１５を決定するために決定される。駆動信号振幅２１５はセンサ信号振幅２１４に基づくが、駆動信号振幅２１５はセンサ信号振幅２１４から逸脱することもできる。

振幅目標２１６は、流量計５の通常の又は好ましい動作にとって望ましい振動センサ振幅である。一つの実施の形態においては、振幅目標２１６は最小振幅閾値を含み、センサ信号振幅２１４は、振幅目標２１６を超えない場合、処理システム２０２によって拡大される。したがって、駆動信号振幅２１５は、センサ信号振幅２１４が最小振幅閾値を超えない場合、センサ信号振幅２１４よりも大きくされることができる。代りに、振幅目標２１６は振幅範囲を含むことができ、駆動信号振幅２１５は拡大又は縮小されたセンサ信号振幅２１４を含む。

図３は、本発明の一つの実施の形態による、計器電子機器２０の駆動信号部３００を示している。駆動信号部３００は、回路コンポーネントを含むことができ、又は計器電子機器２０によって受け取られたデータに対する処理動作を含むことができる。

駆動信号部３００は、とりわけ、調整ブロック３０１と、位相シフト・ブロック３０３と、処理ブロック３０５とを含むことができる。センサ信号は調整ブロック３０１で受け取られる。センサ信号は、計器組立体１０のピックオフ信号１７０Ｌ、１７０Ｒのうちのどちらか又は両方の組み合わせを含むことができる。調整ブロック３０１は、任意の方式の信号調整を実行することができる。例えば、調整ブロック３０１はフィルタリングやデシメーションなどを実行することができる。

位相シフト・ブロック３０３は、調整ブロック３０１からセンサ信号を受け取り、実質的に９０度だけセンサ信号を位相シフトさせる。シフトされたセンサ信号は、「Ａｃｏｓωｔ」項によって表される非シフト成分と、「Ａｓｉｎωｔ」項によって表されるシフト成分とを含む。なお、ωはラジアン単位のセンサ周波数である（以下の式２を参照）。

一つの実施の形態においては、位相シフト・ブロック３０３はヒルベルト変換を含む。ヒルベルト変換は、９０度（又は波周期の４分の１）と等価の時間だけセンサ信号を遅延させることによって位相シフト動作を実行する。

処理ブロック３０５は、センサ信号及び位相シフト・センサ信号を受け取り、これら２つの入力から駆動信号を生成する。処理ブロック３０５は、「Ａ_ｏｕｔｃｏｓ（ωｔ＋θ）」項に等しい駆動信号出力を生成することができる（以下の式３を参照）。位相シフト値（θ）は位相の一致を決定し、振幅Ａ_ｏｕｔは駆動信号振幅を含む。したがって、処理ブロック３０５は駆動信号振幅及び駆動信号位相を決定することができ、処理ブロック２０５はセンサ信号の周波数を実質的に駆動信号周波数に維持する。有利なことに、処理ブロック３０５は駆動信号の位相を実質的にセンサ信号の位相にロックする。これは位相シフト動作によって可能にされ、センサ信号の位相角を容易かつ迅速に決定することができる。その結果、駆動信号位相角は、センサ信号の位相角を極めて近似的に追跡することができ、駆動信号はセンサ信号と実質的に線形関係を保つように維持される。これにより、計器電子機器２０は流量計を一層正確に駆動することができ、計器電子機器２０は、多相流、空−満杯−空バッチング（ｅｍｐｔｙ−ｆｕｌｌ−ｅｍｐｔｙ ｂａｔｃｈｉｎｇ）、混入空気を含む流れ物質などの、不均一な流れの条件において駆動信号を迅速に調整することができる。

処理ブロック３０５はセンサ信号位相角を決定することができ、駆動信号位相を実質的にセンサ信号位相に合わせるように駆動信号を制御することができる。これは、センサ信号の位相からのフィードバックなしで行われる。結果として、駆動信号の周波数は、駆動信号周波数を制御する必要なしに、実質的にセンサ信号の周波数を追跡する。駆動信号の振幅及び位相は迅速に決定されるので、本発明は、流量計が共振周波数に非常に近いところで駆動されることを可能にし、共振周波数の変化は実質的に瞬時に追跡される。その結果、駆動信号は、変化する流れ状態により速やかに応答する。これにより、様々な流量計診断の実施が可能になる。例えば、駆動信号は、流量較正係数（ＦＣＦ）の評価、流管の剛性の決定、流管の腐食／浸食の検出、流管の亀裂又は傷の検出、流管の内部の流れ物質の被覆量の決定などのために迅速に変化することができる。

処理ブロック３０５はセンサ信号振幅を決定することができ、センサ信号振幅に基づいて駆動信号振幅を生成することができる。処理ブロック３０５は、センサ信号振幅を（例えば、振幅設定点又は振幅動作範囲などの）振幅目標と比較することができ、必要に応じて駆動信号を拡大又は縮小することができる。

センサ信号（又はピックオフ信号ＰＯ）は、以下の式によって表されることができる。

ＰＯ＝Ａ_ｉｎｃｏｓωｔ （１）
ここで、ｃｏｓωｔ項はセンサ信号の時間変化特性を表し、Ａ_ｉｎ項はセンサ信号の振幅を表す。位相シフト・ブロックの位相シフト出力（ＰＳＯ）は、式
ＰＳＯ＝Ａ_ｉｎｓｉｎωｔ （２）
によって表されることができる。ただし、「Ａ_ｉｎｓｉｎωｔ」項は位相シフトされたセンサ信号を表す。この出力を使用して、処理ブロック３０５は、位相遅延調整項θを含む駆動信号出力を生成することができる。ただし、位相遅延調整項θはセンサ信号ＰＯに加算され又はセンサ信号ＰＯから減算される。その結果、駆動信号は、
駆動信号＝Ａ_ｏｕｔｃｏｓ（ωｔ＋θ）＝Ａ_ｏｕｔ［ｃｏｓ（ωｔ）ｃｏｓ（θ）−ｓｉｎ（ωｔ）ｓｉｎ（θ）］ （３）
となる。

θ値の適切な選択によって、「Ａ_ｏｕｔｃｏｓ（ωｔ＋θ）」項中のωｔ＋θは、実質的にセンサ位相に一致することができる。駆動信号振幅Ａ_ｏｕｔは式（２）から導出されることができ、センサ信号振幅Ａ_ｉｎを、以下の式

から決定することができる。駆動信号振幅Ａ_ｏｕｔを生成するために、センサ信号振幅Ａ_ｉｎを拡大又は縮小することができる。

図４は、本発明の一つの実施の形態に係る振動流量計の駆動信号を生成するための方法のフローチャート４００である。ステップ４０１において、センサ信号が受け取られる。センサ信号は、流量計の１つ又は複数の流管の振動に応答して時間的に変化する電子信号を生成するピックオフ・センサの出力を含むことができる。

ステップ４０２において、受け取られたセンサ信号は約９０度だけ位相シフトされる。一つの実施の形態においては、位相シフト動作は例えばヒルベルト変換を使用して実行される。しかし、理解されるように、その他の位相シフト方法も利用され得る。また、位相シフト動作は、センサ信号を表すＡｃｏｓωｔ項に加えて、Ａｓｉｎωｔ項を生成することができる。

ステップ４０３において、センサ信号振幅が、センサ信号及び９０度位相シフトから、すなわち「Ａ_ｉｎｓｉｎωｔ」項及び「Ａ_ｉｎｃｏｓωｔ」項を使用して決定される（式４を参照）。ステップ４０４において、駆動信号振幅を生成するためにセンサ信号振幅が使用される。駆動信号振幅はセンサ信号振幅に基づく。しかし、駆動信号振幅はセンサ信号振幅に対して拡大又は縮小されることもできる。幾つかの実施の形態での拡大又は縮小は制約されるが、拡大又は縮小は上側及び／又は下側のスケーリング境界によって制限されることができる。ステップ４０５において、駆動信号振幅が駆動信号に含まれる。その結果、方法４００は駆動信号のための高速の且つ正確な振幅を生成する。

上記の方法は、駆動信号振幅を実質的に連続して生成するように、反復して及び／又は実質的に連続して実行されることができる。駆動信号振幅は迅速に決定されることができ、駆動信号振幅は実質的に瞬時に生成される。

図５は、本発明の一つの実施の形態に係る振動流量計のための駆動信号を生成する方法のフローチャート５００である。ステップ５０１において、先に説明したように、センサ信号が受け取られる。ステップ５０２において、受け取られたセンサ信号は、先に説明したように、実質的に９０度だけ位相シフトされる。

ステップ５０３において、位相シフト値（θ）が振動流量計の周波数応答から決定される。位相シフト値（θ）は、位相進み値（すなわち、＋θ）又は位相遅れ値（すなわち、−θ）などの補償値を含むことができる。位相シフト値（θ）は、周波数応答を周波数／位相関係と相関させることによって決定され得る。一つの実施の形態においては、周波数／位相関係は、経験的に取得された周波数対位相の関係を含む。例えば、幾つかの周波数対位相値を取得して保存することができ、保存された値を、必要な位相シフト値（θ）を導出又は補間するために使用することができる。代りに、周波数／位相関係は、予測される位相及び周波数の値から形成される理論的関係を含む。

ステップ５０４において、位相シフト値（θ）は、駆動信号位相を生成するために、センサ信号（「Ａｃｏｓωｔ」項）及び位相シフト・センサ信号（「Ａｓｉｎωｔ」項）と組み合わされる。ステップ５０５において、駆動信号振幅が駆動信号に含まれる。このようにして、駆動信号の位相は実質的にセンサ信号の位相にロックされる。

上記の方法は、先に説明したように、駆動信号位相を実質的に連続して生成するために、反復して及び／又は実質的に連続して実行されることができる。駆動信号位相は迅速に決定されることができ、駆動信号位相は実質的に瞬時に生成される。

理解されるように、方法４００及び方法５００は、駆動信号位相及び駆動信号振幅を生成するために有利なように組み合わされ得る。幾つかの実施の形態での組み合わされた方法４００及び５００は、完全な駆動信号を生成する。

図６は、本発明による、閉ループ・デジタル駆動機構６００のブロック図である。ブロック図は、この実施の形態における処理システム２０３に含まれる様々な機能を表す。駆動体増幅器ハードウェア（増幅器は図示せず）へのデジタル駆動体出力は、図の左上側にある。駆動電流及び駆動電圧が、ＲＴＤ回路からの温度及び２つのピックオフ信号（ＬＰＯ及びＲＰＯ）とともに、センス・ボードから入力調整ブロック６０１に入力される。入力調整ブロック６０１は任意の方式のフィルタリング及びデシメーションを実行することができる。

デジタル駆動の機能は、主としてＦｒｅｑ＿Ｍａｇ計算ブロック６１１及び駆動フィードバック制御システム・ブロック６１３という２つのブロックにおいて実施される。図示された実施の形態におけるＦｒｅｑ＿Ｍａｇ計算ブロック６１１は、ヒルベルト周波数推定器を使用し、単一又は２重の振幅推定機構を使用することができる。駆動フィードバック制御システム・ブロック６１３は本発明に従って駆動信号を生成する。

入力調整ブロック６０１は、閉ループ駆動が振動流量計の基本曲げモードを励振することを保証するよう、ピックオフ・センサ信号から高周波数成分を除去するようにフィルタリングを実行することができる。特に、フィルタリングは第２高調波を除去するように設計されることができ、センサ信号から捩れモード周波数を除去することもできる。これは調整可能なローパス・フィルタにより行われることができる。フィルタのカットオフ周波数は、動作中の管周期であるＫ_１に基づくことができる。

図７は、本発明の一つの実施の形態に係る入力調整ブロック６０１を示している。更に、図７は入力調整ブロック６０１内における調整可能なローパス・フィルタの位置を示しており、入力調整ブロック６０１の様々な部分で使用されるサンプリング速度も示している。信号は、基本速度で左側からステージ１デシメーション・ブロックを通って入る。一つの実施の形態においては、基本速度は、符号器／復号器（ＣＯＤＥＣ）が適切にアンチエイリアスされるように、約４８ｋＨｚに選択される。ステージ１デシメーションは速度を約４ｋＨｚまで引き下げ、４ｋＨｚの速度は調整可能なローパス・フィルタまで使用される。３つの４ｋＨｚのピックオフ・フィードバック信号が、駆動フィードバックのためにＬＰＯ信号、ＲＰＯ信号及び（ηすなわちエータで示される）モード・フィルタリングを施されたＰＯ信号として、図の右下のＰＯフィードバックと名付けられた出力ポートにおいて入力調整ブロックから渡される。モード・フィルタは任意の方法を使用して開発され得る。一つの実施の形態においては、例えばＬＰＯ信号とＲＰＯ信号との平均を生成するために、｛０．５；０．５｝の簡略化されたモード・フィルタ・ベクトルを使用することができる。

調整可能なローパス・フィルタを通過した後、ピックオフは、２ｋＨｚのサンプリング速度でブロックから渡される。両方の組のピックオフ信号は、それらをミリボルト・レベルに変換するために、任意選択的にスケーリング・ブロックを通過させることができる。すべての信号は適切な固定値までスケーリングされるが、これは当業者に知られた技法である。その結果として生じる、両方の速度におけるピックオフ信号がＦｒｅｑ＿Ｍａｇ計算ブロック６１１に供給される。

図８は、図７の右側に示されたローパス有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを生成するためにハニング窓を乗じられた、次数Ｎ＝１００の調整可能な理想的ローパス・フィルタの実現形態を示している。ローパス・フィルタ処理を施された出力を生成するために、フィルタ係数とＮ個のバッファリングされたサンプルとの内積が取られる。Ｋ_１が変化した場合は常に、適切なカットオフ周波数を与えるよう、フィルタ係数は動作可能にされたサブシステムにおいて再計算される。

図９は、図８のフィルタに対するフィルタ係数を計算するための、動作可能にされたサブシステムを示している。正規化されたカットオフ周波数が、最も下の信号チェーンによって、動作中の管周期（単位はマイクロ秒）であるＫ_１から計算される。管周波数は常に空気振動数以下なので、Ｋ_１はローパス・フィルタを調整するために取り上げられるべきパラメータの良好な選択である。一つの実施の形態においては、Ｋ_１に対応する空気振動数に２０Ｈｚを加えた周波数がカットオフ周波数として使用される。代りに、カットオフ周波数は、駆動周波数に基づいて動的に調整されることができる。フィルタの利得はカットオフ周波数の前で落ち込むので、２０Ｈｚのファクタは空気振動数におけるフィルタ利得が１となるためのマージンを与える。

すべてのセンサの始動を保証するために、デフォルトのＫ_１値は、接続されるセンサの最高周波数におけるものである。これにより、ユーザが実際のセンサのための適切なＫ_１値を設定し損ねた場合でも、センサは始動する。

図１０は、本発明の一つの実施の形態に係るＦｒｅｑ＿Ｍａｇ計算ブロック６１１を示している。ピックオフ信号の２つの組（すなわち、「エータ及びＰＯハイ入力」ならびに「エータ及びＰＯロー入力」）が、振幅の２つの独立した組を計算するために使用される。４ｋＨｚ信号に対する上側のピーク検出ブロック１００１は、例えば、ピーク検出器に基づいて信号振幅を計算するために使用されることができる。下側のヒルベルトＦｒｅｑ＿Ｍａｇブロック１００２は、駆動周波数において正弦波振幅と一層大きく相関する振幅推定を計算するために、２ｋＨｚ信号に対するヒルベルト信号処理手法を使用する。振幅計算のどちらかがマルチプレクサ（ＭＵＸ）によって選択され、出力される。

この２分岐振幅手法は、計器電子機器２０が雑音性のピックオフ信号に反応することを許容する。ピーク検出振幅がヒルベルト振幅と類似する場合、雑音レベルは許容可能である。ピーク検出がヒルベルト振幅よりも高い場合、ピックオフ・センサ信号上に広帯域雑音が存在する。この場合、計器電子機器２０は、どちらの振幅信号を利用すべきかを決定することができ、警告フラグもしくはエラー状態を設定することができ、及び／又は任意の前置増幅器の利得値を再スケーリングすることができる。

図１１は、本発明の一つの実施の形態に係るヒルベルトＦｒｅｑ＿Ｍａｇブロック１００２を示している。ヒルベルト変換は位相に関して入力信号を９０度シフトさせる。図の右上のデジタル・フィルタ・ブロックがヒルベルト・フィルタを実施する。デジタル・フィルタ・ブロックの出力は位相シフトされた入力信号（すなわちＲｅ信号）である。可変整数遅延ブロックは、ＦＩＲヒルベルト・フィルタの次数の半分だけ、フィルタリングが施されていない信号をシフトさせる。その結果は、フィルタリングが施されていない遅延入力信号（同相成分Ｉｍ）と、ＦＩＲヒルベルト・フィルタに起因する遅延を有する９０度シフトされた入力信号（直交成分Ｒｅ）との２つの信号である。その後、２つの信号は組み合わされて複素数にされる。この複素数の大きさは正弦波の振幅であり、駆動制御のための所定量である。周波数も複素数から計算されることができ、以下で説明される。全ての３つの信号ＬＰＯ、ＲＰＯ、ηの大きさ、周波数及び直交項が計算されることに留意されたい。周波数及び大きさの信号は、駆動制御で使用するために、必要に応じて低い速度に、典型的には約５００Ｈｚにデシメートされることができる。加えて、周波数は密度及び流量の計算のためにも使用される。

図１２は、本発明の一つの実施の形態に係るヒルベルト周波数推定器ブロック１１０１を示している。ヒルベルト周波数推定器ブロック１１０１では、Ｉ信号及びＱ信号が右側から受け取られる。信号は１サンプルだけ遅延させられ、その複素共役が取られる。元の複素数と時間遅延された共役との内積により、その角度が２つのベクトル間の角度である複素数が求まる。２つのベクトル間の角度は、サンプリング時間ｄｔにわたって掃引されたものである。その角度をサンプリング時間で（更に２πで）除算すると、周波数が与えられる。即ち、

周波数推定を平滑化するために、ヒルベルト補償フィルタが使用される。角度関数は負の数を戻すことがあるので、周波数の絶対値が取られる。ヒルベルト周波数推定器ブロック１１０１（またヒルベルトＦｒｅｑ＿Ｍａｇブロック１００２）の信号処理のため、デジタル駆動機構６００はＲＰＯ周波数又はＬＰＯ周波数を使用することができる。

再び図６を参照すると、上で説明したように、エータ信号、Ｉ信号及びＱ信号は流量測定へ進み、周波数は流量測定及び密度測定へ行く。周波数及び大きさは低い速度で、フィードバック信号は４ｋＨｚの速度で、駆動フィードバック制御システム・ブロック６１３に供給される。

図１３は、本発明の一つの実施の形態に係る駆動フィードバック制御システム・ブロック６１３を示している。留意されるとおり、駆動フィードバック制御システム・ブロック６１３は２つ以上のサンプリング速度を含み得る。図示された実施の形態においては、駆動フィードバック制御システム・ブロック６１３で利用される３つの速度が存在する。図示された実施の形態においては、３つの速度は、周波数及び大きさの推定のための５００Ｈｚ、フィードバック信号のための４ｋＨｚ、及び８ｋＨｚの出力速度である。

ＡＧＣブロック１３０１への３つの入力が存在する。周波数及び大きさの推定は、実際のピークツーピーク・ミリボルト／Ｈｚ（これは振幅の単位である）を計算するために使用される。第２の入力は駆動目標又は設定点ｍＶ／Ｈｚである。最終の入力は公称電流入力である。

ＡＧＣブロック１３０１は２つの出力を有する。第１の出力は、以下で説明される、キック始動動作可能出力である。第２の出力は、駆動信号を生成するためにフィードバックを増倍するループ利得出力である。駆動フィードバック・レグは、３つの可能な選択肢（ＬＰＯ、ＲＰＯ及びη）から、モード・フィルタリングを施されたピックオフ信号であるηを選択する。項ηは閉ループ駆動周波数における正弦波信号であり、実際のセンサ振幅に応じて変化する振幅を有する。この変化する振幅は乗算ブロックと組み合わされて非線形応答を生成する。すなわち、振幅に応じて、異なる制御権限を提供する。ηをその振幅で除算すると、正しい周波数における単位振幅の正弦波が生成される。単位振幅は非線形性を除去する。フィードバックはループ利得よりも速い速度にあるので、信号の互換性を保証するために、ループ利得は乗算の前に速度変換ブロックを使用する。

乗算ブロックの出力は、正しい周波数及び振幅にある駆動信号であるが、ＤＳＰハードウェア及びソフトウェアによる群遅延に起因して、誤った位相を有する。群遅延に対する補正は幾つかの方法で達成され得る。しかし、本明細書で提示される新規な方法は計算効率がよい。最初に、駆動信号は、（上で説明した）図１１のものと同様のヒルベルトフィルタ・ブロック１３０２に渡される。ヒルベルトフィルタ・ブロック１３０２は、この厳しくない用途に対するプロセッサ帯域幅を節約するために４ｋＨｚで動作し、小さなフィルタ次数を有する。出力は、正しい振幅及び周波数を有する直交する２つの駆動信号である。直交駆動信号は、駆動周波数とともに、ヒルベルトフィルタ・ブロック１３０２から群遅延補償ブロック１３０３に渡される。

図１４は、本発明の一つの実施の形態に係る群遅延補償ブロック１３０３を示している。オフラインの一括方式で、ＤＳＰによる群遅延は、オフセット及び勾配を用いて実験的に特徴付けられる。代りに、電流増幅器における電流感知ハードウェアは、群遅延補償をオンラインで計算する選択肢を提供することができる。群遅延を補償するのに必要な位相遅延は、先に説明したように、周波数の関数である。入力周波数は、実験的に決定された勾配及びオフセットを使用して、必要とされる群遅延補償（すなわち位相シフト値（θ））を群遅延補償ブロック１３０３で計算するために使用される。その後、駆動直交信号が、必要とされる位相遅延補償の正弦及び余弦と乗じられて加算される。加算ブロックの出力は、共振するようにセンサを駆動するための正しい位相、周波数及び振幅を有する駆動信号をもたらす。

再び図１３を参照すると、駆動信号は、図の左側のスイッチに供給される。通常の動作では、スイッチは、駆動信号をデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）及び電流増幅器を介して最終的に駆動体１８０（図１を参照）に渡す。しかし、図示された実施の形態においては、キック始動機能を動作可能にするＡＧＣブロックに含まれる論理が存在する。その結果、ピックオフ振幅が設定点の一定の割合又は一定の絶対値よりも低下した場合、ＡＧＣブロックにおける論理は、「キック始動動作可能」信号をアサートして、キック始動モードに切り換えることができる。キック始動モードでは、エネルギーは、図の左上のチャープ・ブロックから注入される。チャープ・ブロックは、開ループ方式で、最大に近い電流の大きさで信号を出力する。チャープは、センサが「始動」するまで幾つかの異なる周波数範囲をスイープするが、周波数範囲はキック始動目標を超えるピックオフ振幅によって定義される。周波数範囲は、駆動周波数の直前の値、Ｋ_１に対応する周波数及び対応するＫ_２密度よりも数倍高い密度に対応する周波数の範囲、及び多種多様なセンサをカバーする広い範囲に基づく。これらの様々な範囲は、誤ったセンサ・パラメータが計器電子機器２０に入力された場合にも、例えば、電子機器がマスタ・リセットによって初期化された場合であってもセンサが始動することを保証する。

通常駆動とキック始動モードのどちらであっても、スイッチの出力は、補間又はアップサンプル・フィルタを通過して、典型的には８ｋＨｚにされる。駆動信号は８ｋＨｚにおいて更新され、コーデック（ＤＡＣ）における最終出力速度は４８ｋＨｚになる。入力、フィードバック、更新速度及び出力のための速度の選択は、性能要件及びプロセッサ帯域幅に基づいたトレードオフであることは、当業者であれば理解されるところである。速度の特定の選択は、選択されたハードウェア及び必要とされる性能に対して最適化されることができる。フィルタ次数、カットオフ周波数などを含む特定のフィルタ実装は、選択された速度に合致するように設計される。理解されるとおり、サンプリング速度、フィルタ次数、カットオフ周波数などは単に例として与えられたに過ぎず、特許請求の範囲は与えられた例のいずれによっても限定されない。

図１５は、本発明の一つの実施の形態に係る自動利得制御（ＡＧＣ）ブロック１３０１を示している。ＡＧＣは、入力として、（全部で６つの振幅を含む）実際のｍＶ／Ｈｚ変位振幅と（ｍＶ／Ｈｚ単位の）設定点変位とを受け取る。ＡＧＣブロック１３０１は、キック始動動作可能出力及びループ利得出力という２つの出力を有する。

ＡＧＣブロック１３０１の第１のブロックにおいて、変位割合を与えるために、入力が比率計算される。すなわち、実際の変位が設定点に等しい場合、実際の比率計算された変位は１．０である。このスケーリングは、様々な振幅設定点のための制御ループを線形化するのを助ける。６つの比率計算された振幅（ＬＰＯ、ＲＰＯ及びηのためのピーク検出／ヒルベルト）は、振幅チェック診断ブロック１５０１に供給される。このブロックは、６つすべての振幅が１．０に近い一致した数値を生成したことを確認するチェックを行い、差が事前設定された一定の割合を超える場合、警告を発し又はエラー・フラグを立てる。また、このブロックは、センサが設定点を約１１０％オーバシュートした場合に、その検出を行う。オーバシュートした場合、このブロックはオーバシュート情報をキック始動／オーバシュート論理ブロックに供給する。

キック始動／オーバシュート論理ブロックは、センサ振幅がオーバシュート閾値より低いか、オーバシュート閾値を超えたかを決定する。振幅が低い場合、キック始動動作可能信号がアサートされる。キック始動が動作可能にされた場合、又は振幅がオーバシュートされた場合、このブロックはまた、以下で説明するように、リセット信号をＰＩコントローラに送る。

ｍＶ／Ｈｚ比率ブロックにおいて、振幅制御のための信号が選択される。例えば、ＬＰＯ及びＲＰＯピーク検出が選択される。代りに、ヒルベルトＬＰＯ及びＲＰＯ振幅、又はモード振幅を選択するための引数を作ることもできる。別の代替では、ｍＶ／Ｈｚブロックは、雑音などの差に基づいて選択を実行する論理を含むことができる。いずれの場合でも、ＬＰＯ及びＲＰＯの最大値が制御のために選択される。

スイッチの出力は、キック始動／オーバシュート論理ブロックと差ブロックとに供給される。設定点は今では１に正規化されているので、誤差は単に実際の信号と１の間の差である。ループ利得を決定するために、誤差信号がＰＩ離散ブロックに供給される。ＰＩ離散ブロックの出力は加算器に供給され、公称駆動電流はＰＩブロックの出力と加算される。一つの実施の形態においては、実装は０の公称駆動電流をデフォルトとする。飽和ブロックは、加算出力からの最大及び最小の出力電流を制御し、最終ループ利得を生じる。

電流増幅器は線形増幅器を採用することができる。出力電流は、例えば、電流限界に達するまでは、実質的に正弦波とすることができる。増幅器は４つの象限で動作することができる。すなわち、増幅器は電流を正及び負の方向で駆動及び吸収することができる。これは、オーバシュート期間に、又は大量の流体雑音が管を励振する場合に、駆動制御が流管を制動することを可能にする。

図１６は、本発明の一つの実施の形態に係る比例積分（ＰＩ）コントローラを示している。誤差信号がＡＧＣブロック１３０１からポート２に受け入れられる。下側レグは誤差を比例利得Ｐで乗算し、それを最終加算ブロックの１つのノードに渡す。通常の動作では、すなわち、積分器リセット信号がアサートされていない場合には、単純な個別の積分器が使用され、新しい信号が先の積分器出力信号に加算される。最初に、新しい信号は積分利得Ｉで乗算され、その後、サンプリング時間で乗算される。これにより、積分器応答はサンプリング時間から独立になる。標準的なコントローラ設計の良好な実施に従って、積分器出力は「アンチ・ワインドアップ」ブロックを用いて飽和させられる。この機能は、例えば混入空気の場合に起こるように、誤差信号が平均してゼロにならない場合に、積分が無限大になることを防止する。

キック始動がオンの場合、又は、管が高い振幅レベルをオーバシュートした場合、一つの実施の形態での積分器リセット信号はハイである。これらの場合、積分器出力はゼロに設定される。第１の場合、積分器は、管が始動を試みている期間はワインドアップを開始せず、オーバシュートを最小化する。これを支援するためにオフ遅延が使用され、管が振幅に達しつつある期間は積分器をオフに保持する。管オーバシュート期間にリセットすると、制御システムは積分器を元に戻さなければならない場合よりも迅速に管振幅を小さくする。この機能は、管が例えば混入空気によって或る期間に強く制動され、制動が例えば空気を止めるなどして突然取り除かれた場合に、オーバシュートを劇的に低減する。リセット機能がなければ、積分器は、管が制動されている間、完全な電流限界にある。その後、制動が取り除かれた場合、積分器は最大電流を放出し、その後、その時定数を小さな値にして積分を続けることになる。管は、オーバシュート時にリセットする機能がなければ、相当に長い時間にわたって大きすぎる振幅を持つことになる。

図１７は、従来技術の流管動作を表す２つの駆動信号プロットを含んでいる。図は、従来技術の非線形駆動制御手法に関連する幾つかの問題点を示している。図の上側のプロットは、標準的な非線形制御ループが管運動を開始するまでに数秒かかり、その後、相当なオーバシュートが発生した後に設定点振幅への長く緩慢な接近が行われることを示している。下側のプロットは類似した曲線を示しているが、こちらでは、初期状態は設定点より大きな振幅であり、駆動機構をオフにするようにトリガする。これらのプロットは従来のジーグラ−ニコルス同調法の一部である。

駆動機構がシャットダウンした後では、始動するのに、初期始動よりもはるかに長い時間がかかることに留意すべきである。この一部は、流量計センサの時定数が非常に長い場合があることに関連する（以下を参照）。オーバシュートが後に続く緩慢な始動は、非線形駆動システムに特徴的である。ＰＩＤループの同調は始動をスピードアップし、オーバシュートを最小化することができるが、せいぜい、非線形駆動システムの１つの状態を補償するに過ぎない。その結果、駆動制御ループは、雑音性の気流、スラグ／２相流などの摂動や、駆動体及びピックオフに対する設計変更に対して堅牢ではないことなる。

典型的な流量計駆動制御ループは２つの点で非線形である。第１に、最も明白な非線形性は、フィードバック速度が利得で乗じられるという事実である。定義により、この乗算は非線形である。更に、被乗数の１つとして機能するピックオフ応答はセンサ・ダイナミクスに依存するので、非線形性をセンサ依存にする。

第２の非線形性は少し微妙である。線形センサ応答に対する標準的な式は下式で与えられる。

［Ｈ］｛Ｆ｝＝｛ｘ｝又は［Ｄ］｛ｘ｝＝｛Ｆ｝ （１２）
ここで、Ｈは周波数応答関数、Ｄは動的行列、ｘは応答、Ｆは力である。

典型的にはこれらの式から除外されるが、重要な仮定であるのは、式が公称動作点付近で線形化されるという事実である。線形システムに対する式は、一層正確には下式で与えられる。

［Ｈ］｛Ｆ−Ｆ_０｝＝｛ｘ−ｘ｝又は［Ｄ］｛ｘ−ｘ_０｝＝｛Ｆ−Ｆ_０｝ （１３）
ただし、下付き文字_０は公称変位及び公称力を示す。標準的な制御ループは公称力又は公称振幅を考慮しないので、センサの応答及びフィードバック制御システム全体の応答は設定点の関数である。公称力及び振幅は、もちろん、流量計構造の質量、剛性及び減衰や、駆動体及びピックオフコイルのＢＬ感度係数に依存する。

幾つかの実施の形態における計器電子機器及び方法は、システムを線形化するためのフィードバック制御ループの変更を含む。上で説明した２つの非線形性を考慮して、システムを線形化する２つのステップが存在する。本発明の改良駆動フィードバックシステムにおいて役立つように、いずれか（又は両方）を使用することができる。その結果は、駆動機構を堅牢に制御する線形制御ループである。加えて、本発明は、センサ・ダイナミクスにおける任意の差を自動的に考慮しながら制御ループを線形化して、設計を所与の任意のセンサ設計に対しても堅牢にする。

第１の線形化は、応答を強制的に１にすることによって乗算の非線形性を取り除く。例えば、補正係数又は捻り信号を使用すること、デジタル方形波駆動のための単位方形波に変換することなどの、これを達成するための多くの方法が存在する。以下に示す方法は、フィードバックを１に正規化するために、すでに計算された振幅信号を使用する。依然として乗算演算が存在するが、１による乗算は非線形性を追加しない。

図１８は、本発明の一つの実施の形態に係る線形駆動制御ブロック図１８００を示している。図において、ピックオフ・フィードバックは、図の下側の「ＰＯ正規化」ブロックで振幅によって正規化される。留意されるように、この方法によって、任意のセンサ・ダイナミクスの変化が自動的に考慮される。第２の線形化が、設定点に基づいて公称力において加わる。振幅設定点が「公称利得ブロック」によって増倍され、「総利得」ブロックにおいて比例−積分−微分（ＰＩＤ）利得に加算される。公称利得出力のＰＩＤ利得への加算は効果的にゼロ減衰を提供する。すなわち限界安定であるセンサ・システムがもたらされる。制御に関して、この線形化システムは「軟弱」ではなく、システムが設定点に達した場合にＰＩＤ出力はゼロである。公称力を生成するために、誤差は必要とされない。公称利得はセンサ・ダイナミクスの関数であるが、制御システムは今やセンサ独立である。その結果、ＰＩＤ利得の最適化された組は極めて広範囲のセンサに対して機能する。

標準的な制御システムでは、システムは極めて軟弱なので、比例利得で乗じられた誤差と、積分利得で乗じられた積分された誤差とを加えたものが、公称力を与えるために使用される。その結果、軟弱さはセンサの質量、剛性及び減衰の関数である。

この手法の要点は公称利得値である。この値は多くの異なる方法で見出されることができる。モードを基本とする自己特徴付けセンサ手法では、公称利得は単に測定減衰値である。簡略化された診断手法を使って正しい値を生成することができる。公称利得は、始動時における及び迅速で大まかなシステム識別を実行する、駆動体に対する単純な「ピング」で識別されることができる。公称利得は、例えば、周波数、測定駆動周波数応答関数（ＦＲＦ）又はＲＴＤ抵抗に基づいて検索表に存在することができる。

測定利得を取得するための簡単な代替は、ゼロ公称利得を用いてセンサを始動させ、標準ＰＩＤループによって誤差が最小化された後、ＰＩＤ利得数値を公称利得に変換し、ＰＩＤ積分器出力をリセットすることである。この方式を用いた場合、ＰＩＤ利得のゼロからの変化は、センサ、取り付け又は流体状態の変化に起因するシステム変化を表す。ＰＩＤ利得の短期又は長期の変化は、単純で強力な診断となり得る。

図１９は、本発明の一つの実施の形態に係る線形駆動制御のグラフを含んでいる。図は、これらの線形化が始動時間及び回復時間を短縮し、システム応答をスピードアップし、ＰＩＤ利得を振幅に対して不変にすることを示している。図は、本発明による改良が２相流などの難しい流体に対するセンサ性能を増大させることを示している。

図１９は、第１の線形化が始動オーバシュートを劇的に低減し、設定点振幅を達成するために必要とされる時間を短縮することを示している。両方の線形化を使用すると、実質的にオーバシュートをなくし、はるかに迅速な始動がもたらされる。図１９の下側のプロットは、第１の線形化が回復時間を短縮することを示している。両方の線形化を用いると、回復時間が除去される。この性能増大を得るために、線形化ループにおいては、「もし・・・ならば」という仮定は必要とされない。

図２０は、線形化ループから独立した設定点振幅を示している。係数５の振幅の増加及び減少において、線形化制御ループは、類似の標準的制御ループよりもはるかに改善された性能を示している。例えば、より速い応答、より小さなオーバシュート／アンダシュート、より速い始動／回復などの、はるかに改善された性能は、難しい流体に対する一層優れた駆動性能に変換される。駆動ループの改善された性能及び線形化は、センサ幾何形状、駆動体及びピックオフの設計者に課される制約をも低減する。

本発明による計器電子機器及び方法は、幾つかの利点を必要に応じて提供するために、いずれかの実施の形態に従って利用されることができる。本発明は正確な駆動信号を提供する。本発明は、任意の方式のピックオフ・センサのための駆動信号を提供する。本発明は、実質的に瞬時に駆動信号を決定する。本発明は、センサ信号を迅速かつ正確に追跡する駆動信号を提供する。本発明は、変化する流れ状態に対する一層速い駆動信号応答を提供する。本発明は、流れ物質の流れ異常を検出して追跡する駆動信号を提供する。

本発明は駆動信号を提供し、駆動信号位相は、センサ信号位相と同相になるように実質的にロックされる。本発明は駆動信号を提供し、駆動信号位相は、フィードバックを使用することなく同相になるように実質的にロックされる。本発明は、出力周波数値を制御しない（又は制御する必要のない）駆動信号を提供する。

本発明は、有利なことに迅速な周波数決定と組み合わされ得る迅速位相補償を提供する。本発明は、駆動信号のための電流要求を最小化する。本発明は、混入空気状態及び空−満杯−空動作に対する優れた流管応答を提供する。本発明は、流量計が共振周波数に近いところで駆動されることを可能にする。本発明は、センサ信号に対する雑音の一層正確な特徴付けを可能にする。本発明は、流量計診断の極めて正確な実施を可能にする。

計器組立体及び計器電子機器を含むコリオリ流量計を示す図である。 本発明の一つの実施の形態に係る計器電子機器を示す図である。 本発明の一つの実施の形態に係る計器電子機器の駆動信号部を示す図である。 本発明の一つの実施の形態に係る振動流量計のための駆動信号を生成する方法のフローチャートである。 本発明の一つの実施の形態に係る振動流量計のための駆動信号を生成する方法のフローチャートである。 本発明の一つの実施の形態に係る閉ループ・デジタル駆動機構のブロック図である。 本発明の一つの実施の形態に係る入力調整ブロックを示す図である。 ローパス有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを生成するための、ハニング窓を乗じられた、次数Ｎ＝１００の調整可能な理想的ローパス・フィルタの実施を示す図である。 図８のフィルタに対するフィルタ係数を計算するための、動作可能にされたサブシステムを示す図である。 本発明の一つの実施の形態に係るＦｒｅｑ＿Ｍａｇ計算ブロックを示す図である。 本発明の一つの実施の形態に係るヒルベルトＦｒｅｑ＿Ｍａｇブロックを示す図である。 本発明の一つの実施の形態に係るヒルベルト周波数推定器ブロックを示す図である。 本発明の一つの実施の形態に係る駆動フィードバック制御システム・ブロックを示す図である。 本発明の一つの実施の形態に係る群遅延補償ブロックを示す図である。 本発明の一つの実施の形態に係る自動利得制御（ＡＧＣ）ブロックを示す図である。 本発明の一つの実施の形態に係る比例積分（ＰＩ）コントローラを示す図である。 従来技術の流管動作を表す３つの駆動信号プロットを含む図である。 本発明の一つの実施の形態に係る線形化駆動制御ブロック図を示す図である。 本発明の一つの実施の形態に係る線形化駆動制御のグラフを含む図である。 線形駆動ループから独立した設定点振幅を示すグラフを含む図である。

Claims (41)

1. 振動流量計（５）のための駆動信号を生成する計器電子機器（２０）であって、
   前記振動流量計（５）からセンサ信号（２１０）を受け取るためのインタフェース（２０１）と、
   前記インタフェース（２０１）と通信する処理システム（２０３）であって、前記センサ信号（２１０）を受け取り、位相シフト・センサ信号を生成するために前記センサ信号（２１０）を実質的に９０度位相シフトさせ、前記振動流量計（５）の周波数応答から位相シフト値（θ）を決定し、駆動信号位相（２１３）を生成するために位相シフト値（θ）を前記センサ信号（２１０）及び前記位相シフト・センサ信号と組み合わせ、前記センサ信号（２１０）及び前記位相シフト・センサ信号から第１のセンサ信号振幅（２１４）を決定し、前記第１のセンサ信号振幅（２１４）に基づいて駆動信号振幅（２１５）を生成するように構成され、前記駆動信号位相（２１３）をセンサ信号位相（２１２）と実質的に同一にする処理システム（２０３）と、
   を備える計器電子機器（２０）。
2. 前記位相シフトはヒルベルト変換によって実行される、請求項１に記載の計器電子機器（２０）。
3. 前記位相シフト値（θ）は位相補償値を含む、請求項１に記載の計器電子機器（２０）。
4. 前記位相シフト値（θ）の前記決定は、前記位相シフト値（θ）を生成するために前記周波数応答を周波数／位相関係に線形に相関させることを含む、請求項１に記載の計器電子機器（２０）。
5. 前記第１のセンサ信号振幅（２１４）の前記決定は、
   前記センサ信号（２１０）を表すＡｃｏｓωｔ項を受け取ること、
   前記位相シフトからＡｓｉｎωｔ項を生成すること、
   前記Ａｃｏｓωｔ項及び前記Ａｓｉｎωｔ項を二乗すること、及び
   前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を決定するために、前記二乗されたＡｃｏｓωｔ項と前記平方されたＡｓｉｎωｔ項の和の平方根を取ること、
   を含み、Ａはセンサ信号振幅を表し、ωはセンサ信号周波数を表し、ｔは時間を表す、
   請求項１に記載の計器電子機器（２０）。
6. 前記駆動信号振幅（２１５）の前記生成は、
   前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を振幅目標（２１６）と比較すること、及び
   前記駆動信号振幅（２１５）を生成するために前記第１のセンサ信号振幅（２１４）をスケーリングすることを更に含み、
   前記スケーリングは前記第１のセンサ信号振幅（２１４）と前記振幅目標（２１６）の前記比較に基づく、請求項１に記載の計器電子機器（２０）。
7. 前記流量計（５）の始動時に前記駆動信号をチャープすることを更に含む、請求項１に記載の計器電子機器（２０）。
8. 前記流量計（５）の始動時に前記駆動信号をチャープすることを更に含み、前記チャープは、前記流量計（５）が始動するまで２つ以上の周波数範囲を掃引することを含む、請求項１に記載の計器電子機器（２０）。
9. 前記駆動信号を線形化することを更に含む、請求項１に記載の計器電子機器（２０）。
10. ピーク検出を使用して第２のセンサ信号振幅を計算すること、
    前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を前記第２のセンサ信号振幅と比較すること、及び
    前記第２のセンサ信号振幅が前記第１のセンサ信号振幅（２１４）より高い場合、前記センサ信号上の広帯域雑音を検出すること、
    を更に含む、請求項１に記載の計器電子機器（２０）。
11. 振動流量計（５）のための駆動信号を生成する方法であって、
    前記振動流量計（５）からセンサ信号（２１０）を受け取るステップと、
    位相シフト・センサ信号を生成するために前記センサ信号（２１０）を実質的に９０度位相シフトさせるステップと、
    前記センサ信号（２１０）及び前記位相シフト・センサ信号から第１のセンサ信号振幅（２１４）を決定するステップと、
    前記第１のセンサ信号振幅（２１４）に基づいて駆動信号振幅（２１５）を生成するステップと、
    前記駆動信号振幅（２１５）を含む駆動信号を生成するステップと、
    を含む方法。
12. 前記位相シフトはヒルベルト変換によって実行される、請求項１１に記載の方法。
13. 前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を決定する前記ステップは、
    前記センサ信号（２１０）を表すＡｃｏｓωｔ項を受け取るステップと、
    前記位相シフトからＡｓｉｎωｔ項を生成するステップと、
    前記Ａｃｏｓωｔ項及び前記Ａｓｉｎωｔ項を二乗するステップと、
    前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を決定するために、前記二乗されたＡｃｏｓωｔ項と前記二乗されたＡｓｉｎωｔ項との和の平方根を取るステップと、
    を含み、Ａはセンサ信号振幅を表し、ωはセンサ信号周波数を表し、ｔは時間を表す、
    請求項１１に記載の方法。
14. 前記駆動信号振幅（２１５）を生成する前記ステップは、
    前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を振幅目標（２１６）と比較するステップと、
    前記駆動信号振幅（２１５）を生成するために、前記第１のセンサ信号振幅（２１４）をスケーリングするステップであって、前記スケーリングが前記第１のセンサ信号振幅（２１４）と前記振幅目標（２１６）の前記比較に基づくステップと、
    を更に含む、請求項１１に記載の方法。
15. 前記振動流量計（５）の周波数応答から位相シフト値（θ）を決定するステップと、
    駆動信号位相（２１３）を生成するために、前記位相シフト値（θ）を前記センサ信号（２１０）及び前記位相シフト・センサ信号と組み合わせるステップと、
    前記駆動信号位相（２１３）を前記駆動信号に含むステップであって、前記駆動信号位相（２１３）をセンサ信号位相（２１２）と実質的に同一にするステップと、
    を更に含む、請求項１１に記載の方法。
16. 位相シフト値（θ）を生成するために、周波数応答を周波数／位相関係に線形に相関させるステップと、
    駆動信号位相（２１３）を生成するために、前記位相シフト値（θ）を前記センサ信号（２１０）及び前記位相シフト・センサ信号と組み合わせるステップと、
    前記駆動信号位相（２１３）を前記駆動信号に含むステップであって、前記駆動信号位相（２１３）をセンサ信号位相（２１２）と実質的に同一にするステップと、
    を更に含む、請求項１１に記載の方法。
17. 前記流量計（５）の始動時に前記駆動信号をチャープするステップを更に含む、請求項１１に記載の方法。
18. 前記流量計（５）の始動時に前記駆動信号をチャープするステップであって、前記チャープは、前記流量計（５）が始動するまで２つ以上の周波数範囲を掃引するステップを含むステップを更に含む、請求項１１に記載の方法。
19. 前記駆動信号を線形化するステップを更に含む、請求項１１に記載の方法。
20. ピーク検出を使用して第２のセンサ信号振幅を計算するステップと、
    前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を前記第２のセンサ信号振幅と比較するステップと、
    前記第２のセンサ信号振幅が前記第１のセンサ信号振幅（２１４）より高い場合、前記センサ信号上の広帯域雑音を検出するステップと、
    を更に含む、請求項１１に記載の方法。
21. 振動流量計（５）のための駆動信号を生成する方法であって、
    前記振動流量計（５）からセンサ信号（２１０）を受け取るステップと、
    位相シフト・センサ信号を生成するために、前記センサ信号（２１０）を実質的に９０度位相シフトさせるステップと、
    前記振動流量計（５）の周波数応答から位相シフト値（θ）を決定するステップと、
    駆動信号を生成するために、前記位相シフト値（θ）を前記センサ信号（２１０）及び前記位相シフト・センサ信号と組み合わせるステップであって、駆動信号位相（２１３）をセンサ信号位相（２１２）と実質的に同一にするステップと、
    を含む方法。
22. 前記位相シフトはヒルベルト変換によって実行される、請求項２１に記載の方法。
23. 前記位相シフト値（θ）は位相補償値を含む、請求項２１に記載の方法。
24. 前記位相シフト値（θ）を決定する前記ステップは、前記位相シフト値（θ）を生成するために前記周波数応答を周波数／位相関係に線形に相関させるステップを含む、請求項２１に記載の方法。
25. 前記センサ信号（２１０）及び前記位相シフト・センサ信号から第１のセンサ信号振幅（２１４）を決定するステップと、
    前記第１のセンサ信号振幅（２１４）に基づいて駆動信号振幅（２１５）を生成するステップと、
    前記駆動信号振幅（２１５）を前記駆動信号に含めるステップと、
    を更に含む、請求項２１に記載の方法。
26. 前記センサ信号（２１０）を表すＡｃｏｓωｔ項を受け取るステップであって、Ａはセンサ信号振幅（２１４）を表し、ωはセンサ信号周波数を表し、ｔは時間を表すステップと、
    前記位相シフトからＡｓｉｎωｔ項を生成するステップと、
    前記Ａｃｏｓωｔ項及び前記Ａｓｉｎωｔ項を二乗するステップと、
    前記センサ信号振幅（２１４）を決定するために、前記二乗されたＡｃｏｓωｔ項と前記二乗されたＡｓｉｎωｔ項との和の平方根を取るステップと、
    前記センサ信号振幅（２１４）に基づいて駆動信号振幅（２１５）を生成するステップと、
    前記駆動信号振幅（２１５）を前記駆動信号に含めるステップと、
    を更に含む、請求項２１に記載の方法。
27. 前記センサ信号（２１０）を表すＡｃｏｓωｔ項を受け取るステップであって、Ａはセンサ信号振幅（２１４）を表し、ωはセンサ信号周波数を表し、ｔは時間を表すステップと、
    前記位相シフトからＡｓｉｎωｔ項を生成するステップと、
    前記Ａｃｏｓωｔ項及び前記Ａｓｉｎωｔ項を二乗するステップと、
    前記センサ信号振幅（２１４）を決定するために、前記二乗されたＡｃｏｓωｔ項と前記二乗されたＡｓｉｎωｔ項との和の平方根を取るステップと、
    前記センサ信号振幅（２１４）を振幅目標（２１６）と比較するステップと、
    駆動信号振幅（２１５）を生成するために前記センサ信号振幅（２１４）をスケーリングするステップであって、前記スケーリングが前記センサ信号振幅（２１４）と前記振幅目標（２１６）の前記比較に基づくステップと、
    前記駆動信号振幅（２１５）を前記駆動信号に含めるステップと、
    を更に含む、請求項２１に記載の方法。
28. 前記流量計（５）の始動時に前記駆動信号をチャープするステップを更に含む、請求項２１に記載の方法。
29. 前記流量計（５）の始動時に前記駆動信号をチャープするステップであって、前記チャープが前記流量計（５）が始動するまで２つ以上の周波数範囲を掃引するステップを含むステップを更に含む、請求項２１に記載の方法。
30. 前記駆動信号を線形化するステップを更に含む、請求項２１に記載の方法。
31. ピーク検出を使用して第２のセンサ信号振幅を計算するステップと、
    前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を前記第２のセンサ信号振幅と比較するステップと、
    前記第２のセンサ信号振幅が前記第１のセンサ信号振幅（２１４）より高い場合、前記センサ信号上の広帯域雑音を検出するステップと、
    を更に含む、請求項２５に記載の方法。
32. 振動流量計（５）のための駆動信号を生成する方法であって、
    前記振動流量計（５）からセンサ信号（２１０）を受け取るステップと、
    位相シフト・センサ信号を生成するために、前記センサ信号（２１０）を実質的に９０度位相シフトさせるステップと、
    前記振動流量計（５）の周波数応答から位相シフト値（θ）を決定するステップと、
    駆動信号を生成するために、前記位相シフト値（θ）を前記センサ信号（２１０）及び前記位相シフト・センサ信号と組み合わせるステップと、
    前記センサ信号（２１０）及び前記位相シフト・センサ信号から第１のセンサ信号振幅（２１４）を決定するステップと、
    前記第１のセンサ信号振幅（２１４）に基づいて駆動信号振幅（２１５）を生成するステップであって、駆動信号位相（２１３）をセンサ信号位相（２１２）と実質的に同一にするステップと、
    を含む方法。
33. 前記位相シフトはヒルベルト変換によって実行される、請求項３２に記載の方法。
34. 前記位相シフト値（θ）は位相補償値を含む、請求項３２に記載の方法。
35. 前記位相シフト値（θ）を決定する前記ステップは、前記位相シフト値（θ）を生成するために前記周波数応答を周波数／位相関係に線形に相関させるステップを含む、請求項３２に記載の方法。
36. 前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を決定する前記ステップは、
    前記センサ信号（２１０）を表すＡｃｏｓωｔ項を受け取るステップと、
    前記位相シフトからＡｓｉｎωｔ項を生成するステップと、
    前記Ａｃｏｓωｔ項及び前記Ａｓｉｎωｔ項を二乗するステップと、
    前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を決定するために、前記二乗されたＡｃｏｓωｔ項と前記二乗されたＡｓｉｎωｔ項との和の平方根を取るステップと、
    を含み、Ａはセンサ信号振幅を表し、ωはセンサ信号周波数を表し、ｔは時間を表す、請求項３２に記載の方法。
37. 前記駆動信号振幅（２１５）を生成する前記ステップは、
    前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を振幅目標（２１６）と比較するステップと、
    前記駆動信号振幅（２１５）を生成するために前記第１のセンサ信号振幅（２１４）をスケーリングするステップであって、前記スケーリングが前記第１のセンサ信号振幅（２１４）と前記振幅目標（２１６）の前記比較に基づくステップと、
    を更に含む、請求項３２に記載の方法。
38. 前記流量計（５）の始動時に前記駆動信号をチャープするステップを更に含む、請求項３２に記載の方法。
39. 前記流量計（５）の始動時に前記駆動信号をチャープするステップであって、前記チャープは、前記流量計（５）が始動するまで２つ以上の周波数範囲を掃引するステップを含むステップを更に含む、請求項３２に記載の方法。
40. 前記駆動信号を線形化するステップを更に含む、請求項３２に記載の方法。
41. ピーク検出を使用して第２のセンサ信号振幅を計算するステップと、
    前記第１のセンサ信号振幅（２１４）を前記第２のセンサ信号振幅と比較するステップと、
    前記第２のセンサ信号振幅が前記第１のセンサ信号振幅（２１４）より高い場合、前記センサ信号上の広帯域雑音を検出するステップと、
    を更に含む、請求項３２に記載の方法。

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