BRPI0616097A2

BRPI0616097A2 - eletrÈnica de medidor e métodos para gerar um sinal de acionamento para um fluxÈmetro vibratório

Info

Publication number: BRPI0616097A2
Application number: BRPI0616097-2A
Authority: BR
Inventors: Timothy J Cunningham; William M Mansfield; Craig B Mcanally
Original assignee: Micro Motion Inc
Priority date: 2005-09-20
Filing date: 2006-09-13
Publication date: 2011-06-07
Also published as: WO2007035376A2; EP1943485B1; DK1943485T3; CA2623101C; CN101268342B; JP5042226B2; EP1943485A2; BRPI0616097B1; WO2007035376A3; PL1943485T3; KR101132771B1; KR20100099324A; CN101268342A; US7983855B2; KR101206377B1; US20080223148A1; AU2006292641A1; CA2623101A1; JP2009509167A; KR20120005558A

Abstract

ELETRÈNICA DE MEDIDOR E MéTODOS PARA GERAR UM SINAL DE ACIONAMENTO PARA UM FLUXÈMETRO VIBRATóRIO Uma eletrónica de medidor (20) para gerar um sinal e acionamento para um fluxómetro vibratório (5) é fornecido de acordo com uma modalidade da invenção. A eletrónica de medidor inclui uma interface (201) e um sistema de processamento (203) . O sistema de processamento é configurado para receber o sinal de sensor (201) através da interface, deslocar em fase o sinal de sensor (210) substancialmente 90 graus para criar um sinal de sensor deslocado em fase, determinar um valor de deslocamento de fase de uma resposta de fregúência do fluxómetro vibratório, e combinar o valor de deslocamento de fase com o sinal de sensor (201) e o sinal de sensor deslocado em fase para gerar uma fase de sinal de acionamento (213) . O sistema de processamento é também configurado para determinar uma amplitude do sinal de sensor (214) do sinal de sensor (210) e do sinal de sensor desloca- do em fase, e gerar uma amplitude do sinal de acionamento (215) com base na amplitude do sinal de sensor (214), em que a fase de sinal de acionamento (213) é substancialmente idêntica a uma fase de sinal de sensor (212)

Description

"ELETRÔNICA DE MEDIDOR E MÉTODOS PARA GERAR UMSINAL DE ACIONAMENTO PARA UM FLUXÔMETRO VIBRATÓRIO"

ANTECEDENTES DA INVENÇÃO

1. CAMPO DA INVENÇÃO

A presente invenção diz respeito a um fluxômetrovibratório, e mais particularmente, a eletrônica de medidore métodos para gerar um sinal de acionamento para um fluxô-metro vibratório.

2. DECLARAÇÃO DO PROBLEMA

Sensores de conduite vibratório, como medidores defluxo de massa de Coriolis e densitômetros vibratórios, ti-picamente operam detectando o movimento de um conduite vi-bratório que contém um material de fluxação. Propriedadesassociadas ao material no conduite, como fluxo de massa,densidade e outros, podem ser determinadas processando si-nais de medição recebidos de transdutores de movimento asso-ciados ao conduite. Os modos de vibração do sistema enchidocom material vibratório em geral são afetados pelas caracte-rísticas de massa, dureza, e amortecimento combinadas doconduite contendo e do material nele contido.

Um medidor de fluxo de massa de Coriolis típicoinclui um ou mais conduítes que são conectados em-tubulaçãoem um oleoduto ou outro sistema de transporte e material decondução, por exemplo, fluidos, pastas e outros, no sistema.

Cada conduite pode ser visto como tendo um conjunto de modosde vibração natural incluindo, por exemplo, modos de curva-tura simples, torsional, radial, e acoplado. Em uma aplica-ção de medição de fluxo de massa de Coriolis típica, um con-duíte é excitado em um ou mais modos de vibração à medidaque um material flui através do conduite, e o movimento doconduite é medido em pontos espaçados ao longo do conduite.

Excitação é tipicamente provida por um atuador, por exemplo,um dispositivo eletromecânico, como um acionador do tipo bo-bina de voz, que perturba o conduite em uma maneira periódi-ca. Taxa de fluxo de massa pode ser determinada medindo ademora de tempo ou diferenças de fase entre os movimentosnas localizações do transdutor. Dois tais transdutores (ousensores de interceptador) são tipicamente empregados paramedir uma resposta vibratória do conduite ou conduites defluxo, e são tipicamente localizados em posições a montantee a jusante do atuador. Os dois sensores de interceptadorsão conectados à instrumentação eletrônica através de cabea-mento. A instrumentação recebe sinais dos dois sensores deinterceptador e processa os sinais para derivar uma mediçãode taxa de fluxo de massa.

Além de gerar medições de fluxo, a eletrônica deura fluxômetro deve também gerar um sinal de acionamento. 0sinal de acionamento deveria otimamente acionar a vibraçãodo fluxômetro na oü próxima de uma freqüência que permitemedições precisas das características do fluxo. Além disso,o sinal de acionamento deveria permitir partida rápida e se-guro da vibração. Além disso, o sinal de acionamento deveriapermitir operações diagnosticas precisas e oportunas do flu-xômetro.

SUMÁRIO DA SOLUÇÃO

Os problemas acima e outros são solucionados e umavanço na técnica é alcançado através da provisão de uma e-letrônica de medidor e métodos para gerar um sinal de acio-namento para um fluxômetro vibratório.

Uma eletrônica de medidor para gerar um sinal deacionamento para um fluxômetro vibratório é fornecida de a-cordo com uma modalidade da invenção. A eletrônica de medi-dor compreende uma interface para receber um sinal de sensordo fluxômetro vibratório e um sistema de processamento emcomunicação com a interface. 0 sistema de processamento éconfigurado para receber o sinal de sensor, deslocar de faseo sinal do sensor substancialmente 90 graus para criar umsinal de sensor deslocado em fase, determinar um valor dedeslocamento de fase (Θ) de uma resposta de freqüência dofluxômetro vibratório, e combinar o valor de deslocamento defase (Θ) com o sinal de sensor e o sinal de sensor deslocadoem fase para gerar um sinal de acionamento. O sistema deprocessamento é também configurado para determinar uma am-plitude do sinal de sensor do sinal de sensor e do sinal desensor deslocado em fase e gerar uma amplitude do sinal deacionamento com base na amplitude do sinal de sensor. A fasede sinal de acionamento é substancialmente idêntica a umafase de sinal de sensor.

Um método para gerar um sinal de acionamento paraum fluxômetro vibratório é fornecido de acordo com uma moda-lidade da invenção. O método compreende receber um sinal desensor do fluxômetro vibratório. O método também compreendedeslocar de fase o sinal de sensor substancialmente 90 grauspara criar um sinal de sensor deslocado em fase, determinaruma amplitude do sinal de sensor do sinal de sensor e do si-nal de sensor deslocado em fase, e gerar uma amplitude dosinal de acionamento com base na amplitude do sinal de sen-sor. O método também compreende gerar um sinal de acionamen-to incluindo a amplitude do sinal de acionamento.

Um método para gerar um sinal de acionamento paraum fluxômetro vibratório é fornecido de acordo com uma moda-lidade da invenção. 0 método compreende receber um sinal desensor do fluxômetro vibratório, deslocar de fase o sinal desensor substancialmente 90 graus para criar um sinal de sen-sor deslocado em fase, e determinar um valor de deslocamentode fase (Θ) de uma resposta de freqüência do fluxômetro vi-bratório. O método também compreende combinar o valor dedeslocamento de fase (Θ) com o sinal de sensor e o sinal desensor deslocado em fase para gerar um sinal de acionamento.A fase de sinal dé acionamento é substancialmente idêntica auma fase de sinal de sensor.

Um método para gerar um sinal de acionamento paraum fluxômetro vibratório é fornecido de acordo com uma moda-lidade da invenção. O método compreende receber um sinal desensor do fluxômetro vibratório, deslocar de fase o sinal desensor substancialmente 90 graus para criar um sinal de sen-sor deslocado em fase, determinar um valor de deslocamentode fase (Θ) de uma resposta de freqüência do fluxômetro vi-bratório, e combinar o valor de deslocamento de fase (Θ) como sinal de sensor e o sinal de sensor deslocado em fase paragerar um sinal de acionamento. O método também compreendedeterminar uma amplitude do sinal de sensor do sinal de sen-sor e do sinal de sensor deslocado em fase e gerar uma am-plitude do sinal de acionamento com base na amplitude do si-nal de sensor. A fase de sinal de acionamento é substancial-mente idêntica a uma fase de sinal de sensor.

ASPECTOS DA INVENÇÃO

Em um aspecto da eletrônica de medidor, o desloca-mento de fase é executado por uma transformada de Hubert.

Em outro aspecto da eletrônica de medidor, o valorde deslocamento de fase (Θ) compreende um valor de compensação.

Em ainda outro aspecto da eletrônica de medidor,determinação do valor de deslocamento de fase (Θ) compreendelinearmente correlatar a resposta de freqüência para uma re-lação de freqüência/fase para produzir o valor de desloca-mento de fase (Θ).

Em ainda outro aspecto da eletrônica de medidor,determinação da amplitude do sinal de sensor compreende re-ceber um termo de Aco-senout que representa o sinal de sen-sor, gerar um termo de Asenowt do deslocamento de fase, ele-var ao quadrado o termo de Aco-senowt e o termo de Asenoot,e tirar uma raiz quadrada da soma do termo ao quadrado deAco-senocot e do termo ao quadrado de Asenocot para determinara amplitude do sinal de sensor.

Em ainda outro aspecto da eletrônica de medidor,geração da amplitude do sinal de acionamento também compre-ende comparar a amplitude do sinal de sensor a um alvo deamplitude e escalar a amplitude do sinal de sensor para ge-rar a amplitude do sinal de acionamento, com a escala sendocom base na comparação da amplitude do sinal de sensor aoalvo de amplitude.

Em ainda outro aspecto da eletrônica de medidor, osistema de processamento é também configurado para pulsarcom o sinal de acionamento em uma partida do fluxômetro.

Em ainda outro aspecto da eletrônica de medidor, osistema de processamento é também configurado para pulsarcom o sinal de acionamento em uma partida do fluxômetro, como pulso compreendendo varrer através de duas ou mais faixasde freqüência até o fluxômetro iniciar.

Em ainda outro aspecto da eletrônica de medidor, osistema de processamento é também configurado para lineari-zar o sinal de acionamento.

Em ainda outro aspecto da eletrônica de medidor, osistema de processamento é também configurado para calcularuma segunda amplitude usando detecção de pico, comparar aamplitude do sinal de sensor à segunda amplitude, e detectaro ruido de banda larga em um sensor interceptador se a se-gunda amplitude for mais alta que a amplitude do sinal desensor.

Em um aspecto do método, o deslocamento de fase éexecutado por uma transformada de Hubert.

Em ainda outro aspecto do método, o método tambémcompreende determinar uma amplitude do sinal de sensor dosinal de sensor e do sinal de sensor do deslocado em fase,gerar uma amplitude do sinal de acionamento com base na am-plitude do sinal de sensor, e incluir a amplitude do sinalde acionamento no sinal de acionamento. Em outro aspecto dométodo, determinação da amplitude do sinal de sensor compre-ende receber um termo de Aco-senoot que representa o sinalde sensor, gerar um termo de Asenoot do deslocamento de fase,elevar ao quadrado o termo de Aco-senoot e o termo deAsenoot, e tirar uma raiz quadrada da soma do termo ao qua-drado de Aco-senout e do termo ao quadrado de Asenoot paradeterminar a amplitude do sinal de sensor.

Em ainda outro aspecto do método, geração da am-plitude do sinal de acionamento também compreende comparar aamplitude do sinal de sensor a um alvo de amplitude e esca-lar a amplitude do sinal de sensor para gerar a amplitude dosinal de acionamento, com a escala sendo com base na compa-ração da amplitude do sinal de sensor ao alvo de amplitude.

Em ainda outro aspecto do método, o método tambémcompreende receber um termo de Aco-senout que representa osinal de sensor, gerar um termo de Asenoot do deslocamentode fase, elevar ao quadrado o termo de Aco-senoot e o termode Asenocot, tirar uma raiz quadrada da soma do termo ao qua-drado de Aco-senoot e do termo ao quadrado de Asenoot paradeterminar a amplitude do sinal de sensor, gerar uma ampli-tude do sinal de acionamento com base na amplitude do sinalde sensor, e incluir a amplitude do sinal de acionamento nosinal de acionamento.

Em ainda outro aspecto do método, o método tambémcompreende receber um termo de Aco-senoot que representa osinal de sensor, gerar um termo de Asenoot deslocado de fase,elevar ao quadrado o termo de Aco-senoot e o termo deAsenoot, tirar uma raiz quadrada da soma do termo ao quadra-do de Aco-senoot e do termo ao quadrado de Asenocot para de-terminar a amplitude do sinal de sensor, comparar a amplitu-de do sinal de sensor a um alvo de amplitude, escalar a am-plitude do sinal de sensor para gerar a amplitude do sinalde acionamento, com a escala sendo com base na comparação daamplitude do sinal de sensor ao alvo de amplitude, e incluira amplitude do sinal de acionamento no sinal de acionamento.

Em ainda outro aspecto do método, o método tambémcompreende determinar um valor de deslocamento de fase (Θ)de uma resposta de freqüência do fluxômetro vibratório, com-binar o valor de deslocamento de fase (Θ) com o sinal desensor e o sinal de sensor deslocado em fase para gerar umafase de sinal de acionamento, e incluir a fase de sinal deacionamento no sinal de acionamento, em que a fase de sinalde acionamento é substancialmente idêntica a uma fase de si-nal de sensor.

Em ainda outro aspecto do método, o valor de des-locamento de fase (Θ) compreende um valor de compensação.

Em ainda outro aspecto do método, determinação dovalor de deslocamento de fase (Θ) compreende linearmentecorrelatar a resposta de freqüência a uma relação de fre-qüência/fase para produzir o valor de deslocamento de fase (Θ).

Em ainda outro aspecto do método, o método tambémcompreende linearmente correlatar a resposta de freqüência auma relação de freqüência/fase para produzir um valor dedeslocamento de fase (θ), combinar o valor de deslocamentode fase (Θ) com o sinal de sensor e o sinal de sensor deslo-cado em fase para gerar uma fase de sinal de acionamento, eincluir a fase de sinal de acionamento no sinal de aciona-mento, em que a fase de sinal de acionamento é substancial-mente idêntica a uma fase de sinal de sensor.

Em ainda outro aspecto do método, o método tambémcompreende pulsar o sinal de acionamento em uma partida dofluxômetro.

Em ainda outro aspecto do método, o método tambémcompreende pulsar o sinal de acionamento em uma partida dofluxômetro, com o pulso compreendendo varrer através de duasou mais faixas de freqüência até o fluxômetro iniciar.

Em ainda outro aspecto do método, o método tambémcompreende linearizar o sinal de acionamento.

Em ainda outro aspecto do método, o método tambémcompreende calcular uma segunda amplitude usando detecção depico, comparar a amplitude do sinal de sensor à segunda am-plitude, e detectar ruido de banda larga em um sensor inter-ceptador se a segunda amplitude for mais alta que a amplitu-de do sinal de sensor.

DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

O mesmo número de referência representa o mesmoelemento em todos os desenhos.

FIG. 1 mostra um medidor de fluxo de Coriolis quecompreende um conjunto de medidor e eletrônica de medidor.

FIG. 2 mostra eletrônica de medidor de acordo comuma modalidade da invenção.

FIG. 3 mostra uma porção de sinal de acionamentoda eletrônica de medidor de acordo com uma modalidade da in-venção.FIG. 4 é um fluxograma de um método para gerar umsinal de acionamento para um fluxômetro vibratório de acordocom uma modalidade da invenção.

FIG. 5 é um fluxograma de um método para gerar umsinal de acionamento para um fluxômetro vibratório de acordocom uma modalidade da invenção.

FIG. 6 é um diagrama de blocos de um acionamentodigital de laço fechado de acordo com uma modalidade da invenção.

FIG. 7 mostra um bloco de Condição de Entrada deacordo com uma modalidade da invenção.

FIG. 8 mostra uma implementação de um filtro depassagem baixa ideal ajustável de ordem W=IOO multiplicadocom uma janela de Hanning para criar um filtro de Respostade Pulso Finito de passagem baixa.

FIG. 9 mostra um subsistema habilitado para calcu-lar os coeficientes de filtro para o filtro da FIG. 8.

FIG. 10 mostra um bloco de Calc Freq-Mag de acordocom uma modalidade da invenção.

FIG. 11 mostra um bloco de Hubert Freq_Mag de a-cordo com uma modalidade da invenção.

FIG. 12 mostra um bloco de Estimador de Freqüênciade Hubert de acordo com uma modalidade da invenção.

FIG. 13 mostra um bloco de Sistema de Controle deRealimentação de Acionamento de acordo com uma modalidade dainvenção.

FIG. 14 mostra um bloco de Compensação de Demorade Grupo de acordo com uma modalidade da invenção.FIG. 15 mostra um bloco de Controle de Ganho Auto-mático (AGC) de acordo com uma modalidade da invenção.

FIG. 16 mostra um controlador Proporcional-Integral (PI) de acordo com uma modalidade da invenção.

FIG. 17 inclui três diagramas de sinal de aciona-mento que são representativos de uma operação de tubo defluxo na técnica anterior.

FIG. 18 mostra um diagrama de blocos de controlede acionamento linearizado de acordo com uma modalidade dainvenção.

FIG. 19 compreende gráficos do controle de aciona-mento linearizado de acordo com uma modalidade da invenção.

FIG. 20 compreende gráficos que mostram a indepen-dência da amplitude de ponto fixo de um laço de acionamentolinearizado.

DESCRIÇÃO DETALHADA DA INVENÇÃO

FIGS. 1-20 e a descrição a seguir descrevem exem-plos específicos para ensinar aqueles versados na técnicacomo fazer e usar o melhor modo da invenção. Para o propósi-to de ensinar os princípios inventivos, alguns aspectos con-vencionais foram simplificados oü omitidos. Aqueles versadosna técnica apreciarão variações destes exemplos que caemdentro do escopo da invenção. Aqueles versados na técnicaapreciarão que as características descritas abaixo podem sercombinadas de vários modos para formar variações múltiplasda invenção. Como resultado, a invenção não é limitada aosexemplos específicos descritos abaixo, mas apenas pelas rei-vindicações e seus equivalentes.FIG. 1 mostra um medidor de fluxo de Coriolis 5que compreende um conjunto de medidor 10 e eletrônica de me-didor 20. Conjunto de medidor 10 responde à taxa de fluxo demassa e densidade de um material de processo. Eletrônica domedidor 20 é conectada ao conjunto de medidor 10 por meio deguias 100 para fornecer informação de densidade, de taxa defluxo de massa, e de temperatura pela trajetória 26, comotambém outra informação não relevante à presente invenção.Uma estrutura de medidor de fluxo de Coriolis é descrita em-bora seja evidente àqueles versados na técnica que a presen-te invenção poderia ser praticada como um densitômetro detubo vibratório sem a capacidade de medição adicional forne-cida por um medidor de fluxo de massa de Coriolis.

Conjunto de medidor 10 inclui um par de tubulações150 e 150', flange 103 e 103' tendo pescoços de flange 110 e110', um par de tubos de fluxo paralelos 130 e 130', meca-nismo de acionamento 180, sensor de temperatura 190, e umpar de sensores de velocidade 170L e 170R. Tubos de fluxo130 e 130' têm duas pernas de entrada essencialmente retas131 e 131' e pernas de saida 134 e 134' que convergem uma àoutra nos blocos de montagem do tubo de fluxo 120 e 120' .

Tubos de fluxo 130 e 130' dobram-se nas duas localizaçõessimétricas ao longo de seu comprimento e são essencialmenteparalelos ao longo de seu comprimento. Barras de suporte 140e 140' servem para definir o eixo geométrico WeW' em voltados quais cada tubo de fluxo oscila.

As pernas laterais 131, 131' e 134, 134' dos tubosde fluxo 130 e 130' são fixamente ligadas aos blocos de mon-tagem do tubo de fluxo 120 e 120' e estes blocos, por suavez, são ligados fixamente às tubulações 150 e 150' . Istofornece uma trajetória de material fechada continua atravésdo conjunto de medidor de Coriolis 10. Quando o flange 103 e103', tendo orifícios 102 e 102', está conectado, por meioda extremidade de entrada 104 e extremidade de saída 104' emuma tubulação de processo (não mostrada) que carrega o mate-rial de processo que está sendo medido, o material entra naextremidade 104 do medidor através de um orifício 101 noflange 103, é conduzido através da tubulação 150 para blocode montagem do tubo de fluxo 120 tendo uma superfície 121.

Dentro da tubulação 150 o material é dividido e roteado a-través dos tubos de fluxo 130 e 130'. Ao sair dos tubos defluxo 130 e 130', o material de processo é recombinado em umfluxo simples dentro da tubulação 150' e é depois disso ro-teado para a extremidade de saída 104' conectada através doflange 103' tendo orifícios de parafuso 102' para a tubula-ção de processo (não mostrada).

Tubos de fluxo 130 e 130' são selecionados e apro-priadamente montados nos blocos de montagem de tubo de fluxo120 e 120' para substancialmente ter a mesma distribuição demassa, momentos de inércia e módulo Young em volta dos eixosgeométricos W-W e W'-W', respectivamente. Estes eixo geomé-trico de curvatura passam por meio das barras de cinta 140 e140'. Já que o módulo Young dos tubos de fluxo altera com atemperatura, e esta alteração afeta o cálculo de fluxo edensidade, detector de temperatura resistivo (RTD) 190 émontando no tubo de fluxo 130', para continuamente medir atemperatura do tubo de fluxo. A temperatura do tubo de fluxoe conseqüentemente a voltagem que aparece ao longo do RTDpara uma corrente dada passando por ele é ditada pela tempe-ratura do material passando através do tubo de fluxo. A vol-tagem dependente da temperatura que aparece ao longo do RTDé usada em um método bem conhecido através da eletrônica demedidor 20 para compensar a alteração no módulo elástico dostubos de fluxo 130 e 130' devido a qualquer alteração natemperatura do tubo de fluxo. O RTD é conectado à eletrônicade medidor 20 através de guia 195.

Ambos os tubos de fluxo 130 e 130' são acionadosatravés do acionador 180 em direções opostas em volta de seurespectivo eixo geométrico de curvatura WeW' em que é de-nominado o primeiro modo de curvatura fora-de-fase do medi-dor de fluxo. Este mecanismo de acionamento 180 pode compre-ender qualquer um de muitos arranjos bem conhecidos, como ummagneto montado no tubo de fluxo 130' e uma bobina opostamontada no tubo de fluxo 130 e através da qual uma correntealternada é passada para vibrar ambos os tubos de fluxo. Umsinal de acionamento adequado é aplicado através da eletrô-nica de medidor 20, por meio da guia 185, para acionar o me-canismo 180.

Eletrônica de medidor 20 recebe o sinal de tempe-ratura de RTD na guia 195, e os sinais de velocidade esquer-do e direito que aparecem na guia 165L e 165R, respectiva-mente. Eletrônica de medidor 20 produz o sinal de acionamen-to que aparece na guia 185 para acionar o elemento 180 e vi-brar os tubos 130 e 130'. Eletrônica de medidor 20 processaa sinais de velocidade esquerdo e direito e o sinal de RTDpara computar a taxa de fluxo de massa e a densidade do ma-terial passando através de conjunto de medidor 10. Esta in-formação, junto com outra informação, é aplicada através daeletrônica de medidor 20 pela trajetória 26 aos meios de u-tilização 29.

FIG. 2 mostra eletrônica de medidor 20 de acordocom uma modalidade da invenção. A eletrônica de medidor 20pode incluir uma interface 201 e um sistema de processamento203. A eletrônica de medidor 20 recebe primeiro e segundosinais de sensor do conjunto de medidor 10, como sinais desensor interceptador/velocidade. A eletrônica de medidor 20pode operar como um medidor de fluxo de massa ou pode operarcomo um densitômetro, incluindo operando como um medidor defluxo de Coriolis. A eletrônica de medidor 20 processa osprimeiro e segundo sinais de sensor para obter característi-cas de fluxo do material de fluxo que flui através do con-junto de medidor 10. Por exemplo, a eletrônica de medidor 20pode determinar uma ou mais de uma diferença de fase, umafreqüência, uma diferença de tempo (At), uma densidade, umataxa de fluxo de massa, e uma taxa de fluxo de volume dossinais de sensor, por exemplo. Além disso, a eletrônica demedidor 20 pode gerar um sinal de acionamento e pode provero sinal de acionamento ao acionador 180 do conjunto de medi-dor 10 (vide FIG. 1) . Além disso, outras características defluxo podem ser determinadas de acordo com a invenção. Asdeterminações são debatidas abaixo.

A interface 201 recebe o sinal de sensor de um dossensores de velocidade 170L e 170R por meio da guia 100 daFIG. 1. A interface 201 pode executar qualquer condiciona-mento de sinal necessário ou desejado, como qualquer maneirade formatação, amplificação, tamponação, etc. Alternativa-mente, parte ou todo do condicionamento de sinal pode serexecutado no sistema de processamento 203. Além disso, a in-terface 201 pode permitir comunicações entre a eletrônica demedidor 20 e os dispositivos externos. A interface 201 podeser capaz de qualquer maneira de comunicação eletrônica, óp-tica, ou sem fios.

A interface 201 entre uma modalidade pode incluirum digitalizador (não mostrado), em que o sinal de sensorcompreende um sinal de sensor analógico. 0 digitalizador a-mostras e digitaliza o sinal de sensor analógico e produz umsinal de sensor digital. 0 digitalizador pode também execu-tar qualquer dizimação necessária, em que o sinal de sensordigital é dizimado para reduzir a quantidade de processamen-to de sinal necessário e reduzir o tempo de processamento.

O sistema de processamento 203 conduz as operaçõesda eletrônica de medidor 20 e processa as medições de fluxodo conjunto de medidor de fluxo 10. 0 sistema de processa-mento 203 executa uma ou mais rotinas de processamento e as-sim processa as medições de fluxo para produzir uma ou maiscaracterísticas de fluxo.

O sistema de processamento 203 pode compreender umcomputador de propósito geral, um sistema de microprocessa-mento, um circuito lógico, ou algum outro dispositivo deprocessamento de propósito geral ou personalizado. 0 sistemade processamento 203 pode ser distribuído entre dispositivosde processamento múltiplos. O sistema de processamento 203pode incluir qualquer maneira de meio de armazenamento ele-trônico integral ou independente, como o sistema de armaze-namento 204.

O sistema de processamento 203 processa o sinal desensor 210 para gerar um sinal de acionamento, entre outrascoisas. O sinal de acionamento é provido ao acionador 180para vibrar o tubo ou tubos de fluxo associados, como os tu-bos de fluxo 130 e 130' da FIG. 1.

Na modalidade mostrada, o sistema de processamento203 determina o sinal de acionamento do sinal de sensor 210e de um deslocamento de fase de noventa graus 211 que é pro-duzido do sinal de sensor 210. O sistema de processamento203 pode determinar pelo menos o ângulo de fase de sinal deacionamento e a amplitude do sinal de acionamento do sinalde sensor 210 e o deslocamento de fase 213. Como resultado,ou um primeiro ou segundo sinal de sensor deslocado em fase(como um dos sinais de interceptador a montante ou a jusan-te) , ou uma combinação dos dois, pode ser processado pelosistema de processamento 203 de acordo com a invenção paragerar o sinal de acionamento.

O sistema de armazenamento 204 pode armazenar osparâmetros e dados do medidor de fluxo, rotinas de software,valores constantes, e valores variáveis. Em uma modalidade,o sistema de armazenamento 204 inclui rotinas que são execu-tadas pelo sistema de processamento 203. Em uma modalidade,o sistema de armazenamento 204 armazena uma rotina de deslo-camento de fase 220, uma rotina de condicionamento de sinal221, uma rotina de ângulo de fase 222, e uma rotina de am-plitude 223, entre outras rotinas.

Em uma modalidade, o sistema de armazenamento 204armazena dados e variáveis usados para operar um medidor defluxo, como o medidor de fluxo de Coriolis 5. 0 sistema dearmazenamento 204 em uma modalidade armazena variáveis comoo sinal de sensor 210 que é recebido de um dos sensores develocidade/interceptador 170L e 170R e armazena uma desloca-mento de fase de 90 graus 211 que é gerado do sinal de sen-sor 210. Além disso, o sistema de armazenamento 204 pode ar-mazenar uma fase de sinal de sensor 212, uma fase de sinalde acionamento 213, uma amplitude de sinal de sensor 214,uma amplitude de sinal de acionamento 215, e um alvo de am-plitude 216.

A rotina de deslocamento de fase 220 executa umdeslocamento de fase de 90 graus em um sinal de entrada, is-to é, no sinal de sensor 210. A rotina de deslocamento defase 220 em uma modalidade implementa uma transformada deHubert (debatida abaixo). A rotina de deslocamento de fase220 pode gerar o deslocamento de fase de 90 graus 211.

A rotina de condicionamento de sinal 221 executacondicionamento de sinal no sinal de sensor 210. 0 condicio-namento de sinal pode incluir qualquer maneira de filtrar,dizimar, etc. A rotina de condicionamento de sinal 221 é umarotina opcional.

A rotina de ângulo de fase 222 determina a fase desinal de sensor 212 do sinal de sensor 210. Além disso, arotina de ângulo de fase 222 determina uma fase de sinal deacionamento 213, em que a fase de sinal de acionamento 213 ésubstancialmente idêntica à fase de sinal de sensor 212. Arotina de ângulo de fase 222 pode, portanto adicionar ousubtrair um valor de deslocamento de fase (Θ) para o sinalde sensor 210 para equiparar à fase do sinal de sensor 210.

A rotina de amplitude 223 determina a amplitude desinal de sensor 214 do sinal de sensor 210. Além disso, arotina de amplitude 223 determina a amplitude de sinal deacionamento 215, em que a amplitude de sinal de acionamento215 é com base na amplitude de sinal de sensor 214. A ampli-tude de sinal de acionamento 215 pode ser maior ou menor quea amplitude de sinal de sensor 214. Em uma modalidade, a am-plitude de sinal de sensor 214 é comparada ao alvo de ampli-tude 216 para determinar a quantidade que a amplitude de si-nal de acionamento 215 deveria ser aumentada ou abaixada.Portanto, a rotina de amplitude 223 determina a amplitude desinal de acionamento 215 pelo sinal de acionamento.

A fase de sinal de sensor 212 é um ângulo de fasemedido ou calculado do sinal de sensor 210. A fase de sinalde sensor 212 é determinada para ajustar uma fase de sinalde acionamento apropriada, equiparada 213. A fase de sinalde acionamento 213 é, portanto substancialmente idêntica àfase de sinal de sensor 212.

A amplitude de sinal de sensor 214 é uma amplitudedo sinal de sensor medida ou calculada 210. A amplitude dosinal de sensor é determinada para determinar a amplitude desinal de acionamento 215. A amplitude sinal de acionamento215 é com base na amplitude de sinal de sensor 214, embora aamplitude de sinal de acionamento 215 possa divergir da am-plitude de sinal de sensor 214.

O alvo de amplitude 216 é uma amplitude de sensorvibratório desejada para operação normal ou operação prefe-rida do medidor de fluxo 5. Em uma modalidade, o alvo de am-plitude 216 compreende um limiar de amplitude mínimo, em quea amplitude de sinal de sensor 214 será aumentada pelo sis-tema de processamento 202 se a amplitude de sinal de sensor214 não exceder o alvo de amplitude 216. Portanto, a ampli-tude de sinal de acionamento 215 pode ser feita maior que aamplitude de sinal de sensor 214 se a amplitude de sinal desensor 214 não exceder este limiar de amplitude mínimo. Al-ternativamente, o alvo de amplitude 216 pode compreender umafaixa de amplitude, em que a amplitude de sinal de aciona-mento 215 compreende uma versão de escalara para cima e es-cala para baixo da amplitude de sinal de sensor 214.

FIG. 3 mostra uma porção de sinal de acionamento300 da eletrônica de medidor 20 de acordo com uma modalidadeda invenção. A porção de sinal de acionamento 300 pode com-preender componentes de circuito ou pode compreender açõesde processamento executadas em dados recebidos pela eletrô-nica de medidor 20. A porção de sinal de acionamento 300 po-de incluir um bloco de condicionamento 301, um bloco de des-locamento de fase 303, e um bloco de processamento 305, en-tre outras coisas. Um sinal de sensor é recebido no bloco decondicionamento 301. O sinal de sensor pode compreenderqualquer sinal de interceptador 170L ou 170R do conjunto demedidor 10 ou uma combinação dos dois sinais. 0 bloco decondicionamento 301 pode executar qualquer maneira de condi-cionamento de sinal. Por exemplo, o bloco de condicionamento301 pode executar filtração, dizimação, etc.

O bloco de deslocamento de fase 303 recebe o sinalde sensor do bloco de condicionamento 301 e desloca em faseo sinal de sensor em substancialmente 90 graus. O sinal desensor deslocado compreende um componente não-deslocado re-presentado por um termo (Aco-senout) e um componente deslo-cado em fase representado por um termo (Asenocot) , onde ω éfreqüência de sensor em radianos (vide equação 2, abaixo).

Em uma modalidade, o bloco de deslocamento de fase303 compreende que uma transformada de Hubert. A transforma-da de Hubert executa a operação de alteração de fase tardan-do o sinal de sensor por um equivalente de tempo a 90 graus(ou um quarto do período de onda).

O bloco de processamento 305 recebe o sinal desensor e o sinal de sensor deslocado em fase e gera um sinalde acionamento destas duas entradas. 0 bloco de processamen-to 305 pode gerar um sinal de acionamento produzido igual aum termo (Aoutco-seno (cot + θ) ) (vide equação 3, abaixo). 0 va-lor de deslocamento de fase (Θ) determina a fase que equipa-ra e a amplitude Aout compreende a amplitude do sinal de a-cionamento. O bloco de processamento 305, portanto pode de-terminar a amplitude do sinal de acionamento e a fase de si-nal de acionamento, em que o bloco de processamento 205 man-tém a freqüência do sinal de sensor substancialmente na fre-qüência de sinal de acionamento. Vantajosamente, o bloco deprocessamento 305 substancialmente trava a fase do sinal deacionamento para a fase do sinal de sensor. Isto é tornadopossível pela operação de deslocamento de fase, em que o ân-gulo de fase do sinal de sensor pode ser fácil e rapidamentedeterminado. Como resultado, o ângulo de fase de sinal deacionamento pode rastrear muito estritamente o ângulo de fa-se do sinal de sensor, em que o sinal de acionamento é man-tido em uma relação substancialmente linear com o sinal desensor. Isto permite a eletrônica de medidor 20 acionar omedidor de fluxo com mais precisão e permite a eletrônica demedidor 20 ajustar o sinal de acionamento rapidamente emcondições de fluxo não-uniforme, como fluxos de multi-fases,batelada vazio-cheio-vazio, materiais de fluxo incluindo arcapturado, etc.

O bloco de processamento 305 pode determinar o ân-gulo de fase do sinal de sensor e pode controlar o sinal deacionamento para substancialmente alinhar a fase de sinal deacionamento à fase de sinal de sensor. Isto é feito semqualquer realimentação da fase do sinal de sensor. Como re-sultado, a freqüência do sinal de acionamento substancial-mente rastreia a freqüência do sinal de sensor, sem necessi-dade de controlar a freqüência de sinal de acionamento. Por-que a amplitude e fase do sinal de acionamento são rapida-mente determinadas, a invenção permite um fluxômetro ser a-cionado muito perto de uma freqüência de ressonância, em queas alterações para a freqüência de ressonância são rastrea-das substancialmente de modo instantâneo. Como resultado, osinal de acionamento responde mais rapidamente às condiçõesde fluxo variáveis. Isto também permite implementação de vá-rios diagnósticos de fluxômetro. Por exemplo, o sinal de a-cionamento pode ser alterado rapidamente para avaliar um Fa-tor de Calibração de Fluxo (FCF), determinar a dureza do tu-bo de fluxo, detectar a corrosão/erosão do tubo de fluxo,detectar rachaduras ou fendas em um tubo de fluxo, determi-nar uma quantidade de revestimento de material de fluxo nolado interno de um tubo de fluxo, etc.

O bloco de processamento 305 pode determinar a am-plitude do sinal de sensor e pode gerar uma amplitude do si-nal de acionamento com base na amplitude do sinal de sensor.O bloco de processamento 305 pode comparar a amplitude dosinal de sensor a um alvo de amplitude (como um ponto fixode amplitude ou uma faixa operacional de amplitude, por e-xemplo) e pode aumentar o sinal de acionamento ou diminuirconforme necessário.

O sinal de sensor (ou sinal de interceptador, PO)pode ser representado pela equação:

PO = Ain co-senocot (1)

Onde o termo co-senocot denota a natureza variadade tempo do sinal de sensor e o termo de Ain representa aamplitude do sinal de sensor. A saida fase-deslocada (PSO)do bloco de deslocamento de fase pode ser representada pelaequação:

PSO = Ain senout (2)

onde o termo (AinSenocot) representa a versão fase-deslocada do sinal de sensor. Usando esta saida, o bloco deprocessamento 305 pode gerar uma saida de sinal de aciona-mento que inclui um termo de ajuste de demora de fase Θ, on-de o termo de ajuste de demora de fase θ é adiciono ou sub-traído do sinal de sensor PO. Como resultado, o sinal de a-cionamento compreende:

Sinal de acionamento = Aout co-seno (cot + θ) = Aout[co-seno(üt) co-seno(G) - seno(cot) seno(0)] (3)

Através de seleção apropriada de um valor θ, ocot + θ no termo (Aoutco-seno (cot+θ) pode substancialmente equi-parar à fase de sensor.

A amplitude do sinal de acionamento Aout pode serderivada da equação (2), onde a amplitude do sinal de sensorAin pode ser determinada da equação:

Ain = VAin2 seno (cot) 2 + Ain2 co-seno (cot) 2

A amplitude do sinal de sensor Ain pode ser aumen-tado ou abaixado para gerar a amplitude do sinal de aciona-mento A0Ut-

FIG. 4 é um fluxograma 400 de um método para gerarum sinal de acionamento para um fluxômetro vibratório de a-cordo com uma modalidade da invenção. Na etapa 4 01, é rece-bido um sinal de sensor. 0 sinal de sensor pode compreenderuma saída de um sensor interceptador que gera um sinal vari-ado em tempo eletrônico em resposta à vibração de um ou maistubos de fluxo do medidor de fluxo.

Na etapa 402, o sinal de sensor recebido é deslo-cado em fase em cerca de 90 graus. Em uma modalidade, a ope-ração de alteração de fase é executada usando uma transfor-mada de Hubert, por exemplo. Porém, deveria ser entendidoque outros métodos de alteração de fases podem também serempregados. A operação de alteração de fase pode gerar umtermo de Asenoot, além do termo de Aco-senout que representao sinal de sensor.

Na etapa 403, uma amplitude do sinal de sensor édeterminada do sinal de sensor e o deslocamento de fase de90 graus, isto é, usando o termo (AinSenoot) e o termo (Ain-co-senoüt) (vide equação 4).

Na etapa 404, a amplitude do sinal de sensor é u-sada para gerar uma amplitude do sinal de acionamento. A am-plitude do sinal de acionamento é com base na amplitude dosinal de sensor.

Porém, a amplitude do sinal de acionamento podeser aumentada ou abaixada com relação à amplitude do sinalde sensor. A escala em algumas modalidades é restringida, ea escala· pode ser limitada por limites de escala superiorese/ou inferiores.

Na etapa 405, a amplitude do sinal de acionamentoé incluída no sinal de acionamento. Por conseguinte, o méto-do 400 gera uma amplitude rápida e precisa pelo sinal de a-cionamento.

0 método acima pode ser iterativa e/ou substanci-almente de modo contínuo executado para gerar substancial-mente de modo contínuo a amplitude do sinal de acionamento.A amplitude do sinal de acionamento pode ser determinada ra-pidamente, em que a amplitude do sinal de acionamento é ge-rada substancialmente de modo instantâneo.

FIG. 5 é um fluxograma 500 de um método para gerarum sinal de acionamento para um fluxômetro vibratório de a-cordo com uma modalidade da invenção. Na etapa 501, é rece-bido um sinal de sensor, como previamente debatido.

Na etapa 502, o sinal de sensor recebido é deslo-cado em fase por substancialmente 90 graus, como previamentedebatido.

Na etapa 503, um valor de deslocamento de fase (Θ)é determinado de uma resposta de freqüência do fluxômetrovibratório. O valor de deslocamento de fase (Θ) pode compre-ender um valor de compensação, como valor de avanço de fase(isto é, +Θ) ou um valor de demora de fase (isto é, -Θ) . 0valor de deslocamento de fase (Θ) pode ser determinado cor-relatando a resposta de freqüência a uma relação de freqüên-cia/fase. Em uma modalidade, a relação de freqüência/fasecompreende uma relação de freqüência-para-fase empiricamenteobtida. Por exemplo, vários valores de freqüência-para-fasepodem ser obtidos e armazenados, em que os valores armazena-dos são usados para derivar ou interpolar um valor de deslo-camento de fase necessário (Θ) . Alternativamente, a relaçãode freqüência/fase compreende uma relação teórica formada devalores de fase e de freqüência prognosticados.

Na etapa 504, o valor de deslocamento de fase (Θ)é combinado com o sinal de sensor (o termo (Aco-senocot) ) e osinal de sensor deslocado em fase (o termo (Asenoot)) paragerar a fase de sinal de acionamento.

Na etapa 505, a amplitude do sinal de acionamentoé incluída no sinal de acionamento. Nesta maneira, a fase dosinal de acionamento é travada substancialmente na fase dosinal de sensor. 0 método acima pode ser iterativa e/ousubstancialmente de modo continuo executado para substanci-almente de modo continuo gerar a fase de sinal de acionamen-to, como previamente debatido. A fase de sinal de acionamen-to pode ser determinada rapidamente, em que a fase de sinal5 de acionamento é gerada substancialmente de modo instantâneo.

Deveria ser entendido que o método 400 e o método500 podem ser vantajosamente combinados para gerar uma fasede sinal de acionamento e uma amplitude do sinal de aciona-mento. Os métodos combinados 400 e 500 em algumas modalida-10 des geram um sinal de acionamento completo.

FIG. 6 é um diagrama de blocos de um acionamentodigital de laço fechado 600 de acordo com uma modalidade dainvenção. O diagrama de blocos representa as várias funcio-nalidades que são incorporadas no sistema de processamento15 203 nesta modalidade.

Uma saida de acionamento digital para um hardwarede amplificador acionador (amplificador não mostrado) estáao lado esquerdo superior da figura. A corrente de aciona-mento e a voltagem de acionamento são entradas de uma placa20 de sentido no bloco de Condição de Entrada 601, junto com atemperatura de um circuito de RTD e os dois sinais de inter-ceptador (LPO e RPO). O bloco de Condição de Entrada 601 po-de executar qualquer maneira de filtração e dizimação.

As características de acionamento digital são im-25 plementadas principalmente em dois blocos, o bloco de CalcFreq Mag 611 e o bloco de Sistema de Controle de Realimenta-ção de Acionamento 613. O bloco de Calc Freq_Mag 611 na mo-dalidade mostrada usa um estimador de freqüência de Hubert epode usar um arranjo de estimação de amplitude simples oudual. 0 bloco de Sistema de Controle de Realimentação de A-cionamento 613 gera um sinal de acionamento de acordo com ainvenção.

0 bloco de Condição de Entrada 601 pode executarfiltração para remover os componentes de freqüência mais al-ta dos sinais de sensor interceptador para assegurar que oacionamento de laço fechado excite um modo de curvatura fun-damental do fluxômetro vibratório. Em particular, a filtra-ção pode ser projetada para remover uma segunda harmônica etambém pode remover uma freqüência de modo de torção dos si-nais de sensor. Isto pode ser feito com um filtro de passa-gem baixa ajustável. A freqüência de corte de filtro podeser com base em Ki, que é o período de tubo em ar.

FIG. 7 mostra o bloco de Condição de Entrada 601de acordo com uma modalidade da invenção. FIG. 7 adicional-mente mostra a localização do filtro de passagem baixa ajus-tável dentro do bloco de Condição de Entrada 601 e tambémmostra as taxas de amostragem usadas em várias porções dobloco de Condição de Entrada 601. Os sinais entram na es-querda a uma taxa base através do bloco de Dizimação de Es-tágio 1. Em uma modalidade, a taxa base é selecionada sercerca de 48 kHz de forma que um codificador/decodificador(CODEC) seja apropriadamente anti-nome alternativo. A dizi-mação de estágio 1 traz a taxa até cerca de 4 kHz, e a taxade 4 kHz é usada até o Filtro de Passagem Baixa Ajustável.Três sinais de realimentação de interceptador de 4 kHz sãodistribuídos do bloco de condição de entrada como os sinaisde LPO e RPO, como também o sinal de PO filtrado modal (de-signou como η ou eta), para realimentação de acionamento naporta de saida marcada Realimentação de PO à direita da fi-gura. O filtro modal pode ser desenvolvido usando qualquermétodo. Em uma modalidade, um vetor de filtro modal simpli-ficado de {O,5;O,5} pode ser usado para criar uma média dossinais de LPO e RPO, por exemplo.

Os interceptadores são distribuídos do bloco emuma taxa de amostra de 2 kHz após atravessar o filtro depassagem baixa ajustável. Ambos os conjuntos de sinais deinterceptador podem opcionalmente ser passados através de umbloco de escala para os converter para níveis de milivolt.Todos os sinais são escalados para valores de ponto fixo a-propriados que será uma técnica familiar a alguém versado natécnica. Os sinais de interceptador resultantes são alimen-tados para ambas as taxas no bloco de Calc Freq_Mag 611.

FIG. 8 mostram uma implementação de um filtro depassagem baixa ideal ajustável de ordem N=IOO multiplicadocom uma janela de Hanning para criar um filtro de Respostade Pulso Finito de passagem baixa, mostrado no lado direitoda FIG. 7. 0 produto de ponto dos coeficientes de filtro edas N amostras tamponadas é tirado para produzir a saídafiltrada de passagem baixa. Os coeficientes de filtro sãorecalculados no subsistema habilitado para dar a freqüênciade corte apropriada sempre que Ki alterar.

FIG. 9 mostra o subsistema habilitado para calcu-lar os coeficientes de filtro para o filtro da FIG. 8. Afreqüência de corte normalizada é calculada de Ki, que é operíodo de tubo em micro-segundos em ar, pela cadeia de si-nal mais baixo. A freqüência de tubo sempre será igual oumenor que a freqüência de ar, assim Ki é uma escolha boa deparâmetros para escolher ajustar o filtro de passagem baixa.

Em uma modalidade, 20 Hz mais a freqüência de ar que corres-ponde a Ki são usadas como a freqüência de corte. Alternati-vamente, a freqüência de corte pode ser ajustada dinamica-mente com base na freqüência de acionamento. O ganho do fil-tro começa a cair antes da freqüência de corte, assim o fa-tor de 20 Hz dá uma margem de modo que o ganho de filtro nafreqüência de ar seja 1.

Para assegurar partida de todos os sensores, o va-lor de Ki predefinido é de modo que ele esteja na freqüênciamais alta de qualquer sensor que poderia ser conectado. Des-te modo se o usuário falha em colocar no valor de Ki apro-priado pelo sensor atual, o sensor ainda iniciará.

FIG. 10 mostra o bloco de Calc Freq-Mag 611 de a-cordo com uma modalidade da invenção. Os dois conjuntos desinais de interceptador (isto é, o "eta e PO alto em" e o"eta e PO baixo em" entradas) são usados para calcular doisconjuntos independentes de amplitudes. 0 bloco de Detecçãode Pico de Topo 1001 nos sinais de 4 kHz pode ser usado paracalcular as amplitudes de sinal com base em um detector depico, por exemplo. 0 inferior, bloco de Hubert Freq_Mag 1002usa um método de processamento de sinal de Hubert nos sinaisde 2 kHz para calcular uma estimativa de amplitude que écorrelatada mais à amplitude senoidal na freqüência de acio-namento. Qualquer computação de amplitude pode ser selecio-nada e produzida pelo multiplexador (MUX).

Este método de amplitude providas de dois pinospermite a eletrônica de medidor 20 reagir aos sinais de in-terceptador ruidosos. Se a amplitude de detecção de pico ésimilar à amplitude de Hubert, então o nivel sonoro é acei-tável. Se a detecção de pico é mais alta que a amplitude deHubert, então há ruido de banda larga presente nos sinais desensor interceptador. Neste caso, a eletrônica de medidor 20pode decidir que sinal de amplitude utilizar, pode ajustaruma sinalização de advertência ou condição de erro, e/ou po-de re-escalar quaisquer valores de ganho de pré-amplificação.

FIG. 11 mostra, o bloco de Hubert Freq_Mag 1002 deacordo com uma modalidade da invenção. Uma transformada deHubert desloca o sinal de entrada 90 graus em fase. O blocode filtro digital à direita no topo da figura implementa ofiltro de Hubert. A saida do bloco de filtro digital é o si-nal de entrada deslocado em fase (isto é, o sinal de Re) . Obloco de demora de número inteiro variável desloca o sinalnão-filtrado pela metade da ordem do filtro de Hubert de FIR.O resultado são dois sinais, o sinal de entrada atrasadonão-filtrado (o componente de Em-fase Im) e o sinal de en-trada deslocado 90 graus (o componente de quadratura Re),com uma demora devido ao filtro de Hubert de FIR. Os doissinais são depois combinados em um número complexo. A magni-tude do número complexo é a amplitude senoidal que é a quan-tidade de interesse para controle de acionamento. A freqüên-cia pode também ser calculado do número complexo, e é deta-lhada abaixo. Note que a magnitude e a freqüência, como tam-bém os termos de quadratura de todos os três sinais LPO, RPO,e η, são calculadas. Os sinais de freqüência e de magnitudepodem ser dizimados quando necessário para uma taxa inferior,tipicamente até cerca de 500 Hz, para uso no controle de a-cionamento. A freqüência é adicionalmente usada para os cál-culos de densidade e de fluxo.

FIG. 12 mostra o bloco de Estimador de Freqüênciade Hubert 1101 de acordo com uma modalidade da invenção. Nobloco de Estimador de Freqüência de Hubert 1101, os sinais Ie Q são recebidos da direita. 0 sinal é atrasado através deuma amostra e seu conjugado complexo é tirado. 0 produto deponto do número complexo original e o conjugado atrasado emtempo resulta em um número complexo cujo ângulo é o ânguloentre os dois vetores. 0 ângulo entre os dois vetores foivarrido no tempo de amostra dt. Dividindo o ângulo pelo tem-po de amostra (e 2n) dá a freqüência.

φ =ot (9)

ω = (10)

f = _ço_ (H)

0 filtro de compensação de Hubert é usado para fa-cilitar a estimativa de freqüência. 0 valor absoluto da fre-qüência é tirado, uma vez que a função de ângulo pode retor-nar um número negativo. Para o processamento de sinal dobloco de Estimador de Freqüência de Hubert 1101 (e também obloco de Hubert Freq_Mag 1002), o acionamento digital 600pode usar as freqüências de RPO ou de LPO.Referindo novamente à FIG. 6, os sinais de eta I eQ vão para a medição de fluxo, e a freqüência vai para asmedições de fluxo e de densidade, como debatido acima. Afreqüência e magnitude, na taxa inferior, e o sinal de rea-limentação, na taxa de 4 kHz, são alimentados para o blocode Sistema de Controle de Realimentação de Acionamento 613.

FIG. 13 mostra o bloco de Sistema de Controle deRealimentação de Acionamento 613 de acordo com uma modalida-de da invenção. Deveria ser observado que o bloco de Sistemade Controle de Realimentação de Acionamento 613 pode incluirmais de uma taxa de amostragem. Na modalidade mostrada, há 3taxas que são empregadas no bloco de Sistema de Controle deRealimentação de Acionamento 613.

Na modalidade mostrada, as três taxas são a taxade 500 Hz para a freqüência e estimação de magnitude, a taxade 4 kHz para o sinal de realimentação, e a taxa de saida de8 kHz.

Há três entradas no bloco de AGC 1301. As estima-tivas de freqüência e de magnitude são usadas para calcularo miliVolts/Hz de pico-para-pico atual, que são as unidadespara a amplitude. A segunda entrada é o alvo de acionamento,ou ponto fixo, mV/Hz. A entrada final é a entrada de corren-te nominal.

O bloco de AGC 1301 tem 2 saídas. A primeira saídaé a saída de Auto-partida Permitida, debatida abaixo. A se-gunda saída é a saída de Ganho de Laço que multiplica a rea-limentação para produzir o sinal de acionamento. A perna derealimentação de acionamento seleciona η, os sinais de in-terceptador modalmente filtrados, das três possíveis esco-lhas (LPO, RPO, e η). O termo η é um sinal senoidal na fre-qüência de acionamento de laço fechado e com amplitude vari-ada, dependendo da amplitude do sensor atual. Esta amplitudevariada, combinada com o bloco de multiplicação, produz umaresposta não-linear, isto é, fornece uma autoridade de con-trole divergente dependendo da amplitude. Dividindo η porsua amplitude produz um sinusóide na freqüência correta mascom amplitude de acionamento. A amplitude de acionamento e-limina qualquer não-linearidade. Uma vez que a realimentaçãoestá a uma taxa mais rápida que o ganho de laço, o ganho delaço usa um bloco de transição de taxa antes da multiplica-ção para assegurar compatibilidade de sinal.

A saída do bloco de multiplicação é o sinal de a-cionamento na freqüência e amplitude corretas, mas com a fa-se incorreta devido à demora do grupo através do hardware esoftware de DSP. Correção para a demora do grupo pode serrealizada de vários modos. Porém, o modo novo apresentadoaqui é computacionalmente eficiente. 0 sinal de acionamentoé passado primeiro em um bloco de filtro de Hubert 1302, si-milar ao na FIG. 11 (debatido acima), mas operando a 4 kHz ecom uma ordem de filtro menor para economizar largura debanda do processador para esta aplicação menos exigente. Asaída são dois sinais de acionamento em quadratura com a am-plitude e freqüência corretas. Os sinais de acionamento emquadratura são passados do bloco de filtro de Hubert 1302para o bloco de Compensação de Demora de Grupo 1303, juntocom a freqüência de acionamento.FIG. 14 mostra o bloco de Compensação de Demora deGrupo 1303 de acordo com uma modalidade da invenção. Em ummodo fora-de-linha, de um-tempo, a demora de grupo atravésdo DSP é caracterizada experimentalmente com um deslocamentoe declive. Alternativamente, hardware de sentido de correnteno amplificador de corrente pode fornecer uma opção paracalcular a compensação de demora de grupo em-linha. A demorade fase requerida para compensar a demora de grupo é umafunção de freqüência, como previamente debatido. A freqüên-cia de entrada é usada para calcular a compensação de demorade grupo requerida (isto é, o valor de deslocamento de fase(Θ)) no bloco de Compensação de Demora de Grupo 1303, usandoo declive e deslocamento experimentalmente determinados. Ossinais de quadratura de acionamento são depois multiplicadospelo seno e co-seno da compensação de demora de fase reque-rida e adicionados. A saida do bloco de soma resulta em umsinal de acionamento que tem a fase, freqüência, e amplitudecorretas para acionar o sensor na ressonância.

Referindo de novo à FIG. 13, o sinal de acionamen-to é alimentado em um comutador no lado esquerdo da figura.

Em operação normal o comutador atravessa o sinal de aciona-mento através de um Conversor Digital-para-Analógico (DAC) eum amplificador de corrente e por fim para o acionador 180(vide FIG. 1). Porém, na modalidade mostrada, há lógica in-cluida no bloco de AGC que permite uma característica de au-to-partida. Por conseguinte, quando a amplitude de intercep-tador cair abaixo de uma certa porcentagem de ponto fixo, ouabaixo de um certo valor absoluto, a lógica no bloco de AGCpode afirmar um sinal de "Auto-partida Permitida", trocandopara o modo de auto-partida. No modo de auto-partida, ener-gia é injetada do bloco de pulso no topo esquerdo da figura.O bloco de pulso dá saida a um sinal perto da magnitude decorrente máxima em uma maneira de laço aberto. O pulso passapor várias faixas de freqüência diferentes até o sensor "i-niciar" ser definido pela amplitude de interceptador exce-dendo o alvo de auto-partida. As faixas de freqüência sãocom base no último valor anterior de freqüência de aciona-mento, a faixa de freqüências correspondendo a Ki e uma fre-qüência correspondendo a uma densidade várias vezes mais al-tas que a densidade de K2 correspondente, e uma gama exten-siva que cobre uma faixa vasta de sensores. Estas váriasfaixas asseguram que o sensor iniciará até mesmo se os parâ- metros de sensor incorretos forem entrados na eletrônica demedidor 20, por exemplo se a eletrônica for inicializada comuma reinicialização mestre.

A saida do comutador, quer em acionamento normalquer em modo de auto-partida, passa por meio da interpolaçãoou filtragem de amostra acima, tipicamente para 8 kHz. 0 si-nal de acionamento é atualizado em 8 kHz, com uma taxa desaida final no codec (DAC) de 48 kHz. Alguém versado na téc-nica reconhecerá que a escolha de taxas para a entrada, rea-limentação, taxa de atualização, e saida são intercâmbioscom base em requerimentos de desempenho e larguras de bandade processador. As escolhas particulares de taxas podem serotimizadas para o hardware selecionado e para o desempenhorequerido. As implementações de filtros particulares, inclu-indo a ordem de filtro, a freqüência de corte, etc. são pro-jetadas para equiparar as taxas escolhidas. Deveria ser en-tendido que as taxas de amostragem, ordens de filtro, fre-qüências de expansão, etc., são dadas como exemplo apenas eas reivindicações não são limitadas por quaisquer dos exem-plos dados.

FIG. 15 mostra o bloco de Controle de Ganho Auto-mático (AGC) 1301 de acordo com uma modalidade da invenção.O AGC recebe como entradas a amplitude de deslocamento demV/Hz atual (contendo todas as 6 amplitudes) e o deslocamen-to de ponto fixo (em mv/Hz) . O bloco de AGC 1301 tem duassaídas, uma saída de Auto-partida Permitida e a saída de Ga-nho de Laço.

No primeiro bloco do bloco de AGC 1301, as entra-das são racionadas para dar uma porcentagem de deslocamento,isto é quando o deslocamento atual igualar ao ponto fixo, odeslocamento racionado atual é 1,0. Esta escala ajuda comlinearização do laço de controle para os vários pontos fixosde amplitude. As seis amplitudes racionadas (detecção de pi-co/Hilbert para LPO, RPO, e η) são alimentadas em um blocode diagnóstico de Verificação de Amplitude 1501. Este blocoverifica para assegurar que todas as seis amplitudes rendemnúmeros consistentes que estão próximo de 1,0 e aumenta umaadvertência ou sinalização de erro se as diferenças excede-rem certas porcentagens prefixadas. Este bloco também detec-ta se o sensor exceder o ponto fixo em ~110 %. Nesse caso,este bloco alimenta a informação excedente para o bloco ló-gico de Auto-partida/Excedência.O bloco lógico de Auto-partida/Excedência determi-na se a amplitude de sensor é baixa ou excede o limiar deexcedência. Se a amplitude for baixa, o sinal de auto-partida Permitida é afirmado. Se ou o auto-partida for per-mitido ou se a amplitude for excedida, este bloco também en-via um sinal de reinicialização ao controlador de PI, deba-tido abaixo.

No bloco de razão de mV/Hz, os sinais são selecio-nados para controle de amplitude. Por exemplo, detectar picoLPO e de RPO é selecionado. Alternativamente, um argumentopode ser feito para selecionar as amplitudes de LPO e de RPOde Hubert ou a amplitude modal. Em outra alternativa, o blo-co de mV/Hz pode incluir lógica gue executa uma seleção combase nas diferenças em ruido, etc. Em todo caso, o máximo doLPO e RPO é selecionado para o controle.

A saida do comutador é alimentada no bloco lógicode Auto-partida/Excedência, como também sendo alimentada pa-ra o bloco de diferença. Uma vez que o ponto fixo é agoranormalizado em 1, o erro simplesmente é a diferença entre osinal atual e 1. 0 sinal de erro é alimentado para blocoDistinto de PI para determinar o ganho de laço. A saida dobloco Distinto de PI pode ser alimentada em um verão onde acorrente de acionamento nominal é adicionada com a saida dobloco de PI. Em uma modalidade, a implementação padronizacorrente de acionamento nominal de 0. Um bloco de saturaçãocontrola as correntes de saida máximas e mínima da saída so-mada, resultando no ganho de laço final.

O amplificador de corrente pode empregar um ampli-ficador linear. A corrente de saída pode ser substancialmen-te senoidal, como até que bate com um limite de corrente,por exemplo. 0 amplificador pode operar em 4 quadrantes, is-to é, pode acionar e absorver corrente em direções positivase neqativas. Isto permite o controle de acionamento frearo(s) tubo(s) de fluxo durante a excedência ou quando asquantidades grandes de ruído de fluxo excitarem o tubo.

FIG. 16 mostra um controlador Proporcional-Integral (PI) de acordo com uma modalidade da invenção. Osinal de erro é recebido na porta 2 do bloco de AGC 1301. Aperna inferior multiplica o erro por um ganho proporcional Pe o passa em um nó do bloco de soma final. Em operação nor-mal, isto é, quando o integrador reinicializa o sinal não éafirmado, um integrador distinto simples usado, em que o si-nal novo é adicionado ao sinal de saída do integrador ante-rior. 0 sinal novo é multiplicado primeiro pelo ganho Inte-gral I. Ele é depois multiplicado pelo tempo de amostra quefaz a resposta do integrador independente do tempo de amos-tra. Seguindo as boas práticas do projeto de controlador pa-drões, a saída de integrador é saturada com o bloco de "an-ti-conclusão". Esta característica impede o integral de in-tegrar a infinidade se o sinal de erro não pondera para zero,como aconteceria no caso de ar capturado, por exemplo.

0 sinal de reinicialização do integrador em umamodalidade é alto quando o auto-partida estiver ativado ouquando o tubo exceder o nível de amplitude alto. Nestes ca-sos, a saída do integrador é ajustada em zero. No primeirocaso, o integrador não começa concluir enquanto o tubo esti-ver tentando iniciar, minimizando a excedência. Para ajudarnisso, uma demora desativada é usada para manter o integra-dor desativado enquanto o tubo estiver vindo para a amplitu-de. A reinicialização durante a excedência do tubo deixa osistema de controle acionar a amplitude de tubo mais rapida-mente que se o integrador tivesse que concluir de novo. Estacaracterística dramaticamente reduz a excedência quando otubo for altamente amortecido durante um período de tempo,por exemplo, através de ar capturado, e o amortecimento é derepente removido, por exemplo, o ar é parado. Sem a caracte-rística de reinicialização, o integrador estaria no limitede corrente total enquanto o tubo foi amortecido. Depoisquando o amortecimento for removido, o integrador teria ti-rado corrente total e depois integrado em sua constante detempo para um valor menor. O tubo estaria muito alto de umaamplitude por um tempo significativamente mais longo sem acaracterística de reinicialização sob conclusão.

FIG. 17 inclui dois diagramas de sinal de aciona-mento que são representativos de uma operação de tubo defluxo na técnica anterior. A figura mostra alguns dos pro-blemas associados aos métodos de controle de acionamentonão-linear da técnica anterior. 0 diagrama do topo na figuramostra que um laço de controle não-linear, padrão leva vá-rios segundos para iniciar o movimento de tubo após o qualhá uma Excedência substancial seguida por um método lentolongo para a amplitude de ponto fixo. O diagrama do fundomostra uma curva similar, mas aqui a condição inicial estáum amplitude grande-que-de-ponto fixo que leva o acionamentoa desativar. Estes diagramas fazem parte de um processo deafinação de Ziegler-Nichols tradicional.

Note que após o acionamento paralisar há um tempoaté mais longo para iniciar que a inicialização inicial. Al-guns destes envolvem às vezes constante de tempo bastantelongo do sensor de fluxômetro (vide abaixo). A partida lentaseguida por um Excedência é característico de um sistema deacionamento não-linear. Enquanto afinação do laço de PID po-de acelerar a partida e minimizar a Excedência, no máximo aafinação apenas compensa uma condição de um sistema não-linear. 0 resultado final em um laço de controle de aciona-mento que não é muito robusto às perturbações, como fluxosde gás ruidosos, fluxo lento/duas fases, ou alterações deprojeto para o acionador e interceptadores.

Um laço de controle de acionamento de fluxômetrotípico é não-linear em dois cumprimentos. 0 primeiro, maisóbvio, não-linearidade é o fato que a velocidade de reali-mentação é multiplicada pelo ganho. Por definição esta mul-tiplicação é não-linear. Além disso, a resposta de intercep-tador, agindo como um dos multiplicadores, depende da dinâ-mica de sensor, tornando dependente do sensor de não-linearidade.

A segunda não-linearidade é um pouco mais sutil. Aequação padrão para uma resposta de sensor linear é dada a-baixo,

[H]{F} = {x} ou [D]{x} = {F} (12)

onde H é a função de resposta de freqüência, D é amatriz dinâmica, χ é a resposta, e F é a força.O que é tipicamente deixado de lado destas equa-ções, mas é uma suposição importante, é o fato que as equa-ções são linearizadas em volta de um ponto operacional nomi-nal. A equação para o sistema linear é mais precisamente da-da como:

[H] {F - F0) = {x - X0} ou [D] {χ - Xo} = {F - F0] (13)

onde a subscrição o refere-se a um deslocamentonominal e uma força nominal. Uma vez que o laço de controlepadrão não responde pelas forças nominais ou amplitudes no-minais, a resposta do sensor, como também a resposta do sis-tema de controle de realimentação inteiro, é uma função doponto fixo. As forças e amplitudes nominais são claro depen-dentes da massa, dureza, e amortecimento da estrutura defluxômetro, como também dos coeficientes de sensibilidade BLdas bobinas de acionamento e de interceptador.

A eletrônica de medidor e métodos em algumas moda-lidades incluem alterações no laço de controle de realimen-tação para linearizar o sistema. Há duas etapas para linea-rizar o sistema, respondendo pelos duas não-linearidadesdescritas acima.·Qualquer uma (ou ambas) puder(em) ser usa-da (s) para vantagem no sistema de realimentação de aciona-mento melhorado da invenção. 0 resultado é um laço de con-trole linear que robustamente controla o acionamento. Alémdisso, a invenção lineariza o laço de controle enquanto res-pondendo automaticamente por qualquer diferença em dinâmicade sensor, tornando o projeto robusto para qualquer projetode sensor dado.

A primeira linearização remove a não-linearidademultiplicativa forçando a resposta ser a unidade. Há váriosmodos para realizar isso, por exemplo, usando um fator decorreção ou sinal de virada, convertendo para uma onda dequadrado de acionamento para uma acionamento de onda quadra-da digital, etc. 0 método mostrado abaixo usa o sinal de am-plitude já calculado para normalizar a realimentação paraunidade. Embora ainda haja uma operação de multiplicação,multiplicar por 1 não contribui para um não-linearidade.

FIG. 18 mostra um diagrama de blocos de controlede acionamento linearizado 1800 de acordo com uma modalidadeda invenção. Na figura, a realimentação de interceptador énormalizada pela amplitude no bloco de "Norma de PO" ao fun-do da figura. Note que variações em qualquer uma das dinâmi-cas do sensor são tiradas automaticamente para este método.

A segunda linearização contribui em uma força nominal combase no ponto fixo. 0 ponto fixo de amplitude é multiplicadopor um bloco de "Ganho Nominal", e adicionado a um ganhoProporcional-Integral-Derivado (PID) no bloco de "Ganho To-tal". Adicionando a saida de ganho nominal ao ganho de PIDresulta em um sistema de sensor que oferece um amortecimentoeficazmente zero, isto é, é marginalmente estável. Em termosde controle, este sistema linearizado não é "enfraquecido",isto é, a saida de PID é zero quando os sistemas alcançam oponto fixo. Nenhum erro é requerido para produzir a forçanominal. Enquanto o ganho nominal é uma função da dinâmicado sensor, o sistema de controle é agora independente dosensor. Por conseguinte, um conjunto otimizado de ganhos dePID trabalhará para uma gama muito extensiva de sensores.No sistema de controle padrão que é totalmente en-fraquecido, o erro multiplicado pelo ganho proporcional maiso erro integrado multiplicado pelo ganho integral são usadospara dar a força nominal. Como resultado, o enfraquecimento émuito uma função da massa, dureza, e amortecimento do sensor.

A chave para este método é o valor de ganho nomi-nal. Este valor pode ser encontrado de muitos modos diferen-tes. Em um método de sensor auto-caracterizante com base mo-dal, o ganho nominal simplesmente é o valor de amortecimentomedido. Um método de diagnósticos simplificado pode ser usa-do para gerar o valor correto. 0 ganho nominal pode ser i-dentificado com um "silvio" simples do acionador na partidae executando um ID de sistema rápido e bruto. 0 ganho nomi-nal pode estar em uma tabela de pesquisa com base em fre-qüência, a Função de Resposta de Freqüência (FRF) de aciona-mento medida, ou a resistência de RTD, por exemplo.

Uma alternativa fácil para adquirir o ganho medidoé deixar o sensor iniciar com zero ganho nominal, e após oerro ser minimizado pelo laço de PID padrão, transferir onúmero de ganho de PID para o ganho nominal e reajustar asaida de integrador de PID.

Com este esquema, qualquer variação do ganho dePID de zero será indicativa de alterações do sistema devidoàs alterações no sensor, montagem, ou condições de fluidos.Variação curta ou a longa do ganho de PID pode ser um diag-nóstico simples, poderoso.

FIG. 19 compreende gráficos do controle de aciona-mento linearizado de acordo com uma modalidade da invenção.A figura mostra que estas linearizações diminuem os temposde partida e de restabelecimento, aceleram a resposta dosistema, e tornam os ganhos de PID invariantes para amplitu-de. A figura mostra que as melhorias de acordo com a inven-ção aumentarão o desempenho do sensor em fluidos difíceiscomo fluxo bifásico.

FIG. 19 mostra que a primeiro linearização drama-ticamente reduz a Excedência de partida e reduz o tempo re-querido para alcançar a amplitude de ponto fixo. Usando am- bas linearizações resulta substancialmente em nenhuma Exce-dência e uma partida muito mais rápida. O diagrama do fundoda FIG. 19 mostra que a primeira linearização reduz o tempode restabelecimento. Usando ambas linearizações elimina al-gum tempo de restabelecimento. Nenhuma declaração "se" é re-querida nos laços linearizados para adquirir este aumento dedesempenho.

FIG. 20 mostra a independência de amplitude deponto fixo das alças linearizadas. A um fator de 5 de aumen-to e diminuição na amplitude, as alças de controle lineari-zadas mostram desempenho similar, muito melhorado no laço decontrole padrão. Desempenho muito melhorado, por exemplo,resposta mais rápida, menos excedência/sub-excesso, parti-da/restabelecimento mais rápido, etc., traduzirá em desempe-nho de acionamento melhor em fluidos difíceis. O desempenhomelhorado e linearização do laço de acionamento também re-sultarão em menos restrições nos projetos de geometrias dossensores, acionadores e interceptadores.

A eletrônica de medidor e métodos de acordo com ainvenção podem ser empregados de acordo com quaisquer dasmodalidades para provê várias vantagens, se desejado. A in-venção fornece um sinal de acionamento preciso. A invençãoprovê um sinal de acionamento para qualquer maneira de sen-sor interceptador. A invenção determina um sinal de aciona-mento substancialmente de modo instantâneo. A invenção for-nece um sinal de acionamento que rapidamente e com precisãorastreia um sinal de sensor. A invenção fornece uma respostade sinal de acionamento mais rápida para condições de fluxovariáveis. A invenção fornece um sinal de acionamento quedetecta e segue as anomalias de fluxo em um material de fluxo.

A invenção fornece um sinal de acionamento em quea fase de sinal de acionamento é substancialmente presa nafase còm a fase de sinal de sensor. A invenção fornece umsinal de acionamento em que a fase de sinal de acionamento ésubstancialmente presa na fase sem usar realimentação. A in-venção fornece um sinal de acionamento que não controla (ounecessita controlar) o valor de freqüência de saida.

A invenção fornece uma compensação de fase rápidaque vantajosamente pode ser acoplada a uma determinação defreqüência rápida. A invenção minimiza um requerimento decorrente para o sinal de acionamento. A invenção fornece umaresposta de tubo de fluxo melhor em condições de ar captura-do e para operação de vazio-cheio-vazio. A invenção permiteum fluxômetro acionar mais próximo a uma freqüência de res-sonância. A invenção permite uma caracterização mais precisade ruido no sinal de sensor. A invenção permite uma imple-mentação altamente precisa de diagnósticos de fluxômetro.

Claims

1. Eletrônica de medidor (20) para gerar um sinalde acionamento para um fluxômetro vibratório, CARACTERIZADApelo fato de que compreende:uma interface (201) para receber um sinal de sen-sor (210) do fluxômetro vibratório (5); eum sistema de processamento (203) em comunicaçãocom a interface (201) e configurado para receber o sinal desensor (210), deslocar em fase o sinal de sensor (210) subs-tancialmente 90 graus para criar um sinal de sensor desloca-do em fase, determinar um valor de deslocamento de fase (Θ)de uma resposta de freqüência do fluxômetro vibratório (5),combinar o valor de deslocamento de fase (Θ) com o sinal desensor (210) e o sinal de sensor deslocado em fase para ge-ar uma fase de sinal de acionamento (213) , determinar umaamplitude do sinal de sensor (214) do sinal de sensor (210)e do sinal de sensor deslocado em fase, e gerar uma amplitu-de do sinal de acionamento (215) com base na amplitude dosinal de sensor (214), em que a fase de sinal de acionamento(213) é substancialmente idêntica a uma fase de sinal desensor (212).

2. Eletrônica de medidor, de acordo com a reivin-dicação 1, CARACTERIZADA pelo fato de que o deslocamento defase é executado por uma transformada de Hubert.

3. Eletrônica de medidor, de acordo com a reivin-dicação 1, CARACTERIZADA pelo fato de que o valor de deslo-camento de fase (Θ) compreende um valor de compensação.

4. Eletrônica de medidor, de acordo com a reivin-dicação 1, CARACTERIZADA pelo fato de que a determinação dovalor de deslocamento de fase (Θ) compreende linearmentecorrelatar a resposta de freqüência a uma relação de fre-qüência/fase para produzir o valor de deslocamento de fase (Θ).

5. Eletrônica de medidor, de acordo com a reivin-dicação 1, CARACTERIZADA pelo fato de que a determinação daamplitude do sinal de sensor (214) compreende:receber um termo de Aco-senocot que representa osinal de sensor (210);gerar um termo de Asenocot do deslocamento de fase;elevar ao quadrado o termo de Aco-senocot e o termode Asenocot; etirar uma raiz quadrada da soma do termo ao qua-drado de Aco-senocot e do termo ao quadrado de Asenocot paradeterminar a amplitude do sinal de sensor (214).

6. Eletrônica de medidor, de acordo com a reivin-dicação 1, CARACTERIZADA pelo fato de que a geração da am-plitude do sinal de acionamento (215) adicionalmente compreende:comparar a amplitude do sinal -de sensor (214) a umalvo de amplitude (216); eescalar a amplitude do sinal de sensor (214) paragerar a amplitude do sinal de acionamento (215), com a esca-Ia sendo com base na comparação da amplitude do sinal desensor (214) ao alvo de amplitude (216).

7. Eletrônica de medidor, de acordo com a reivin-dicação 1, CARACTERIZADA pelo fato de que adicionalmentecompreende pulsar o sinal de acionamento em uma partida dofluxômetro (5).

8. Eletrônica de medidor, de acordo com a reivin-dicação 1, CARACTERIZADA pelo fato de que adicionalmentecompreende pulsar o sinal de acionamento em uma partida dofluxômetro (5) , com o pulso compreendendo varrer através deduas ou mais faixas de freqüência até o fluxômetro (5) ini-ciar.

9. Eletrônica de medidor, de acordo com a reivin-dicação 1, CARACTERIZADA pelo fato de que adicionalmentecompreende linearizar o sinal de acionamento.

10. Eletrônica de medidor, de acordo com a reivin-dicação 1, CARACTERIZADA pelo fato de que adicionalmentecompreende:calcular uma segunda amplitude usando detecção de pico;comparar a amplitude do sinal de sensor (214) àsegunda amplitude; edetectar ruido de banda larga em um sensor interceptador se a segunda amplitude for mais alta que aamplitude do sinal de sensor (214).

11. Método para gerar um sinal de acionamento paraum fluxômetro vibratório, CARACTERIZADO pelo fato de que ométodo compreende:receber um sinal de sensor (210) do fluxômetro vi-bratório (5) ;deslocar de fase o sinal de sensor (210) substan-cialmente 90 graus para criar um sinal de sensor deslocadoem fase;determinar uma amplitude do sinal de sensor (214)do sinal de sensor (210) e do sinal de sensor deslocado emfase;gerar uma amplitude do sinal de acionamento (215)com base na amplitude do sinal de sensor (214); egerar um sinal de acionamento incluindo a amplitu-de do sinal de acionamento (215).

12. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO pelo fato de que o deslocamento de fase é exe-cutado por uma transformada de Hubert.

13. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO pelo fato de que a determinação da amplitudedo sinal de sensor (214) compreende:receber um termo de Aco-senocot que representa osinal de sensor (210);gerar um termo de Asenoot do deslocamento de fase;elevar ao quadrado o termo de Aco-senocot e o termode Asenout; etirar uma raiz quadrada da soma do termo ao qua-drado de Aco-senoüt e do termo ao quadrado de Asenoot paradeterminar a amplitude do sinal de sensor (214).

14. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO pelo fato de que a geração da amplitude do si-nal de acionamento (215) adicionalmente compreende:comparar a amplitude do sinal de sensor (214) a umalvo de amplitude (216); eescalar a amplitude do sinal de sensor (214) paragerar a amplitude do sinal de acionamento (215), com a esca-la sendo com base na comparação da amplitude do sinal desensor (214) ao alvo de amplitude (216).

15. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreende:determinar um valor de deslocamento de fase (Θ) deuma resposta de freqüência do fluxômetro vibratório (5);combinar o valor de deslocamento de fase (Θ) com osinal de sensor (210) e o sinal de sensor deslocado em fasepara gerar uma fase de sinal de acionamento (213); eincluir a fase de sinal de acionamento (213) nosinal de acionamento, em que a fase de sinal de acionamento(213) é substancialmente idêntica a uma fase de sinal desensor (212).

16. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreende:linearmente correlatar a resposta de freqüência auma relação de freqüência/fase para produzir um valor dedeslocamento de fase (Θ) ;combinar o valor de deslocamento de fase (Θ) com osinal de sensor (210) e o sinal de sensor deslocado em fasepara gerar uma fase de sinal de acionamento (213); eincluir a fase de sinal de acionamento (213) nosinal de acionamento, em que a fase de sinal de acionamento(213) é substancialmente idêntica a uma fase de sinal desensor (212).

17. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreendepulsar o sinal de acionamento em uma partida do fluxômetro (5).

18. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreendepulsar o sinal de acionamento em uma partida do fluxômetro(5), com o pulso compreendendo varrer através de duas oumais faixas de freqüência até o fluxômetro (5) iniciar.

19. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreende Ii-nearizar o sinal de acionamento.

20. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreende:calcular uma segunda amplitude usando detecção depico;comparar a amplitude do sinal de sensor (214) àsegunda amplitude; edetectar ruido de banda larga em um sensor inter-ceptador se a segunda amplitude for mais alta que a amplitu-de do sinal de sensor (214).

21. Método para gerar um sinal de acionamento paraum fluxômetro vibratório, CARACTERIZADO pelo fato de que ométodo compreende:receber um sinal de sensor (210) do fluxômetro vi-bratório (5);deslocar de fase o sinal de sensor (210) substan-cialmente 90 graus para criar um sinal de sensor deslocadoem fase;determinar um valor de deslocamento de fase (Θ) deuma resposta de freqüência do fluxômetro vibratório (5) ; ecombinar o valor de deslocamento de fase (Θ) com osinal de sensor (210) e o sinal de sensor deslocado em fasepara gerar um sinal de acionamento, em que a fase de sinalde acionamento (213) é substancialmente idêntica a uma fasede sinal de sensor (212) .

22. Método, de acordo com a reivindicação 21,CARACTERIZADO pelo fato de que o deslocamento de fase é exe-cutado por uma transformada de Hubert.

23. Método, de acordo com a reivindicação 21,CARACTERIZADO pelo fato de que o valor de deslocamento defase (Θ) compreende um valor de compensação.

24. Método, de acordo com a reivindicação 21,CARACTERIZADO pelo fato de que a determinação do valor dedeslocamento de fase (Θ) compreende linearmente correlatar aresposta de freqüência a uma relação de freqüência/fase paraproduzir o valor de deslocamento de fase (Θ) .

25. Método, de acordo com a reivindicação 21,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreende:determinar uma amplitude do sinal de sensor (214)do sinal de sensor (210) e do sinal de sensor deslocado emfase;gerar uma amplitude do sinal de acionamento (215)com base na amplitude do sinal de sensor (214); eincluir a amplitude do sinal de acionamento (215)no sinal de acionamento.

26. Método, de acordo com a reivindicação 21,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreende:receber um termo de Aco-senocot que representa osinal de sensor (210) ;gerar um termo de Asenoot do deslocamento de fase;elevar ao quadrado o termo de Aco-senout e o termode Asenoot;tirar uma raiz quadrada da soma do termo ao qua-drado de Aco-senout e do termo ao quadrado de Asenoot paradeterminar a amplitude do sinal de sensor (214);gerar uma amplitude do sinal de acionamento (215)com base na amplitude do sinal de sensor (214); eincluir a amplitude do sinal de acionamento (215)no sinal de acionamento.

27. Método, de acordo com a reivindicação 21,CARACTERIZADO pelo fato de que a geração da amplitude do si-nal de acionamento (215) adicionalmente compreende:receber um termo de Aco-senocot que representa osinal de sensor (210);gerar um termo de Asenoot do deslocamento de fase;elevar ao quadrado o termo de Aco-senocot e o termode Asenoot;tirar uma raiz quadrada da soma do termo ao qua-drado de Acó-senoot e do termo ao quadrado de Asenoot paradeterminar a amplitude do sinal de sensor (214);comparar a amplitude do sinal de sensor (214) a umalvo de amplitude (216);escalar a amplitude do sinal de sensor (214) paragerar a amplitude do sinal de acionamento (215), com a esca-la sendo com base na comparação da amplitude do sinal desensor (214) ao alvo de amplitude (216); eincluir a amplitude do sinal de acionamento (215)no sinal de acionamento.

28. Método, de acordo com a reivindicação 21,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreendepulsar o sinal de acionamento em uma partida do fluxômetro (5).

29. Método, de acordo com a reivindicação 21,CARACTERIZADO pelo fato de que adicionalmente compreendepulsar o sinal de acionamento em uma partida do fluxômetro(5) , com o pulso compreendendo varrer através de duas oumais faixas de freqüência até o fluxômetro (5) iniciar.

30. Método, de acordo com a reivindicação 21,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreende Ii-nearizar o sinal de acionamento.

31. Método, de acordo com a reivindicação 25,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreende:calcular uma segunda amplitude usando detecção depico;comparar a amplitude do sinal de sensor (214) àsegunda amplitude;e detectar ruido de banda larga em um sensor in-terceptador se a segunda amplitude for mais alta que a am-plitude do sinal de sensor (214).

32. Método para gerar um sinal de acionamento paraum fluxômetro vibratório, CARACTERIZADO pelo fato de que ométodo compreende:receber um sinal de sensor (210) do fluxômetro vi-bratório (5) ;deslocar de fase o sinal de sensor (210) substan-cialmente 90 graus para criar um sinal de sensor deslocadoem fase;determinar um valor de deslocamento de fase (Θ) deuma resposta de freqüência do fluxômetro vibratório (5);combinar o valor de deslocamento de fase (Θ) com osinal de sensor (210) e o sinal de sensor deslocado em fasepara gerar um sinal de acionamento;determinar uma amplitude do sinal de sensor (214)do sinal de sensor (210) e do sinal de sensor deslocado emfase; egerar uma amplitude do sinal de acionamento (215)com base na amplitude do sinal de sensor (214), em que a fa-se de sinal de acionamento (213) é substancialmente idênticaa uma fase de sinal de sensor (212).

33. Método, de acordo com a reivindicação 32,CARACTERIZADO pelo fato de que o deslocamento de fase é exe-cutado por uma transformada de Hubert.

34. Método, de acordo com a reivindicação 32,CARACTERIZADO pelo fato de que o valor de deslocamento defase (Θ) compreende um valor de compensação.

35. Método, de acordo com a reivindicação 32,CARACTERIZADO pelo fato de que a determinação do valor dedeslocamento de fase (Θ) compreende linearmente correlatar aresposta de freqüência a uma relação de freqüência/fase paraproduzir o valor de deslocamento de fase (Θ) .

36. Método, de acordo com a reivindicação 32,CARACTERIZADO pelo fato de que a determinação da amplitudedo sinal de sensor (214) compreende:receber um termo de Aco-senocot que representa osinal de sensor (210);gerar um termo de Asenoot do deslocamento de fase;elevar ao quadrado o termo de Aco-senocot e o termode Asenout; etirar uma raiz quadrada da soma do termo ao qua-drado de Aco-senout e do termo ao quadrado de Asenoot paradeterminar a amplitude do sinal de sensor (214).

37. Método, de acordo com a reivindicação 32,CARACTERIZADO pelo fato de que a geração da amplitude do si-nal de acionamento (215) adicionalmente compreende:comparar a amplitude do sinal de sensor (214) a umalvo de amplitude (216); eescalar a amplitude do sinal de sensor (214) paragerar a amplitude do sinal de acionamento (215), com a esca-la sendo com base na comparação da amplitude do sinal desensor (214) ao alvo de amplitude (216).

38. Método, de acordo com a reivindicação 32,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreendepulsar o sinal de acionamento em uma partida do fluxômetro (5).

39. Método, de acordo com a reivindicação 32,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreendepulsar o sinal de acionamento em uma partida do fluxômetro(5) , com o pulso compreendendo varrer através de duas oumais faixas de freqüência até o fluxômetro (5) iniciar.

40. Método, de acordo com a reivindicação 32,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreende Ii-nearizar o sinal de acionamento.

41. Método, de acordo com a reivindicação 32,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de que compreende:calcular uma segunda amplitude usando detecção de pico;comparar a amplitude do sinal de sensor (214) àsegunda amplitude; edetectar ruido de banda larga em um sensor inter-ceptador se a segunda amplitude for mais alta que a amplitu-de do sinal de sensor (214).