JP2000018995A - ディジタル流量計 - Google Patents

ディジタル流量計

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JP2000018995A JP10378592A JP37859298A JP2000018995A JP 2000018995 A JP2000018995 A JP 2000018995A JP 10378592 A JP10378592 A JP 10378592A JP 37859298 A JP37859298 A JP 37859298A JP 2000018995 A JP2000018995 A JP 2000018995A
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】従来のアナログの方法に対して、より大なる反
応性、精度、順応性を有し、正確且つ精巧な制御アルゴ
リズムの適用が可能なディジタル質量流量計を提供す
る。 【解決手段】 ディジタル流量計１００は、振動可能な
導管と、導管に接続されて導管に運動を与えるように操
作可能な駆動回路１１５と、導管に接続されて導管の運
動を検出するように操作可能なセンサ１１０とを含む。
デジタルコントローラ１０５が、駆動回路とセンサとの
間に接続される。デジタルコントローラ１０５は、回路
を含み、この回路は、センサからセンサ信号を受け取
り、デジタル信号処理を使用してセンサ信号に基づいた
駆動信号を生成し、駆動信号を駆動回路へ出力し、セン
サからの信号に基づいて導管を流れる材料の特性の測定
値を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル流量計
に関する。
【０００２】
【背景技術】流量計は、導管を移動する材料に関する情
報を提供する。例えば、質量流量計は、導管を移動する
材料の直接表示を行う。同様に、密度流量計、すなわち
比重計は、導管の中を流れる材料の密度の表示を行う。
質量流量計も、材料の密度の表示を行うこともある。
【０００３】コリオリ型の質量流量計は、周知のコリオ
リ効果に基づいており、回転導管を流れる材料は、コリ
オリの力による作用を受けて加速されて放射状に移動す
る塊になる。多くのコリオリ型の質量流量計は、導管の
長手方向と直交する回動軸を中心に導管をサイン波状に
振動させることによって、コリオリ力を誘導する。かか
る質量流量計において、移動流体質量によって受けるコ
リオリの反応力は、導管そのものに移動して、回転面内
のコリオリ力のベクトルの方向に、導管の偏差、すなわ
ち偏位として発現する。
【０００４】エネルギは、周期的な力を印加する駆動機
構によって導管に供給されて、導管を振動させる。駆動
機構の１つのタイプは、印加電圧と比例した力を与える
電気機械的式駆動回路である。振動流量計において、印
加電圧は周期的であり、一般にサイン波状である。入力
電圧の周期は、導管の運動が導管の振動の共振モードと
整合するように選択される。これによって、振動を維持
するために必要なエネルギが減少する。振動流量計は、
導管の振動に対応する瞬間的な周波数および位相情報を
担持するセンサ信号が増幅されて、電気機械的式駆動回
路を使用する導管にフィードバックされる、フィードバ
ックループを使用することがある。
【０００５】
【発明の概要】本発明は、制御・測定システムを使用し
て導管の振動を制御するとともに質量流および密度の測
定値を生成する、ディジタル質量流量計などのディジタ
ル流量計を提供する。導管に接続されたセンサは、制御
・測定システムに信号を供給する。制御・測定システム
は、信号を処理して質量流の測定値を生成し、ディジタ
ル信号処理を使用して、導管を駆動する信号を生成す
る。次に、駆動信号は、導管の振動を誘起する力に変換
される。
【０００６】ディジタル質量流量計は、従来の、アナロ
グの方法に勝る多くの効果を提供する。制御の点から、
ディジタル処理技術を使用すると、従来のアナログの方
法に対して、より大なる反応性、精度、順応性を提供す
る、正確且つ精巧な制御アルゴリズムの適用が可能にな
る。ディジタル制御システムによって、導管の振動を制
御する際、負の利得を使用することができる。このよう
に、導管振動について位相が１８０度ずれている駆動信
号が、振動の振幅を減らすために使用することができ
る。これの実際の関連性は、特に減衰での突然の低下が
振動振幅の望ましくない増加を生成する、大きく且つ可
変の減衰状況においては、特に重要である。可変減衰状
況の１つの例は、空気混和が導管の中を流れる材料に生
じる時である。
【０００７】振動の大きさが、ユーザ制御により変更で
きる一定の設定値に制御されるとき、負のフィードバッ
クを行う能力も重要である。負のフィードバックによっ
て、振動の設定値の減少は、設定値の増加と同様に高速
で実行できる。対照的に、正のフィードバックのみに頼
るアナログ計器は、利得をゼロに設定して、振幅を減ら
した設定値に下げるために、システムの減衰を待たなけ
ればならない。
【０００８】測定の点から、ディジタル質量流量計は、
高い情報帯域幅を提供できる。例えば、ディジタル測定
システムは、１８ビットの精度で且つ５５ｋＨｚのサン
プリングレートで作動しているアナログーディジタルコ
ンバータを使用する。ディジタル測定システムも、デー
タをフィルタにかけて処理する精巧なアルゴリズムを使
用し、センサからの生のデータで開始して最終的な測定
データまで継続する。これによって、例えば１周期につ
き５ナノ秒の位相精度等の、極めて高い精度が実現され
る。生のセンサデータで始まるディジタル処理も、既存
の測定技術への拡張も斟酌して、時間変化する振幅、周
波数、ゼロオフセットを検出して補償すること等によっ
て、現実的な状況での性能を改善する。
【０００９】制御および測定の改良は、相互に作用して
更に改善される。例えば、振動振幅の制御は、振幅測定
値の質に依存する。通常の条件下において、ディジタル
質量流量計は、所望の設定値の２０ｐｐｍ内に振動を維
持する。同様に、制御が改善されると、測定値に正の利
益をもたらす。振動の安定性が増加すると、一定の振幅
（すなわち、一定の設定値）を必要としない計器に対し
てさえも、測定値の質を改善する。例えば、改善された
安定性によって、測定値の計算に使用される仮定は、広
範囲の条件に対して有効になる。
【００１０】ディジタル質量流量計によって、測定およ
び制御プロセスを有する完全に新しい機能（例えば診断
法）の統合が可能になる。例えば、空気混和プロセスの
有無を検出するアルゴリズムは、空気混和が検出される
場合、測定及び制御の両方で生じる補償動作によって実
行される。ディジタル質量流量計のさらなる効果は、使
用されるハードウェアの限られた量から生じる。そし
て、これによって、製造時や現場での組立、デバッグ、
修理を行うために、計器が簡単になる。改善された性能
のための現場での迅速な修理や、機械部品（例えばルー
プ、フランジ、センサ、駆動回路）の摩耗の補償は、可
能である。何となれば、計器は、容易に交換可能な規格
のハードウェア部品を使用しており、ソフトウェアの変
更を比較的容易に行うことができるからである。更に、
診断、測定、制御の統合は、ハードウェアの簡単さとソ
フトウェアにおいて実行される機能のレベルとによっ
て、容易になる。例えば低電力部品や、性能が改善され
た部品などの、新しい機能は、制御システム全体の主要
な再設計をせずに、統合される。
【００１１】１の概念において、ディジタル流量計は、
振動可能な導管と、導管に接続されて導管に運動を与え
るように動作可能な駆動回路と、導管に接続されて導管
の運動を検出するように動作可能なセンサとを含む。駆
動回路とセンサの間に接続された制御・測定システム
は、センサからセンサ信号を受け取り、ディジタル信号
処理を使用してセンサ信号に基づいた駆動信号を生成
し、駆動信号を駆動回路に供給し、センサからの信号に
基づいて導管を流れる材料の特性の測定値を生成する電
気回路を含む。
【００１２】実施例は、以下の特徴を含む。計器は、導
管に接続されて導管の運動を検出するように動作可能な
第２のセンサを含む。この場合、制御・測定システム
は、第２のセンサに接続されて、第２のセンサから第２
のセンサ信号を受け取り、第１および第２のセンサ信号
に基づいて駆動信号を生成し、第１および第２のセンサ
信号に基づいて導管の中を流れる材料の特性の測定値を
生成する。制御・測定システムは、第１および第２のセ
ンサ信号をディジタル的に合成して、センサ信号の組合
せに基づいて駆動信号を生成する。
【００１３】制御・測定システムは、２つの駆動回路に
対して別々の駆動信号を生成してもよい。駆動信号は、
例えば異なる周波数や振幅を有することがある。ディジ
タル流量計は、駆動回路に供給される電流を測定する回
路を含むことがある。回路は、駆動回路と直列の抵抗器
と、抵抗器と並列であるとともに抵抗器の電圧を測定す
るように構成されたアナログ−ディジタルコンバータと
を含み、測定電圧をディジタル値に変換して、ディジタ
ル値を制御・測定システムに供給する。
【００１４】ディジタル流量計には、導管の入口で第１
の圧力を測定するために接続された第１の圧力センサ
と、導管の出口で第２の圧力を測定するために接続され
た第２の圧力センサとを含む。アナログ−ディジタルコ
ンバータが、接続されて、第１の圧力センサ及び第２の
圧力センサにより生成された信号をディジタル値に変換
し、ディジタル値を制御・測定システムに供給するよう
に構成されている。温度センサを、導管の入口及び出口
での温度を測定するために接続することができる。
【００１５】制御・測定システムは、第１のセンサ信号
の周波数を評価し、第１のセンサ信号を使用して位相差
を計算し、更に計算された位相差を使用して測定値を生
成することによって、特性の測定値を生成する。制御・
測定システムは、一方のセンサ信号の振幅を調節するこ
とによって、センサ信号の振幅差を補償する。例えば、
制御・測定システムは、一方のセンサ信号の振幅にセン
サ信号の振幅の比を乗算する。
【００１６】センサ信号が周期的である場合、制御・測
定システムは、１セット内でセンサ信号を処理する。各
セットは、周期的センサ信号の全周期に対するデータを
含み、連続したセットは、周期的センサ信号の周期を重
畳するデータを含む。制御・測定システムは、前の周期
の周波数を使用して、周期の終点を評価する。制御・測
定システムは、周期が更なる処理に値するかどうかを判
別するために１周期のデータを分析する。例えば、シス
テムは、周期のデータがデータとして予測された動作に
一致しないとき、周期はさらなる処理に値しないと判別
する。ここで、予測された動作は、前の周期のパラメー
タに基づいている。一実施例において、システムは、周
期に対する周波数が前の周期に対する周波数とは閾値以
上異なるとき、周期はさらなる処理に値しないと判別す
る。システムは、周期に対する周波数が前の周期に対す
る周波数と等しければ、周期内のある点での値を、生じ
るであろう値に比較することによって、周波数が異なる
か否かを判別する。
【００１７】制御・測定システムは、センサ信号のゼロ
クロスを検出し、ゼロクロスの間のサンプルを数えるこ
とによって、センサ信号の周波数を測定する。システム
は、反復曲線あてはめ技術を使用して、センサ信号の周
波数を測定する。制御・測定システムは、フーリエ解析
を使用して、センサ信号の振幅を測定し、駆動信号を生
成する際の測定された振幅を使用する。
【００１８】制御・測定システムは、各センサ信号に対
する位相偏差を測定し、位相偏差を比較することによっ
て位相差を測定する。システムは、フーリエ解析を使用
して、位相差を測定することもできる。制御・測定シス
テムは、各センサ信号に対する、周波数、振幅、位相偏
差を測定し、センサ信号の周波数の平均に対して位相偏
差を拡大・縮小する。制御・測定システムは、複数の方
法を使用して、位相差を計算し、１つの方法の結果を計
算された位相差として選択する。
【００１９】制御・測定システムは、センサ信号を合成
して合成信号を生成し、合成された信号に基づいて駆動
信号を生成する。例えば、制御・測定システムは、セン
サ信号を合計して、合成信号を生成し、利得を合成信号
に適用することによって駆動信号を生成する。一般に、
制御・測定システムは、第１のモードの信号生成を使用
して駆動信号を生成することによって、導管の運動を開
始し、第２のモードの信号生成を使用して駆動信号を生
成することによって、導管の運動を維持する。第４のモ
ードの信号生成は、導管振動の所望の初期周波数等の、
所望の特性を有する周期的信号の合成であり、第２のモ
ードの信号生成は、センサ信号を含むフィードバックル
ープを使用する。
【００２０】他の実施例において、第１のモードの信号
生成は、センサ信号を含むフィードバックループの使用
を含み、第２のモードの信号生成は、所望の特性を有す
る周期信号の合成を含む。例えば、制御・測定システム
は、大なる利得を合成信号にに適用して導管の運動を開
始させ、運動の開始後の駆動信号として、センサ信号の
位相及び周波数に基づいた位相および周波数を有する周
期的信号を生成することによって、駆動信号を生成す
る。合成された信号の所望の特性は、センサ信号の周波
数および位相に相当する周波数および位相である。
【００２１】制御・測定システムは、順応性のある周期
的駆動信号を生成する。例えば、計器は、制御・測定シ
ステムと駆動回路との間に接続された正及び負の直流電
源を含み、制御・測定システムは、センサ信号に基づい
た位相および周波数を有する間隔で電流源のオン・オフ
を切り替えることによって、駆動信号を生成する。制御
・測定システムは、センサ信号の位相及び周波数に相当
する位相及び周波数等の、センサ信号の特性に相当する
特性を有するサイン波を合成することによって、駆動信
号を生成する。
【００２２】制御・測定システムは、センサ信号の特性
に基づいて駆動信号を生成する時に使用する利得をディ
ジタル的に生成する。例えば、制御・測定システムは、
センサ信号の振幅に基づいて、利得をディジタル的に生
成する。駆動回路は、導管を振動運動させるように動作
可能である。制御・測定システムは、導管振動の振幅を
調整するＰＩ制御アルゴリズムをディジタル的に実行す
る。制御・測定システムは、導管の振動振幅をユーザが
制御する値に維持するために、センサ信号に基づいて駆
動信号をディジタル的に生成する。これに賛成して、制
御・測定システムは、振幅がユーザ制御の値を越えると
きは、負の駆動信号を生成し、これによって、駆動回路
は、導管の運動に対抗し、振動振幅がユーザ制御の値未
満のときは、正の駆動信号を生成し、これによって、駆
動回路は、導管を運動させる。
【００２３】制御・測定システムは、センサ信号に基づ
いて利得信号を生成するコントローラと、コントローラ
に接続されて利得信号を受け取るとともにこの利得信号
に基づいて駆動信号を生成する乗算ディジタル−アナロ
グコンバータとを含む。ディジタル流量計が、導管に接
続されて導管の運動を検出するように動作可能な第２の
センサを含むとき、制御・測定システムは、測定値を生
成するコントローラと、第１のセンサとコントローラと
の間に接続されて第１のディジタルセンサ信号をコント
ローラに出力する第１のアナログ−ディジタルコンバー
タと、第２のセンサとコントローラとの間に接続されて
第２のディジタルセンサ信号をコントローラに出力する
第２のアナログ−ディジタルコンバータとを含む。コン
トローラは、ディジタルセンサ信号を合成して合成信号
を生成するとともに、第１および第２のディジタルセン
サ信号に基づいて利得信号を生成する。制御・測定シス
テムは、合成信号および利得信号をコントローラから受
け取るために接続された乗算ディジタル−アナログコン
バータを含み、合成信号および利得信号の積として駆動
信号を生成する。
【００２４】制御・測定システムは、センサ信号に負の
利得を選択的に印加して、導管の運動を減らす。制御・
測定システムは、センサ信号のゼロオフセットを補償で
きる。ゼロオフセットは、利得変化に起因する成分と、
利得の非線形性に起因する成分とを含み、制御・測定シ
ステムは、別々に２つの成分を補償できる。制御・測定
システムは、一つ以上の訂正因子を生成するとともに、
訂正因子を使用してセンサ信号を修正することによっ
て、ゼロオフセットを補償する。
【００２５】制御・測定システムは、第１および第２の
センサ信号に対する位相偏差を計算できる。位相偏差
は、センサ信号の基本周波数に相当するセンサ信号の成
分に対するゼロ位相の点と、センサ信号のゼロクロス点
との間の差として定義される。制御・測定システムは、
計算された位相偏差を合成して位相差を生成する。制御
・測定システムは、第１のセンサ信号の周波数を評価
し、第１のセンサ信号の周波数とは異なる第２のセンサ
信号の周波数を評価し、更に、評価された周波数を使用
してセンサ信号間の位相差を計算することによって、特
性の測定値を生成する。
【００２６】センサが速度センサであるときに、制御・
測定システムは、センサ信号の周波数、振幅、位相を評
価し、速度センサおよび絶対位置センサ間の性能の差を
考慮するために、評価された周波数、振幅、位相を訂正
する。振動の見かけの振幅（すなわち、センサが速度セ
ンサのときは振動の速度）を制御する代わりに、システ
ムは、センサ信号を評価された周波数で割ることによっ
て、真の振幅を制御する。この訂正は、振幅の制御およ
びノイズの減少を改善する。
【００２７】制御・測定システムは、センサ信号の第１
のパラメータを評価し、第２のパラメータの変化率を測
定し、測定された変化率に基づいて評価された第１のパ
ラメータを訂正する。例えば、システムは、導管の振動
の周波数や振幅の測定された変化率に基づいて、センサ
信号の評価された周波数、振幅、位相を訂正する。シス
テムは、各センサ信号に対して別々の訂正を実行でき
る。
【００２８】ディジタル流量計は、質量流量計であって
もよく、導管を流れる材料の特性は質量流量となる。デ
ィジタル流量計は、比重計であってもよく、導管を流れ
る材料の特性は、材料の密度となる。制御・測定システ
ムは、初期の質量流量を測定し、導管を流れる材料の見
かけの密度を測定し、見かけの密度を材料の周知の密度
と比較して密度差を測定し、密度差に基づいて初期の質
量流量を調節して調節された質量流量を生成することに
よって、導管の空気混和の影響の原因を説明する。シス
テムは、調節された質量流量を調節して減衰の影響を考
慮することによって、導管の空気混和の影響の原因を更
に説明する。導管の空気混和の影響の原因を更に説明す
るために、システムは、第１および第２のセンサ信号の
振幅の差に基づいて、調節された質量流量を調節する。
【００２９】振動可能な導管は、２つの平行な平面ルー
プを含む。センサおよび駆動回路は、ループの間に接続
される。計器は、単一のワイヤ対にのみ電力を受け取る
電力回路を含む。電力回路は、ディジタル制御・測定シ
ステムと、駆動回路とに電力を提供し、ディジタル制御
・測定システムは、単一のワイヤ対にのみ導管を流れる
材料の特性の測定値を伝えるように動作可能である。電
力回路は、ディジタル制御・測定システムに電力を提供
する定出力回路と、２つのワイヤから過剰の電力によっ
て充電される駆動コンデンサとを含む。ディジタル制御
・測定システムは、駆動コンデンサを放電して駆動回路
に給電し、さらに、駆動コンデンサの充電レベルをモニ
タして、コンデンサの充電レベルが閾値レベルに達した
後、駆動コンデンサを放電する。ディジタル制御・測定
システムは、周期的に駆動コンデンサを放電して、１対
のワイヤでの双方向通信を実行する。
【００３０】制御・測定システムは、周期的信号の期間
において第１のデータセットを集めて、第１のデータセ
ットを処理して駆動信号と測定値とを生成する。システ
ムは、同時に、第１のデータセットを処理しながら、セ
ンサ信号の次の期間において第２のデータセットを集め
る。第１のデータセットに相当する期間は、第２のデー
タセットに相当する期間と重なることがある。
【００３１】制御・測定システムは、駆動信号を制御し
てセンサ信号の振幅を一定の設定値に維持し、駆動信号
が第１の閾値レベルを越えたとき、一定の設定値を減ら
し、駆動信号が第２の閾値レベル未満であり、且つ一定
の設定値が最大許容値未満であるときは、一定の設定値
を増やす。第１の閾値レベルは、最大許容駆動信号の９
５％以下である。
【００３２】制御・測定システムは、測定値に対する不
確定性分析を実行する。この場合、制御・測定システム
は、測定値と不確定性分析の結果とを制御システムに送
る。制御・測定システムは、駆動信号の位相を調整する
ためにディジタル処理を使用して、センサと駆動回路と
の間に接続された部品とセンサとに関連する時間遅延を
補償する。
【００３３】
【好ましい実施例の記載】本発明の特徴および効果は、
図面を含む以下の記載と請求項とから明らかにする。図
１を参照すると、ディジタル質量流量計１００は、ディ
ジタルコントローラ１０５、一つ以上の運動センサ１１
０、一つ以上の駆動回路１１５、導管１２０（以下、流
管とも称す）、温度センサ１２５を含む。ディジタルコ
ントローラ１０５は、例えば、プロセッサ、フィールド
・プログラマブルゲートアレイ、ＡＳＩＣ、他のプログ
ラマブル論理アレイやゲートアレイ、プロセッサコアを
有するプログラマブル論理回路等の一つ以上を使用して
実行される。ディジタルコントローラは、運動センサ１
１０から入力される信号に少なくとも基づいて、導管１
２０を流れる質量流の測定値を生成する。ディジタルコ
ントローラも、駆動回路１１５を制御して、導管１２０
に運動を誘起する。この運動は、運動センサ１１０によ
り検出される。
【００３４】導管１２０を流れる質量流は、駆動回路１
１５によって供給される駆動力に応答して、導管に誘起
される運動に対応する。特に、質量流は、導管の温度と
同様に、運動の位相および周波数に対応する。ディジタ
ル質量流量計も、導管の中を流れる材料の密度の測定値
を提供する。密度は、運動の周波数および導管の温度に
対応する。記載されている技術の多くは、質量流の測定
よりはむしろ密度の測定を行う比重計に応用できる。
【００３５】導管の温度は、温度センサ１２５を使用し
て測定され、その剛性および寸法等の導管の特性に影響
を及ぼす。ディジタルコントローラは、これらの温度作
用を補償する。ディジタルコントローラ１０５の温度
は、例えば、ディジタルコントローラの動作周波数に影
響を及ぼす。一般に、コントローラ温度の影響は、十分
に小さく、無視できると考えられている。しかしなが
ら、場合によっては、ディジタルコントローラは、固体
装置を使用して、コントローラの温度を測定して、コン
トローラの温度の影響を補償する。 Ａ．機械的設計 １の実施例において、図２および図３に図示するよう
に、導管１２０は、小領域が導管に対して空間を除去し
たりまたは確保するパイプライン（図示せず）に挿入さ
れるように設計されている。導管１２０は、パイプライ
ンとの接続用の装着フランジ１２と、パイプラインと垂
直に向きが定められた２つの平行な平坦ループ１８，２
０を支持する中心マニホールドブロック１６とを含む。
電磁気駆動回路４６とセンサ４８とは、ループ１８、２
０の各端部の間に取付けられる。２つの駆動回路４６の
各々は、図１の駆動回路１１５に相当するが、２つのセ
ンサ４８の各々は、図１のセンサ１２０に相当する。
【００３６】ループの反対側の端部の駆動回路４６は、
大きさが等しく且つ符号が反対の電流（すなわち、位相
が１８０度ずれている電流）が給電されて、ループ１
８、２０の直線領域２６が同一平面の垂直二等分線５６
を中心に回転され、これは、点Ｐ（図３）で、管を横切
る。駆動回路に供給される給電電流を繰り返し反転する
（例えばサイン波状に制御する）と、直線領域２６の各
々は、線５６−５６、すなわちループの対称軸を中心
に、水平面内で弓ひも形を掃引する振動運動を被る。下
方の丸いターン部３８、４０でのループの横方向全体の
移動は、小さく、直径が１インチ（２．５４ｃｍ）のパ
イプの２フィート（６０．９６ｃｍ）の長い直線領域２
６に対して１／１６のインチ（１．６ｍｍ）のオーダで
ある。振動の周波数は、大抵約８０〜９０Ｈｚである。 Ｂ．導管の運動 ループ１８，２０の直線領域の運動を、図４、図５、図
６の３つのモードに示す。図５に示す駆動モードにおい
て、ループは、対応する点Ｐを中心に１８０度位相がず
れて駆動され、故に、２つのループは、同期をとって、
反対に（ｉｎｔｈｅ ｏｐｐｏｓｉｔｅ ｓｅｎｓｅ）
に回転する。従って、ＡおよびＣなどの、それぞれの端
部は、周期的に一緒になり、離れて行く。
【００３７】図５に示す駆動運動は、図４に示すコリオ
リモードの運動を含む。これは、ループの間で反対方向
であり、互いにわずかに向かうように（または離れるよ
うに）直線領域２６を移動させる。コリオリの効果は、
ｍｖＷに直接対応する。ここで、ｍはループの断面にあ
る材料の質量であり、ｖは質量が移動する速度（容積流
量）であり、Ｗはループの角速度（Ｗ＝Ｗｏｓｉｎω
ｔ）であり、ｍｖは質量流量である。２つの直線領域が
サイン波状に駆動されて、各速度がサイン波状に変化す
るときに、コリオリの効果は最も大きい。これらの条件
の下に、コリオリの効果は、駆動信号に対して位相が９
０度ずれている。
【００３８】図６は、同じ方向にループを変位させる望
ましくない共通モード運動を示す。このタイプの運動
は、図２および図３の実施例のパイプラインの軸方向の
振動によって生じることがある。何となれば、ループが
パイプラインに対して垂直であるからである。図５に示
されるタイプの振動は、非対称モードと呼ばれ、図４の
コリオリモードは、対称モードと呼ばれる。非対称のモ
ードの振動の固有周波数は、足のねじれの弾性力に依存
する。通常、図２および図３に示す形の導管に対する非
対称モードの共振周波数は、対称モードの共振周波数よ
りも高い。質量流測定値のノイズ感度を減らすために、
ある質量流量に対するコリオリ力を最大にすることが望
ましい。上記したように、ループは共振周波数で駆動さ
れ、コリオリ力は、ループが振動している周波数（すな
わち、ループの角速度）に直接対応している。それゆえ
に、ループは、非対称モードにおいて駆動され、これは
共振振動数をより高くする傾向がある。
【００３９】他の実施例は、導管の設計が異なってい
る。例えば、単一のループや、直線チューブ領域を、導
管として使用してもよい。 Ｃ．電子工学的な設計 ディジタルコントローラ１０５は、ループの互いに対向
する端部に位置するセンサ４８（すなわち、運動センサ
１１０）によって生じた信号を処理することによって、
質量流量を測定する。各センサによって、生じる信号
は、ループがセンサの隣りに位置する駆動回路によって
駆動される相対速度に相当する成分と、ループに誘起さ
れるコリオリ力に起因するループの相対速度に相当する
成分とを含む。ループは、非対称モードで駆動され、そ
の結果、駆動速度に相当するセンサ信号の成分は、振幅
が等しいが、符号が反対になる。その結果生じたコリオ
リ力は、対称モードにあり、故に、コリオリの速度に相
当するセンサ信号の成分は、振幅が等しく、符号も同じ
である。このように、信号の差を計算すると、コリオリ
の速度成分を相殺し、駆動速度と比例する差になる。同
様に、信号を合計すると、駆動速度成分を相殺し、コリ
オリ速度と比例する和になる。これは、その結果、コリ
オリ力と比例する。次に、この和は、質量流量を測定す
るために使用される。
【００４０】１．アナログ制御システム ディジタル質量流量計１００は、従来のアナログ質量流
量計に対してかなりの効果を奏する。後の議論のため
に、図７に、従来の質量流量計のアナログ制御システム
４００を示す。センサ４８の各々は、電圧信号を生成
し、信号ＶＡ０はセンサ４８ａにより生成され、信号Ｖ
ＢＯはセンサ４８ｂにより生成される。ＶＡ０、ＶＢ０
は、センサの位置での相対的なループの速度に相当す
る。処理の前に、信号ＶＡ０、ＶＢ０は、対応する入力
増幅器４０５、４１０で増幅されて、信号ＶＡ１、Ｖ
Ｂ１を生成する。増幅器およびセンサでのアンバランス
を補正するために、入力増幅器４１０は、同期復調器４
１５及び積分器４２０を含むフィードバックループから
来るバランス信号によって制御される可変利得を有す
る。
【００４１】増幅器４０５の出力部で、信号ＶＡ１は、
次式の形式を取る。
【００４２】
【数１】 ＶＡ１＝ＶＤｓｉｎωｔ＋ＶＣｃｏｓωｔ そして、増幅器４１０の出力部で、信号ＶＢ１は、次式
の形式を取る。
【００４３】
【数２】 ＶＢ１＝−ＶＤｓｉｎωｔ＋Ｖｃｃｏｓωｔ 但し、ＶＤおよびＶｃは、それぞれ駆動電圧およびコリ
オリ電圧であり、ωは駆動モードの角周波数である。電
圧ＶＡ１、ＶＢ１は、演算増幅器４２５によって差が計
算されて、ＶＤＲＶを生成する。
【００４４】
【数３】 ＶＤＲＶ＝ＶＡ１−ＶＢ１＝２ＶＤｓｉｎωｔ 但し、ＶＤＲＶは駆動運動に相当して、駆動回路に電力
を供給するために使用される。駆動回路に電力を供給す
ることに加えて、ＶＤＲＶは、ゼロクロス検出器４３０
に供給される。ゼロクロス検出器４３０は、ＶＤＲＶの
周波数に相当する周波数を有する出力方形波ＦＤＲＶを
生成する。ＦＤＲＶは、ディジタル位相同期ループ回路
４３５への入力として使用される。ＦＤＲＶは、プロセ
ッサ４４０にも供給される。
【００４５】電圧ＶＡ１、ＶＢ１は、演算増幅器４４５
により合計されて、以下に示すＶＣＯＲを生成する。
【００４６】
【数４】 ＶＣＯＲ＝ＶＡ１＋ＶＢ１＝２ＶＣｃｏｓωｔ 但し、ＶＣＯＲは、誘起されたコリオリ運動に対応す
る。ＶＣＯＲは、同期復調器４５０に供給され、同期復
調器４５０は、ゲーティング信号Ｑと周波数が異なり且
つ位相も異なるＶＣＯＲの成分を拒絶することによっ
て、質量に正比例する出力電圧ＶＭを生成する。位相同
期ループ回路４３５は、Ｑを生成する。このＱは、Ｖ
ＤＲＶと同じ周波数（ω）を有し且つＶＤＲＶと位相が
９０度異なる（すなわち、ＶＣＯＲと位相が一致する）
直交基準信号である。従って、同期復調器４５０は、ω
以外の周波数を拒絶し、故に、ＶＭは、ωでＶＣＯＲの
振幅に相当する。この振幅は、導管の質量に正比例す
る。
【００４７】ＶＭは、電圧・周波数コンバータ４５５に
供給される。電圧・周波数コンバータ４５５は、ＶＭの
振幅に相当する周波数を有する方形波信号ＦＭを生成す
る。次に、プロセッサ４４０は、ＦＭをＦＤＲＶで割っ
て質量流量の測定値を生成する。ディジタル位相同期ル
ープ回路４３５も、基準信号Ｉを生成する。この基準信
号Ｉは、ＶＤＲＶと位相が同じであり、フィードバック
ループ制御増幅器４１０において、同期復調器４１５の
ゲート制御を行うために使用される。対応する入力信号
の駆動成分が乗算された入力増幅器４０５、４１０の利
得が等しいとき、演算増幅器４４５での加算動作は、信
号ＶＣＯＲにゼロ駆動成分を生成する（すなわち、Ｖ
ＤＲＶと同じ位相信号が無い）。入力増幅器４０５、４
１０の利得が等しくないとき、駆動成分はＶＣＯＲに存
在する。この駆動成分は、同期復調器４１５によって抽
出されて、積分器４２０によって積分されて、入力増幅
器４１０の利得を補正する誤差電圧を生成する。利得が
あまりにも高いときや、あまりにも低いとき、同期復調
器４１５は、出力電圧を生成し、この出力電圧により、
積分器によって、利得を修正する誤差電圧を変化させ
る。利得が所望の値に達するとき、同期変調器の出力
は、ゼロに行き、誤差電圧は、変化をやめて、利得を所
望の値で維持する。
【００４８】２．ディジタル制御システム 図８は、ディジタル質量流量計１００の一実施例５００
のブロック図を示す。このディジタル質量流量計は、導
管１２０、駆動回路４６、図２および図３のセンサ４８
を、ディジタルコントローラ５０５とともに含む。セン
サ４８からのアナログ信号は、アナログ−ディジタ
ル（”Ａ／Ｄ”）コンバータ５１０によってディジタル
信号に変換されて、コントローラ５０５に供給される。
Ａ／Ｄコンバータは、別々のコンバータとして、また
は、単一のコンバータの別々のチャネルとして構成して
も良い。
【００４９】ディジタル−アナログ（”Ｄ／Ａ”）コン
バータ５１５は、駆動回路４６を駆動するために、コン
トローラ５０５からのディジタル制御信号をアナログ信
号に変換する。各駆動回路に対して別々の駆動信号を使
用することは、多数の効果を有する。例えば、システム
は、診断処理に対して、対称駆動モードと非対称駆動モ
ードとの間で容易に切り替わることができる。他の実施
例において、コンバータ５１５によって生成された信号
は、駆動回路４６に供給される前に、増幅器によって増
幅される。また他の実施例において、単一のＤＡコンバ
ータを、両方の駆動回路に供給する駆動信号を生成する
ために使用してもよく、駆動信号は、駆動回路の一方に
供給される前に反転されて、導管１２０を対称モードで
駆動する。
【００５０】高精度抵抗器５２０および増幅器５２５
は、各駆動回路４６に供給される電流を測定するために
使用される。Ａ／Ｄコンバータ５３０は、測定された電
流をディジタル信号に変換して、ディジタル信号をコン
トローラ５０５に供給する。コントローラ５０５は、駆
動信号を生成する際、測定された電流を使用する。温度
センサ５３５および圧力センサ５４０は、それぞれ、導
管の入口５４５及び出口５５０での温度と圧力とを測定
する。Ａ／Ｄコンバータ５５５は、測定された値をディ
ジタル信号に変換して、ディジタル信号をコントローラ
５０５に供給する。コントローラ５０５は、様々な方法
で測定された値を使用する。例えば、圧力測定値の差
は、導管の背圧を測定するために使用される。導管の剛
性は、背圧にとともに変化するので、コントローラは、
測定された背圧に基づいて導管の剛性を説明する。
【００５１】追加の温度センサ５６０は、Ａ／Ｄコンバ
ータによって使用される水晶発振器５６５の温度を測定
する。Ａ／Ｄコンバータ５７０は、この温度測定値を、
コントローラ５０５による使用のためにディジタル信号
に変換する。Ａ／Ｄコンバータの入出力関係は、コンバ
ータの動作周波数に応じて変化し、動作周波数は、水晶
発振器の温度に応じて変化する。従って、コントローラ
は、温度の測定値を使用して、Ａ／Ｄコンバータによっ
て供給されるデータや、システム較正のデータを調節す
る。
【００５２】図８の実施例において、ディジタルコント
ローラ５０５は、図９に示すプロシージャ６００に従っ
てＡ／Ｄコンバータ５１０によって生成されるディジタ
ル化されたセンサ信号を処理して、駆動回路４６に供給
される駆動信号及び質量流の測定値を生成する。最初
に、コントローラは、センサからデータを収集する（ス
テップ６０５）。このデータを使用して、コントローラ
は、センサ信号の周波数を測定し（ステップ６１０）、
センサ信号からのゼロオフセットを除去し（ステップ６
１５）、センサ信号の振幅および位相を測定する（ステ
ップ６２０、ステップ６２５）。コントローラは、これ
らの計算された値を使用して、駆動信号を生成し（ステ
ップ６３０）、質量流の測定値および他の測定値を生成
する（ステップ６３５）。駆動信号および測定値を生成
した後、コントローラは、新しいデータのセットを収集
して、このプロシージャを繰り返す。プロシージャ６０
０の行程は、順番に、または並行に実行されたり、また
は順序を変化させて実行することができる。
【００５３】周波数、ゼロオフセット、振幅、位相の関
係のため、１の推定値が、他を計算するときに使用され
る。これは、精度を改善するために、計算の繰り返しに
至る。例えば、センサ信号のゼロオフセットを測定する
際に使用される初期周波数決定は、オフセット・除去さ
れたセンサ信号を使用して修正される。更に、適切な場
合、周期に対して生成される値を、次のサイクルに対す
る開始推定値として使用できる。
【００５４】図８は、ディジタル流量計に含まれる一般
的なハードウェアを示す。 ａ．データ収集 議論を簡単にするために、２つのセンサからのディジタ
ル化された信号を信号ＳＶ１、ＳＶ２とし、信号ＳＶ１
は、センサ４８ａから出て、信号ＳＶは、センサ４８ｂ
から出るものとする。新しいデータが絶えず生成される
にもかかわらず、計算は、両方のセンサの１つの全周期
に相当するデータに基づいていると仮定する。充分なデ
ータのバッファリングによって、この条件は、データを
処理する平均時間がデータの収集に要する時間よりも短
い限り、真である。周期のために実行される作業は、周
期が完了したことを決める行程と、周期の周波数（また
は、ＳＶ１およびＳＶ２の周波数）を計算する行程と、
ＳＶ１およびＳＶ２の振幅を計算する行程と、ＳＶ１お
よびＳＶ２の位相差を計算する行程とを含む。複数の実
施例において、これらの計算は、次に対するスタートと
して前の周期の終点を使用して、周期毎に繰り返され
る。他の実施例において、周期は、１８０度だけ、また
は他の角度（例えば９０度）だけ重なり、故に、周期
は、それに先行して続く周期内に含まれる。
【００５５】図１０および図１１は、信号ＳＶ１、ＳＶ
２からのサンプルデータの２つのベクトルを示し、それ
ぞれ、（ｓｖ１＿ｉｎ）および（ｓｖ２＿ｉｎ）と名付
ける。各ベクトルの第１のサンプリング点は、公知であ
り、ベクトルによって表されるサイン波のゼロクロスに
相当する。（ｓｖ１ ｉｎ）に対し、第１のサンプリン
グ点は、負の値から正の値へのゼロクロスであり、（ｓ
ｖ２ ｉｎ）に対し、第１のサンプリング点は、正の値
から負の値へのゼロクロスである。
【００５６】周期に対する実際の開始点（すなわち、実
際のゼロクロス）は、サンプリング点とは正確にはまず
一致しない。このため、初期サンプリング点（ｓｔａｒ
ｔ ｓａｍｐｌｅ ＳＶ１およびｓｔａｒｔ ｓａｍｐｌ
ｅ ＳＶ２）は、周期の開始直前に生じるサンプリング
点である。第１のサンプリング点と実際の開始との間の
差を説明するために、アプローチとして、周期が実際に
開始する次のサンプルと開始サンプルとの間の位置（ｓ
ｔａｒｔ ｏｆｆｓｅｔ ＳＶ１またはｓｔａｒｔ ｏ
ｆｆｓｅｔ ＳＶ２）を使用する。
【００５７】信号ＳＶ１とＳＶ２との間に位相偏差が存
在するので、（ｓｖ１ ｉｎ）および（ｓｖ２ ｉｎ）
は、異なるサンプリング点で開始する。サンプルレート
および位相差の両方が高い場合、（ｓｖ１ ｉｎ）のス
タートと（ｓｖ２ ｉｎ）のスタートとの間にはサンプ
ルの差が存在する。この差は、位相のオフセットの生の
推定値を提供し、計算された位相オフセットに対するチ
ェックとして使用できる。これを以下に説明する。例え
ば、５５ｋＨｚでサンプリングするとき、１のサンプル
は、およそ０．５度の位相シフトに相当し、１のサンプ
ルは、およそ８００のサンプル点に相当する。
【００５８】コントローラが、例えば和（Ａ＋Ｂ）およ
び差（Ａ−Ｂ）等の関数を使用して、ＢがＡと同じ周波
数を持つように重みが付けられている時、さらなる変数
（例えば（ｓａｔｒｔ ｓａｍｐｌｅ ｓｕｍ）および
（ｓｔａｒｔ ｏｆｆｓｅｔ ｓｕｍ）は、各関数に対す
る期間の開始を追跡する。和および差の関数は、ＳＶ１
およびＳＶ２の中間に位相偏差を有する。
【００５９】一実施例において、センサからのデータを
記憶するために使用されるデータ構造は、各センサ毎に
円形のリストであり、周期における最大数のサンプルの
少なくとも二倍の容量を有する。このデータ構造によっ
て、処理は、現在の周期に対するデータに対して実行さ
れ、一方、割り込みや他の技術が、次の周期に対するデ
ータをリストに加えるために使用される。
【００６０】処理は、全周期に相当するデータに対して
実行されて、サイン波に基づいた方法を使用するときの
誤差を避ける。従って、周期に対するデータを組み立て
る際の第１の作業は、周期が始まり、終わるところを測
定することである。重畳しない周期が使用されるとき、
周期の開始は、前の周期の端部として識別される。重畳
する周期が使用されて、周期が１８０度重畳するとき、
周期の開始は、前の周期の中間点として、または前の周
期に先行する周期の終点として、識別される。
【００６１】周期の終了点が、前の周期のパラメータに
基づいて、更にパラメータが周期から周期へと所定の量
以上変化しないという仮定の下に、最初に評価される。
例えば、５％が、最後の周期の値からの最大許容変化と
して使用され、これは、５５ｋＨｚのサンプリングレー
トで、連続する周期に対して振幅または周波数の５％の
増加または減少の繰り返しが、１秒で５０００％近くの
変化になるので、合理的である。
【００６２】５％を振幅および周波数の最大許容増加と
して指定して、連続する周期において５度の最大位相変
化を許容することによって、信号ＳＶ１に対する周期の
終了点での上限に対する従来の推定値が、以下のように
測定される。
【００６３】
【数５】 但し、（ｓｔａｒｔ ｓａｍｐｌｅ ＳＶ１）が（ｓｖ
１ ｉｎ）の第１のサンプルであり、（サンプル レー
ト）はサンプリングレートであり、（ｅｓｔ ｆｒｅｑ）
は前の周期からの周波数である。信号ＳＶ２に対する周
期の終了端の上限（ｅｎｄ ｓａｍｐｌｅ ＳＶ２）
は、同じように測定される。
【００６４】周期の終了端が識別されたあと、周期が処
理に値するか否かについての簡単なチェックが行われ
る。例えば、導管が失速したり、または、センサ波形が
著しくゆがめられたとき、周期は、処理に値しない。適
切な周期のみを処理すると、演算をかなり減らすことが
できる。周期の適性を判別する１つの方法は、周期のあ
る点を調べて予測された動作を確かめることである。上
記したように、最後の周期の振幅および周波数によっ
て、現在の周期に対応する値の有効な開始評価が得られ
る。これらの値を使用して、周期の３０度、１５０度、
２１０度、３３０度に相当する点が調べられる。振幅お
よび周波数が前の周期の振幅および周波数に正確に匹敵
する場合、これらの点は、それぞれ（ｅｓｔ ａｍｐ／
２）、（ｅｓｔ ａｍｐ／２）、（−ｅｓｔ ａｍｐ／
２）、（−ｅｓｔ ａｍｐ／２）に相当する値を有す
る。但し、（ｅｓｔ ａｍｐ）は、信号の評価振幅（す
なわち、前の周期からの振幅）である。振幅および周波
数において５％の変化を許容することによって、不等式
が各四分の一周期毎に生成される。３０度の点に対し
て、不等式は以下のように表せる。
【００６５】
【数６】 他の点に対する不等式は、同じ形式を有し、（ｅｓｔ
ａｍｐ ＳＶ１）項の符号及びオフセット項（ｘ／３６
０）は、適切な値を有する。これらの不等式は、導管が
合理的な方法で振動していることをチェックするために
使用される。
【００６６】測定値処理は、ベクトル（ｓｖ１ ｉｎ）
（スタート：終了）、（ｓｖ２ ｉｎ）（スタート：終
了）に生じる。但し、
【００６７】
【数７】 となる。信号に対するスタート点および終了点間の差
は、信号の周波数を表す。
【００６８】ｂ．周波数測定 ディスクリートにサンプリングされた純粋なサインの周
波数は、パルス幅の間の遷移を検出し（すなわち、正ま
たは負のゼロクロスを検出することによって）、各期間
でのサンプル数を数えることによって、計算される。こ
の方法を使用することによって、例えば５５ｋＨｚで８
２．２Ｈｚサイン波をサンプリングすると、０．１５％
の最大誤差で周波数を評価する。より高い精度は、例え
ば（ｓｔａｒｔ ｏｆｆｓｅｔ ＳＶ１）および（ｓｔ
ａｒｔ ｏｆｆｓｅｔ ＳＶ２）を使用して、ゼロクロ
スが実際に起きたときのサンプルの一部を評価すること
によって得られる。ランダムノイズおよびゼロオフセッ
トによって、この方法の精度は減少する。
【００６９】図１２および図１３に示すように、周波数
測定のより精密な方法は、サイン波の２乗の補間を使用
する。この方法によって、２次関数（ｑｕａｄｒａｔｉ
ｃ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）は、２乗したサイン波の最小点と
一致するようにはめ込まれ、２次関数のゼロは、周波数
を測定するために使用される。もし、次式を満たす場
合、
【００７０】
【数８】 （但し、ｓｖｔが時刻ｔでのセンサ電圧であり、Ａが振
動振幅、ｘｔが時刻ｔでのラジアン角（すなわち、ｘｔ
＝２πｆｔ）であり、δがゼロオフセット、εｔは分布
Ｎ（０，１）を有する確率変数であり、σはノイズの変
化である）、二乗関数は、次式で与えられる。
【００７１】
【数９】 但し、ｘｔが２πに近いとき、ｓｉｎ（ｘｔ）およびｓ
ｉｎ２（ｘｔ）は、ｘ０ｔ＝ｘｔ−２π、およびｘ０ｔ
２としてそれぞれ近似される。従って、２πに近いｘｔ
の値に対して、ａｔは、次式で近似できる。
【００７２】
【数１０】 これは、ノイズを加えた純粋な二次式（最小値はゼロ以
外δ＝０を仮定する）であり、ノイズの大きさはσ及び
δに依存している。線形補間を使用してもよい。
【００７３】この曲線あてはめ技術に関連した誤差の源
は、ランダムノイズ、ゼロオフセット、真の二次式から
の偏差である。曲線のあてはめは、ランダムノイズのレ
ベルに非常に敏感である。センサ電圧のゼロオフセット
は、正弦２乗関数のノイズの大きさを増やし、ゼロオフ
セット除去の重要性を示している（後述）。最小値から
移動すると、純粋なサイン波の２乗は、完全な２次式で
はない。最も重大な抽出項は、四次である。対照的に、
線形補間にとって最も重大な抽出項は、三次である。
【００７４】この曲線あてはめ技術に関連する自由度
は、データ点のどれくらい、またはどのデータ点が使用
されるかに関係がある。最小数は３であるが、最小二乗
法の使用により、（より大きい演算費用で）それ以上を
使用することができる。かかる適合は、ランダムノイズ
に影響されない。図１２は、２次近似が最小点から約２
０度離れたところまでは良いことを示している。最小点
からさらに離れたデータを使用すると、ランダムノイズ
の影響は減少するが、正弦２乗関数での２次以外の項
（すなわち、四次以上）に起因する誤差が増える。
【００７５】図１４に、曲線あてはめ技術を実行するた
めのプロシージャ９００を示す。第１行程として、コン
トローラは変数を初期化する（ステップ９０５）。これ
らの変数は、（エンド ポイント），すなわちゼロクロ
スの最良推定値、（ｅｐ ｉｎｔ）、すなわちエンド
ポイントに最も近い整数値、ｓ〔０．．ｉ〕、すなわち
全サンプル点のセット、ｚ［ｋ］、すなわち（エンド
ポイント）に最も近いサンプル点の２乗、ｚ〔０．．ｎ
−１〕、すなわち（エンド ポイント）を計算するため
に使用される２乗されたサンプル点のセット、ｎ、すな
わち（エンド ポイント（ｎ＝２ｋ＋１））を計算するた
めに使用されるサンプル点の数、ステップ 長、すなわ
ちｚの連続する値の間のｓのサンプル数、反復 カウン
ト、すなわちコントローラが実行する繰り返しのカウン
トを含む。
【００７６】次に、コントローラは、「エンド ポイン
ト」の第１の推定値を生成する（ステップ９１０）。コ
ントローラは、前の周期からの評価された周波数に基づ
いて評価されたゼロクロス点を計算し、評価されたゼロ
クロス点の周囲を（前後に）検索して真のクロスポイン
トに最も近いものを見つけることによって、この推定値
を生成する。次に、コントローラは、真のクロス点近傍
のサンプルのより小さな振幅を有するサンプル点に等し
い「エンド ポイント」を設定する。
【００７７】次に、コントローラは、曲線あてはめのた
めの点の数、ｎを設定する（ステップ９１５）。コント
ローラは、１１ｋＨｚのサンプルレートに対して５に等
しく、４４ｋＨｚのサンプルレートに対して２１に等し
いｎを設定する。次に、コントローラは、「反復 カウ
ント」を０に設定し（ステップ９２０）、「反復 カウ
ント」を増加してプロシージャの繰り返しを開始する
（ステップ９２５）。
【００７８】プロシージャの反復部分の第１行程とし
て、コントローラは、「反復 カウント」の値に基づい
て「ステップ 長」を選択する（ステップ９３０）。コ
ントローラは、「反復 カウント」がそれぞれ１、２、
３のいずれかに等しいかどうかに応じて、６、３、１に
等しい「ステップ 長」を設定する。次に、コントロー
ラは、「エンド ポイント」および０．５の合計の整数
部として「ｅｐ ｉｎｔ」を測定し（ステップ９３
５）、ｚアレイを満たす（ステップ９４０）。例えば、
ｎが５に等しいとき、ｚ
〔０〕＝ｓ〔ｅｐ ｉｎｔ−２
＊ステップ 長〕２、ｚ〔１〕＝ｓ〔ｅｐ ｉｎｔ−ス
テップ 長〕２、ｚ〔２〕＝ｓ〔ｅｐ ｉｎｔ〕２、ｚ
〔３〕＝ｓ〔ｅｐ ｉｎｔ＋ステップ 長〕２、ｚ
〔４〕＝ｓ〔ｅｐ ｉｎｔ＋２＊ステップ 長〕２であ
る。
【００７９】次に、コントローラは、例えばザビツキィ
・ゴレイ（Ｓａｖｉｔｚｋｙ−Ｇｏｌａｙ）フィルタ等
のフィルタを使用して、ｚ〔ｋ−１〕、ｚ〔ｋ〕、ｚ
〔ｋ＋１〕の平滑な値を計算する（ステップ９４５）。
ザビツキィ・ゴレイフィルタは、ニューメリカルレシピ
（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｒｅｃｉｐｅｓ ｉｎ Ｃ）第
６５０頁乃至第６５５頁（第２版、ケンブリッジ大学出
版、１９９５年）にプレス（Ｐｒｅｓｓ）等により記載
されている。次に、コントローラは、二次式をｚ〔ｋ−
１〕、ｚ〔ｋ〕、ｚ〔ｋ＋１〕のあてはめ（ステップ９
５０）、二次式（ｚ＊）および対応する位置（ｘ＊）の
最小値を計算する（ステップ９５５）。
【００８０】ｘ＊が（ｋ−１）および（ｋ＋１）に相当
する点の間にある場合（ステップ９６０）、コントロー
ラは、ｘ＊に等しい「エンド ポイント」を設定する
（ステップ９６５）。その後で、「反復 カウント」が
３未満の場合（ステップ９７０）、コントローラは、
「反復 カウント」を＋１増加して（ステップ９２
５）、プロシージャの反復部分を繰り返す。
【００８１】ｘ＊が（ｋ−１）および（ｋ＋１）に相当
する点の間にある場合（ステップ９６０）、または「反
復 カウント」が、３に等しい場合（ステップ９７
０）、コントローラは、プロシージャの反復部分を出
る。次に、コントローラは、「エンド ポイント」と周
期の開始点との間の差に基づいて周波数を計算する。そ
して、これは公知である（ステップ９７５）。
【００８２】本質において、プロシージャ９００によっ
て、コントローラは、各試みのより短い「ステップ
長」を使用して、「エンド ポイント」に戻る３つの試
みを実行する。試みに対する結果である最小値が、曲線
のあてはめに使用される点の外側に来る（すなわち、補
間より外挿になっている）場合、これは、前の推定値ま
たは新しい推定値のいずれかが貧弱であることと、ステ
ップサイズの減少が許可されないこととを示している。
【００８３】プロシージャ９００は、センサによって生
成される少なくとも３つの異なるサイン波に適用され
る。これらは、信号ＳＶ１、ＳＶ２、二つの重み付き合
計を含む。さらに、ゼロオフセットが除去されたと仮定
すると、これらの信号に対して生成された周波数の推定
値は、互いに独立している。これは、各々の誤差が独立
しているので、明らかに、信号ＳＶ１、ＳＶ２にあては
まる。しかし、信号ＳＶ１、ＳＶ２間での質量流および
対応する位相差が、周波数の計算に対して十分に大き
く、場合毎に異なるサンプルに基づいている限り、これ
は、重み付き和に対してあてはまる。これが正しいと
き、周波数推定値のランダム誤差も、互いに独立すべき
である。
【００８４】３つの独立した周波数の推定値が構成され
て、改善された推定値を提供する。この合成された推定
値は、単に３つの周波数推定値の平均値である。 ｃ．ゼロオフセットの補償 コリオリ送信機での重要な誤差の源は、各センサ電圧の
ゼロオフセットである。ゼロオフセットは、前置増幅回
路およびアナログ−ディジタルコンバータのドリフトに
よってセンサ電圧信号にもたらされる。ゼロオフセット
効果は、差動回路の使用による正及び負電圧に対する前
置増幅利得のわずかな差によって悪化することがある。
各誤差源は、送信機の間で変化し、送信機温度ととも
に、素子の摩耗による時間の経過とともに変化する。
【００８５】コントローラにより使用されるゼロオフセ
ットの補償技術の例を、以下に詳細に記載する。一般
に、コントローラは、周波数評価及び積分法を使用し
て、センサ信号の各々のゼロオフセットを測定する。次
に、コントローラは、それらの信号からゼロオフセット
を除去する。信号ＳＶ１、ＳＶ２からゼロオフセットを
除去した後、コントローラは、それらの信号の周波数を
再び計算して、周波数の改善された周波数評価を行う。
【００８６】ｄ．振幅測定 振幅は、様々な可能性のある用途を有する。これらは、
フィードバックを介した導管振動の調整と、駆動回路波
形を合成するときのセンサ電圧の寄与の釣り合いと、位
相測定値に対する和および差の計算と、測定値を補正す
るための振幅変化率の計算とを含む。
【００８７】１つの実施例において、コントローラは、
信号ＳＶ１、ＳＶ２の評価振幅を使用して、信号Ｓ
Ｖ１、ＳＶ２の和及び差、和及び差の積を計算する。和
および差を測定する前に、コントローラは、一方の信号
を補正して、２つのセンサの利得間の差を考慮する。例
えば、コントローラは、信号ＳＶ２の振幅に対する信号
ＳＶ１の振幅の比に基づいて、信号ＳＶ２に対してデー
タを補償するので、両方の信号が同じ振幅を持つ。
【００８８】コントローラは、計算された和に基づい
て、周波数のさらなる推定値を生成する。これの推定値
は、以前の周波数の推定値と共に平均化されて、信号の
周波数の精製された推定値を生成したり、または以前の
推定値と交換したりする。コントローラは、フーリエに
基づく技術に応じて振幅を計算して、高調波の影響を除
去する。（ゼロクロス技術を使用して識別されるよう
な）期間Ｔに亘るセンサ電圧ｘ（ｔ）は、オフセットと
一連の高調波の項によって、以下のように表される。
【００８９】
【数１１】 この式によって、ゼロでないオフセットａ０は、ゼロで
ない余弦項ａｎになる。対象の振幅は、基本成分の振幅
（すなわち、周波数ωでの振幅）であるが、高調波成分
の振幅（すなわち、周波数ｋω、但し、ｋは１より大で
ある）をモニタすることは、診断目的のための値になり
える。ａｎ、ｂｎの値は、次式で計算される。
【００９０】
【数１２】
【００９１】
【数１３】 各高調波の振幅は、次式から得られる。
【００９２】
【数１４】 積分は、２次式の補正を有するシンプソンの方法を使用
して計算される（後述）。この方法の主要な演算は、純
粋な正弦およ余弦関数を計算している。
【００９３】ｅ．位相測定 コントローラは、多数の方法を使用して、信号ＳＶ１、
ＳＶ２の間の位相差を計算する。例えば、コントローラ
は、次式によって、ｔ＝０での開始時間に対する各高調
波の位相偏差を測定する。
【００９４】
【数１５】 位相偏差は、周期の開始（すなわち、ゼロクロス点）と
周波数ωのＳＶ（ｔ）の成分に対するゼロ位相の点との
間の差として、単一波形内で解釈される。位相偏差は、
波形全体に対する平均であるので、周期の中間点からの
位相偏差として使用される。理想的には、振動のゼロオ
フセットおよび一定振幅の無い状態で、位相偏差は周期
毎にゼロとなるべきである。コントローラは、同じ時間
に対する各センサ電圧の位相偏差を比較することによっ
て、位相差を測定する。
【００９５】振幅および位相は、高調波の影響を除去す
るフーリエ法を使用して生成される。この方法は、導管
の両端部が同じ周波数で振動していることを仮定しない
という効果を有する。方法の第１行程として、周波数の
推定値は、ゼロクロスを使用して生成され、周期の開始
および終了の間の時間を測定する。周波数の線形変化が
仮定される場合、この推定値は、期間にわたる時間平均
周波数に等しい。評価され、仮定した周期の時間−不変
量、周波数ωを使用して、コントローラは、次式を計算
する。
【００９６】
【数１６】 但し、ＳＶ（ｔ）は、センサ電圧波形（すなわち、ＳＶ
１（ｔ）、またはＳＶ２（ｔ））である。次に、コント
ローラは、振幅および位相の推定値を判別する。
【００９７】
【数１７】 次に、コントローラは、各センサ信号の平均周波数及び
位相が波形全体を表しているものと仮定して、位相差を
計算する。これらの周波数はＳＶ１、ＳＶ２に対して異
なるので、対応する位相は、平均周波数に拡大・縮小さ
れる。更に、位相は、同じ開始点（すなわち、ＳＶ１の
周期の中間点）へシフトされる。拡大・縮小された後、
減算されて位相差を求める。
【００９８】
【数１８】 但し、ｈは、サンプル長であり、中間点は、サンプルの
項において次式として定義される。
【００９９】
【数１９】 一般に、位相および振幅は、２つのセンサに対して同じ
時間フレームでは計算されない。流量がゼロであると
き、２つの周期の中間点は一致する。しかし、高い流量
で発散するので、計算は、時間内に一致しないサンプル
セットに基づいている。これは、変化する質量流の条件
下で、位相ノイズの増加につながる。十分な流量で、
（３６０度から）４度の位相シフトは、ＳＶ１、ＳＶ２
データセットの９９％のサンプルだけが一致しているこ
とを意味する。空気混和の条件下では、はるかに大きな
位相シフトが観察され、これは、重複の低流量にさえ至
ることがある。
【０１００】図１５に、この問題に触れた修正された方
法１０００を示す。最初に、コントローラは、ＳＶ１、
ＳＶ２データセットの周波数（ｆ１、ｆ２）と中間点
（ｄ１、ｄ２）とを見つける（ステップ１００５）。最
後の周期から周波数に線形シフトを仮定して、コントロ
ーラは、ＳＶ１の中間点（ｆ２ｍ１）でＳＶ２の周波数
と、ＳＶ２の中間点（ｆ１ｍ２）でＳＶ１の周波数を計
算する（ステップ１０１０）。
【０１０１】次に、コントローラは、ｆ１ｍ２、ｆ
２ｍ１の周波数を仮定して、中間点ｍ２、ｍ１を用いで
新しいデータセット（ｄ１ｍ２、ｄ２ｍ１）の開始点と
終了点とを計算する（ステップ１０１５）。これらの終
了点が、必ずしもゼロクロス点と一致するわけではな
い。しかし、これは、フーリエに基づく計算に対する必
要条件ではない。次に、コントローラは、セットｄ１、
ｄ２ｍ１の位相および振幅のフーリエ計算を実行する。
この位相差計算は、上記に概説した（ステップ１０２
０）。ｄ１およびｄ２ｍ１の中間点は同一であるから、
（スケール−シフト ＳＶ２）は常にゼロであり、無視
できる。コントローラは、データセットｄ２、ｄ１ｍ２
に対してこれらの計算を繰り返す（ステップ１０２
５）。次に、コントローラは、測定値を生成するため
に、計算された振幅および位相差の平均値を生成する
（ステップ１０３０）。中間点ｍ１、ｍ２の間に充分な
分離が存在するとき、コントローラは、二つの結果のセ
ットを使用して、位相および振幅の変化率の局所的な推
定値を提供する。
【０１０２】コントローラは、ＳＶ１、ＳＶ２の差を計
算し、計算した差を二乗し、その結果を積分することか
らなる差動増幅方法を使用する。他の方法によれば、コ
ントローラは、サイン波を合成し、信号ＳＶ１、ＳＶ２
の差をサイン波に乗算し、結果を積分する。コントロー
ラは、信号ＳＶ１、ＳＶ２の積も積分し、これは周波数
（２ｆ）を有するサイン波となり（但し、ｆは信号ＳＶ
１、ＳＶ２の平均周波数である）、または、コントロー
ラは、積を二乗したり、その結果を積分したりする。コ
ントローラは、積のサイン波と同等のコサイン波を合成
し、合成したコサイン波に積のサイン波を乗算して、次
にコントローラが積分する周波数（４ｆ）のサイン波を
生成する。コントローラは、これらの方法のうちの複数
を使用して、別々の位相測定値を生成し、次に、最終的
な位相測定値として別々の測定値の平均値を計算する。
【０１０３】差動・増幅法は、次式で始まる。
【０１０４】
【数２０】 但し、φは、センサ間の位相差である。基礎的な三角恒
等式（ｔｒｉｇｏｎｏｍｅｔｒｉｃｉｄｅｎｔｉｔｉｅ
ｓ）が、次式の如く、信号間の和（Ｓｕｍ）および差
（Ｄｉｆｆ）を定義するために使用される。
【０１０５】
【数２１】 これらの関数は、それぞれ、２Ａ１ｃｏｓ（φ／２）、
２Ａ１ｓｉｎ（φ／２）の振幅を有する。コントローラ
は、ＳＶ１、ＳＶ２に対するデータから（Ｓｕｍ）及び
（Ｄｉｆｆ）に対するデータセットを計算し、次に上記
方法のうちのいくつかを使用して、それらのデータセッ
トによって表される信号の振幅を計算する。次に、コン
トローラは、計算された振幅を使用して、位相差φを計
算する。
【０１０６】または、位相差は、次式にて定義される関
数（Ｐｒｏｄ）を使用して計算される。
【０１０７】
【数２２】 これは、振幅（Ａ２ｓｉｎφ）、周波数（２ｆ）の関数
である。（Ｐｒｏｄ）は、サンプル毎に生成され、φ
は、結果としてのサイン波の振幅から計算される。
【０１０８】特に、位相の計算は、前の計算（すなわ
ち、ＳＶ１、ＳＶ２の周波数および振幅の計算）の精度
に依存している。コントローラは、位相の別々の（完全
に独立していなければ）推定値を提供する。これは、合
成されて、改善された推定値を与える。 Ｆ．駆動信号生成 コントローラは、利得を信号ＳＶ１、ＳＶ２の差に適用
することによって、駆動信号を生成する。コントローラ
は、正の利得（結果として正のフィードバック）または
負の利得（結果として負のフィードバック）のいずれか
を適用する。
【０１０９】一般に、導管のＱは、十分に高く、故に、
導管は一定のディスクリートな周波数のみで共振する。
例えば、導管に対する最低共振周波数は、駆動周波数に
拘わらず、プロセス流体の密度に依存して、６５Ｈｚと
９５Ｈｚとの間である。このように、導管を共振周波数
で駆動してサイクル毎のエネルギ損失を最小にすること
は、望ましい。センサ電圧を駆動回路にフィードバック
すると、駆動周波数は共振周波数に移ることができる。
【０１１０】フィードバックを使用して駆動信号を生成
する他の実施例として、上記により測定された周波数及
び位相を有する純粋なサイン波が、合成されて駆動回路
に送られる。この方法は、共振周波数の高調波等の、不
要な高周波成分を除去する効果がある。この方法によっ
て、アナログ−ディジタルコンバータ、処理、ディジタ
ル−アナログ変換器によって導入される時間遅延を補償
でき、確実に、駆動信号の位相がセンサ信号の位相の中
間点に相当させる。この補償は、システム成分の時間遅
延を測定し、時間遅延相当する位相シフトを導入するこ
とによって、行われる。
【０１１１】導管を駆動する他の方法は、方形波パルス
を使用する。これは、別の合成方法であり、この方法
は、一定の（正及び負の）直流電源が所定の間隔でオン
・オフが切り替えられて必要なエネルギを提供する。切
り替えは、センサ電圧位相と同期している。この方法
は、ディジタル−アナログ変換器を必要としないので、
有効である。
【０１１２】一般に、導管の振幅は、開始時に所望の値
を高速で得るべきであるが、測定値機能を高速で行うた
めに、計器を傷つける可能性のあるかなりのオーバーシ
ュートの無い状態でそうすべきである。所望高速スター
トアップは、高利得を設定することによって成し遂げら
れ、故に、導管の高いＱ及びランダムノイズの存在は、
導管の運動を始動させるためには十分である。１の実施
例において、高利得および正のフィードバックが、導管
の運動を始動させるために使用される。安定した動作が
得られると、システムは、駆動信号を生成するために、
合成方法に切り替わる。
【０１１３】図１６乃至図２７を参照すると、合成方法
は、高利得がそうできないときに導管運動を始動させる
ためにも使用される。例えば、センサ電圧の直流電圧オ
フセットがランダムノイズよりかなりより大きい場合、
高利得の適用は、振動運動を誘起しない。この状態を、
図１６乃至図１９に示す。図１６乃至図１９において、
高利得が、およそ０．３秒で適用される。図１６および
図１７に示すように、高利得を適用すると、一方の駆動
信号が、大なる正の値（図１６）を仮定し、他方が大な
る負の値（図１７）を仮定する。駆動信号の振幅は、セ
ンサ信号のノイズとともに変化する（図１８および図１
９）。しかし、増幅されたノイズは、振動を誘起するた
めに駆動信号の符号を変化させるには不充分である。
【０１１４】図２０乃至図２３は、複数の周期における
方形波の印加によって、振動の高速スタートアップが生
じることができる様子を示している。直径が２インチの
導管の振動は、およそ２秒の間に安定する。導管振動の
安定は、図２０および図２１に示すように、駆動信号の
振幅の減少により示される。図２４乃至図２７は、１イ
ンチ導管がおよそ０．５秒間に安定する様子を示す。
【０１１５】方形波も、動作中に使用されて、導管振動
の問題を補正する。例えば、ある状況において、流量計
の導管は、例えば１．５ｋＨｚのオーダの周波数等の、
共振周波数の高調波で振動し始めることは公知である。
かかる高周波振動が検出されるときに、所望の周波数を
有する方形波は、導管振動を共振周波数に戻すために使
用される。
【０１１６】ｇ．測定値の生成 コントローラは、アナログコントローラによって使用さ
れる方法と同様な方法で、質量流測定値をディジタル的
に生成する。コントローラは、密度等の他の測定値も生
成できる。一実施例において、コントローラは、２つの
センサ信号の間の位相差（ｐｈａｓｅ ｄｉｆｆ）、導
管の振動周波数（ｆｒｅｑ）、プロセス温度（ｔｅｍ
ｐ）基づいて、質量流を計算する。
【０１１７】
【数２３】 但し、Ｔｃは、較正温度であり、（ＭＦ１−ＭＦ３）は
較正プロシージャにおいて計算される較正定数であり、
（ｎｏｎｅｕ ｍｆ）は非工学ユニットでの質量流であ
る。
【０１１８】コントローラは、導管の振動周波数および
プロセス温度に基づいて密度を計算する。
【０１１９】
【数２４】 但し、（Ｄ１−Ｄ４）は較正プロシージャの間に生成さ
れる較正定数である。 Ｄ．積分法 多数の積分法が有効であり、様々な技術が、異なるレベ
ルの計算力を必要とし、異なるレベルの精度を提供して
いる。記載した実施例において、シンプソンの方法の変
形が使用される。基礎的な技術は、次式の如く表され
る。
【０１２０】
【数２５】 但し、ｔｋはサンプルｋでの時間であり、ｙｋは対応す
る関数値であり、ｈは行程長である。この規則は、奇数
個のデータポイント（すなわち、少なくとも３つの点）
で任意のデータベクトルに対して繰り返し適用され、デ
ータポイントの立方スプラインをあてはめて積分するこ
とと等価である。データポイントの数が偶然にも偶数の
場合、いわゆる第（３／８）番目規則が、間隔の１の終
了端に適用される。
【０１２１】
【数２６】 以前に説明したように、各周期は、サンプリング点から
若干ずれたところ（例えば、ｓｔａｒｔ ｏｆｆｓｅｔ
ＳＶ１）で始まり、または終了する。積分法の精度
は、これらのオフセットを考慮することによって、かな
り改善される。例えば、半周期サイン波の積分におい
て、その結果の一貫した過小評価を避けるために、部分
サンプルに相当する領域を計算に含む必要がある。
【０１２２】２つのタイプの関数、すなわち、サイン関
数またはサイン二乗関数が、記載された計算において積
分される。両者は、終了点が起こるところでは、ゼロ近
傍に容易に近似される。終了点で、サイン波は、近似的
に線形であり、サイン二乗関数は、近似的に２次式であ
る。これら２つのタイプの関数の点から、３つの異なる
積分方法が評価された。これらは、終了点を補正しない
シンプソンの方法、線形の終了部を補正するシンプソン
の方法、２次式を補正するシンプソンの方法である。
【０１２３】積分法は、任意のアナログ−ディジタル切
り捨て誤差もシミュレーションすることなく、純粋なサ
イン関数およびサイン２乗関数をサンプリングすること
によって、テストされた。積分が計算され、その結果
は、信号の真の振幅と比較された。これらの計算の誤差
の唯一の源は、積分法に起因する。得られた結果を表Ａ
および表Ｂに示す。
【０１２４】
【表１】
【０１２５】
【表２】 サイン関数に対し、線形補正を有するシンプソンの方法
は、最小の標準偏差で偏りが無く、一方、修正のないシ
ンプソンの方法は、負の誤差に偏り、２次補正を有する
シンプソンの方法は、比較的高い標準偏差を有した。サ
イン２乗関数に対して、誤差は一般に減少し、２次補正
は、最高の結果を提供した。これらの評価に基づいて、
サイン関数を積分するときは線形補正が使用され、サイ
ン２乗関数を積分するときは、２次補正が使用される。 Ｅ．同期変調法 図２８は、センサ信号を処理する他のプロシージャ１４
００を示す。プロシージャ１４００は、同期変調に基づ
いている。これは、例えば、デニス（Ｄｅｎｙｓ）等に
よる、「同期性の損失に対するフランス未来防衛計画に
対する電圧位相の測定」（電力供給についてのＩＥＥＥ
論文集、７（１）、６２−６９、１９９２）、ベゴビッ
ク（Ｂｅｇｏｖｉｃ）等による「高調波が存在する場合
の電力網の周波数追跡」（電力供給についてのＩＥＥＥ
論文集、８（２）、４８０−４８６、１９９３）に記載
されている。
【０１２６】第１に、コントローラは、システムの公称
動作周波数の初期推定値を生成する（ステップ１４０
５）。コントローラは、この公称周波数から、信号ｘ
〔ｋ〕（例えば、ＳＶ１）の周波数の偏差を測定しよう
とする。
【０１２７】
【数２７】 但し、Ａは、信号のサイン波部分の振幅であり、ω０は
公称周波数（例えば、８８Ｈｚ）であり、Δωは、公称
周波数からの偏差であり、ｈはサンプリングの間隔であ
り、φは位相シフトであり、ε（ｋ）は、加えられたノ
イズおよび高調波に相当する。
【０１２８】この測定値を生成するために、コントロー
ラは、公称周波数で振動する２つの信号を合成する（ス
テップ１４１０）。信号は、０または（π／２）だけ位
相シフトされ、単一の振幅を有する。コントローラは、
これらの信号の各々に元の信号を乗算して、信号ｙ１、
ｙ２を生成する（ステップ１４１５）。
【０１２９】
【数２８】 但し、ｙ１、ｙ２の第１項は高周波（例えば１７６Ｈ
ｚ）成分であり、第２項は低周波（例えば０Ｈｚ）成分
である。次に、コントローラは、ローパスフィルタを使
用して、高周波成分を除去する（ステップ１４２０）。
【０１３０】
【数２９】 但し、ε１〔ｋ〕およびε２〔ｋ〕は、元の信号からフ
ィルタ処理されたノイズを表す。コントローラは、これ
らの信号を合成して、ｕ〔ｋ〕を生成する（ステップ１
４２５）。
【０１３１】
【数３０】 これは、周波数偏差に関する不可欠な情報を担持する。
示すように、ｕ１〔ｋ〕は、ｕ〔ｋ〕の実数成分を表
し、ｕ２〔ｋ〕は虚数成分を表す。
【０１３２】コントローラは、ｕ〔ｋ〕の実数および虚
数成分を使用して、周波数偏差、Δｆを計算する（ステ
ップ１４３０）。次に、コントローラは、周波数偏差を
公称周波数に加算して（ステップ１４３５）、実際のΔ
ｆ、ｆを与える。
【０１３３】
【数３１】 コントローラは、ｕ〔ｋ〕の実数および虚数成分を使用
して、元の信号の振幅を測定する。特に、コントローラ
は、次式として振幅を測定する（ステップ１４４０）。
【０１３４】
【数３２】 次に、コントローラは、２つのセンサ信号の位相差を測
定する（ステップ１４４５）。後述するローパスフィル
タの適用後に残っているノイズ（ε１〔ｋ〕およびε２
〔ｋ〕）を無視できると仮定すれば、ｙ１’〔ｋ〕およ
びｙ２’〔ｋ〕のノイズフリーバージョン（ｙ
１ ＊〔ｋ〕およびｙ２ ＊〔ｋ〕）は、次式で表される。
【０１３５】
【数３３】 これらの信号を乗算すると、次式となる。
【０１３６】
【数３４】 ０Ｈｚ近傍のカットオフ周波数を有するローパスフィル
タによって信号をフィルタ処理すると、不必要な成分が
除去されて、次式に示すものが残る。
【０１３７】
【数３５】 この式から、位相差が、次のように計算される。
【０１３８】
【数３６】 このプロシージャは、プロシージャがこの周波数から偏
差のみを測定するように、動作周波数が最初に評価され
る精度に依存する。よい評価が得られる場合、狭帯域フ
ィルタを使用でき、このことはプロシージャを非常に正
確なものにしている。典型的な流量計に対して、動作周
波数は、約９５Ｈｚ（空）および８２Ｈｚ（充填）であ
る。半分の範囲の第１の近似（８８Ｈｚ）が使用され、
これによって、ローパスフィルタは１３Ｈｚのカットオ
フが可能になる。非常に小さいカットオフ周波数はサイ
ン波の振幅を減らすので、カットオフ周波数の選択は注
意しなければならない。
【０１３９】測定値の精度は、使用されるフィルタ処理
特性に依存する。不感帯でのフィルタの減衰は、高調波
の除去量を測定するが、カットオフ周波数が小さくなる
と、ノイズ除去を改善する。 Ｆ．ＰＩ制御を有する計器 図２９および図３０は、他の技術を使用して駆動回路に
供給する信号を生成するコントローラ１５０５を有する
計器１５００を示す。アナログ−ディジタルコンバータ
１５１０は、センサ４８からの信号をディジタル化し
て、ディジタル化された信号をコントローラ１５０５に
出力する。コントローラ１５０５は、ディジタル化され
た信号を使用して、駆動回路毎の利得を計算する。利得
は、導管に所望の振動を生成するために最適である。利
得は、正または負のいずれでも良い。次に、コントロー
ラ１５０５は、利得を、乗算ディジタル−アナログ変換
器１５１５に供給する。他の実施例において、直列に配
置した２つ以上の乗算ディジタル−アナログ変換器を、
単一のより感度のある乗算ディジタル−アナログ変換器
を実行するために使用してもよい。
【０１４０】コントローラ１５０５は、ディジタル化さ
れたセンサ信号を使用して、駆動信号も生成する。コン
トローラ１５０５は、これらの駆動信号をディジタル−
アナログ変換器１５２０に供給する。ディジタル−アナ
ログ変換器１５２０は、信号をアナログ信号に変換し、
このアナログ信号は、乗算ディジタル−アナログ変換器
１５１５に供給される。
【０１４１】乗算ディジタル−アナログ変換器１５１５
は、アナログ信号にコントローラ１５０５からの利得を
掛けて、導管を駆動する信号を生成する。次に、増幅器
１５２５は、これらの信号を増幅して、駆動回路４６に
供給する。乗算ディジタル−アナログ変換器によって実
行される乗算を、コントローラ１５０５に実行させるこ
とによって、同様の結果が得られる。このとき、乗算デ
ィジタル−アナログ変換器は、標準のディジタル−アナ
ログ変換器に置換しても良い。
【０１４２】図３０に、制御方法をより詳細に示す。コ
ントローラ１５０５内で、ディジタル化されたセンサ信
号が振幅検出器１５５０に供給される。振幅検出器１５
５０は、例えば上記の技術を使用して、導管の運動の振
幅の測定値ａ（ｔ）を測定する。次に、加算器１５５５
は、振幅ａ（ｔ）および所望の振幅ａ０を使用して、次
式に示す誤差ｅ（ｔ）を計算する。
【０１４３】ｅ（ｔ）＝ａ０−ａ（ｔ） 誤差ｅ（ｔ）は、比例積分（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ
−ｉｎｔｅｇｒａｌ；”ＰＩ”）制御ブロック１５６０
によって使用されて、利得Ｋ０（ｔ）を生成する。この
利得に、センサ信号の差が掛けられて、駆動信号を生成
する。ＰＩ制御ブロックは、変化している状態に対して
高速反応ができるようにする。振幅検出器１５５０、加
算器１５５５、ＰＩ制御ブロック１５６０は、コントロ
ーラ１５０５によって処理されるソフトウェアとして、
または分離回路として実行される。
【０１４４】１．制御プロシージャ 計器１５００は、図３１に示すプロシージャ１６００に
応じて動作する。まず最初に、コントローラは、センサ
から、ディジタル化されたデータを受け取る（ステップ
１６０５）。その後で、プロシージャ１６００は、並行
する３つのブランチ、すなわち、測定値ブランチ１６１
０、駆動信号生成ブランチ１６１５、利得生成ブランチ
１６２０を含む。
【０１４５】測定値ブランチ１６１０において、ディジ
タル化されたセンサデータが使用されて、前述のよう
に、振幅、周波数、位相の測定値を生成する（ステップ
１６２５）。次に、これらの測定値が使用され、質量流
量を計算し（ステップ１６３０）更に他の変数を計算す
る。一般に、コントローラ１５０５は、測定値ブランチ
１６１０を実行する。
【０１４６】駆動信号生成ブランチ１６１５において、
２つのセンサからのディジタル化された信号は、差が計
算されて、利得を掛ける信号を生成し、駆動信号を生成
する（ステップ１６３５）。上述のように、この差の生
成動作は、コントローラ１５０５によって実行される。
一般に、差の生成動作は、センサ信号間の振幅差を説明
する重み付き差を生成する。
【０１４７】利得生成ブランチ１６２０において、比例
・積分制御ブロックを使用して、利得が計算される。上
述したように、導管の運動の振幅ａ（ｔ）は、測定され
て（ステップ１６４０）、所望の振幅ａ０から引かれて
（ステップ１６４５）、誤差ｅ（ｔ）を計算する。別々
の行程として説明したが、振幅ａ（ｔ）の生成は、測定
値生成ステップ１６２５の振幅の生成に相当する。最後
に、ＰＩ制御ブロックは、誤差ｅ（ｔ）を使用して、利
得を計算する（ステップ１６５０）。
【０１４８】計算された利得に、差信号が掛けられて、
駆動回路に供給する駆動信号を生成する（ステップ１６
５５）。上述のように、この乗算動作は、乗算ＤＡコン
バータによって実行され、またはコントローラによって
実行される。 ２．ＰＩ制御ブロック ＰＩ制御ブロックの目的は、振幅ａ０を有する純粋なサ
イン波振動を導管に維持することである。導管の動作
は、簡単な質量−バネシステムとして次式に表すように
モデル化される。
【０１４９】
【数３７】 但Ｌ、ｘは、平衡からの質量の変位及び時間の関数であ
り、ωｎは固有周波数であり、ζは減衰因子であり、小
さい（例えば０．００１）と仮定される。出力ｙ（ｔ）
および入力ｉ（ｔ）の関数としてのこの運動方程式の解
は、電気回路と類似しており、この中で、供給電流ｉ
（ｓ）と検出された出力電圧ｙ（ｓ）との間の伝達関数
は、次式で表される。
【０１５０】
【数３８】 導管に所望の振動を生成するために、利得Ｋ０（ｔ）を
有する正のフィードバックループが、「低速」外側ルー
プによって自動的に調節される。すなわち、
【０１５１】
【数３９】 となる。システムが、「２−時間−スケール（ｔｗｏ−
ｔｉｍｅ−ｓｃａｌｅｓ）」特性を有すると仮定する
と、これは、Ｋ０（ｔ）の変化が十分に低速なために、
上記で得られたｘの方程式の解が、一定の減衰を仮定す
ることによって得られることを意味する。
【０１５２】ゼロ定常状態誤差を与える２−項ＰＩ制御
ブロックは、次式として表される。
【０１５３】
【数４０】 但し、誤差ｅ（ｔ）（すなわち、ａ０−ａ（ｔ））は、
ＰＩ制御ブロックへの入力であり、Ｋｐ、Ｋｉは定数で
ある。１実施例において、ａ０＝１０によって、Ｋｐ＝
０．０２およびＫｉ＝０．０００５のコントローラの定
数は、振動が高速に形成される反応を提供する。しか
し、このＰＩ制御ブロックは非線形であり、これは、結
果として、設計および動作の困難につながる。
【０１５４】振動振幅の動作の線形モデルは、ｘ（ｔ）
がＡｅｊｗｔに等しいと仮定することによって導かれ
る。そして、これは、次式になる。
【０１５５】
【数４１】 これらの式をループの振動の式に代入し、実数項と虚数
項に分けると次式として表される。
【０１５６】
【数４２】 Ａ（ｔ）も、次式で表すことができる。
【０１５７】
【数４３】 この式の解を次式に示す。
【０１５８】
【数４４】 ａ（ｔ）を（ｌｏｇＡ（ｔ））に等しいものとして定義
することによって変数を変形すると、Ａ（ｔ）の式は、
次式として表すことができる。
【０１５９】
【数４５】 但し、Ｋ０は、明らかに時間に依存する。ラプラス変換
を行うと、以下に示す式になる。
【０１６０】
【数４６】 それは、図３２に示すように、伝達関数とみなせる。こ
の図は、全てのＫ０及びａに対して線形であるので、で
コントローラの設計に対して特に大切であり、なお、唯
一の仮定は「２−時間スケール」特性である。閉ループ
の特性は、この仮定に関して強力であり、故に、実際に
達成しうる高速応答を、容易に設計することができる。
【０１６１】図３２から、項（ζωｎ）は、コントロー
ラにより除去されることが必要である「ロード外乱」
（すなわち、ｋＫｏ／２は、定数となるａ（ｔ）用のω
ｎと等しくなければならない）である。ゼロ定常状態誤
差にたいして、これは、外側ループコントローラが積分
器（すなわち、非常に大きい利得）を有しなければなら
ないことを意味する。このように、適切なＰＩコントロ
ーラ（Ｃｓ）は、（Ｋｐ（１＋１／ｓＴｉ））であると
仮定される。但し、Ｔｉは、定数である。比例項は、安
定性のために必要である。しかしながら、項（ζωｎ）
は、安定性やコントローラ設計に影響を与えず、これ
は、代わりに次式に示す開ループ伝達閏数に基づいてい
る。
【０１６２】
【数４７】 Ｋｐを変化させる根の軌跡を、図３３に示す。小さいＫ
ｐに対して、ゆっくりと不十分に減衰する根がある。Ｋ
ｐが増加するにつれて、根は、コントローラ利得が
（Ｋ）＝８／（ｋＴ）となる点Ｐで実数になる。特に、
この理論は、Ｔｉの選択時にいかなる制限も置かない点
に注意すべきである。それゆえに、反応は、原則とし
て、ＫｐおよびＴｉの適切な選択によって必要とされる
のと同様に高速で、精確に減衰される。
【０１６３】極点が、点Ｐで純粋に実数であるにもかか
わらず、これは、閉ループ行程反応にオーバーシュート
がないことを意味しない。これは、所望の値、ａ０、誤
差ｅの間の伝達開数を調べることによって、容易に分か
る。
【０１６４】
【数４８】 但し、Ｐ２は、２次の多項式である。ステップ入力（ａ
０（ｓ）＝α／ｓ）によっては、反応は、αｐ’（ｔ）
と書くことができる。但し、ｐ（ｔ）は、１／ｐ
２（ｓ）の逆変換であり、（ａ１ｅｘｐ（−λ１ｔ）＋
ａ２ｅｘｐ（−λ２ｔ））に等しい。信号ｐ（ｔ）は増
加し、次に、ゼロに減衰する。故に、ｅ（ｔ）はｐ’と
比例し、符号を変えなければならず、ａ（ｔ）のオーバ
ーシュートを意味する。設定点ａ０は、予めフィルタ処
理されて、次式に示す疑似設定値ａ０ ＊を与える。
【０１６５】
【数４９】 ここで、Ｔｉは、周知のコントローラパラメータであ
る。このプレフィルタを用いて、真のコントローラの極
点は、オーバシュートフリーの行程反応を提供すべきで
ある。この特徴は、オーバーシュート（例えば、機械的
妨害や部品の過剰ストレス）に対して物理的な制約があ
るので、有効である。
【０１６６】図３３の根軌跡は、唯一の力学が、内側ル
ープの利得・振幅対数の伝達関数（図３１）と、外側ル
ープのＰＩコントローラＣ（ｓ）とである（すなわち、
振幅の対数（ａ＝ｌｏｇＡ）が即座に測定される）こと
を仮定する。しかし、Ａは、成長したりまたは減衰して
いる可能性のある振幅であり、故に、一般に、根本にあ
る正弦曲線を考慮せずに測定することはできない。上記
方法に加えて、Ａを測定する方法は、複数存在する。準
安定状態での使用に適したものもある。例えば、サイン
波信号ｓ（ｔ）＝ｓｉｎ（ωｎｔ＋φ０）が測定波形ｙ
（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｎｔ＋φ１）にロックする
位相同期ループが、使用される。このように、振幅の測
定値、ａ＝ｌｏｇＡは、これらの信号を（適切な保護お
よびフィルタを用いて）掛けることによって得られる。
この方法は、恐らく定常状態近傍では適切であるが、ロ
ックする前の開始状態に対しては不十分である。
【０１６７】他の方法は、ピーク追跡器を使用し、この
ピーク追跡器は、ピーク追従アルゴリズムがコントロー
ラにおいて実行されるゼロクロス検出器を含む。しか
し、ゼロクロス方法は、ノイズの影響を受けやすい。更
に、ピーク追跡器からの結果は、半周期毎にのみ利用で
き、故に、コントローラの更新に対してサンプル間隔を
命令する。
【０１６８】最後に、ＡＭ検出器を使用できる。サイン
波をｙ（ｔ）＝Ａｓｉｎωｎｔとすると、Ａの推定値
が、
【０１６９】
【数５０】 から得られる。但し、Ｆ｛｝は、１のＤＣ利得を有する
適宜のローパスフィルタである。ＡＭ検出器は、最も簡
単な方法である。さらに、それは、いかなる特定周波数
の振動の存在も想定せず、それゆえに、スタートアップ
状態の間利用できる。これは、結果として生じる振動の
スペクトルに影響を及ぼす高調波のリークが、内側ルー
へと存在するという欠点に苦しむ。更に、フィルタは、
外側ループに余分な力学を加え、故に、反応速度とスペ
クトルの純度との間で妥協することが必要である。特
に、フィルタの効果は、最高のＴｉの選択を強制するこ
とである。
【０１７０】ａｂｓ（ｙ）に対するフーリエ級数は、次
式で知られている。
【０１７１】
【数５１】 このように、出力は、（π／２）だけ拡大・縮小され
て、正しい直流出力Ａを与え、（偶数次の）高調波項
（ａｋｃｏｓ２ｋωｎｔ）は、フィルタ処理される必要
がある。全フィルタが、ＤＣ成分を通過せしめて、他の
周波数の全てを減らす必要があるので、２ωｎ以下のカ
ットオフを有する「レンガ−壁」フィルタは充分であ
る。しかし、フィルタの力学は、閉ループの動作に影響
を及ぼす。フィルタの共通選択は、バターワース（Ｂｕ
ｔｔｅｒｗｏｒｔｈ）形式にある。例えば、設計区切点
周波数ωｂを有する三次のローパスフィルタを次式で示
す。
【０１７２】
【数５２】 設計周波数で、反応は３ｄＢ下がり、２ωｂで、−１８
ｄＢ（０．１２）であり、４ωｂで、−３６ｄＢ（０．
０１５）下がる。高次バターワースフィルタは、鋭いロ
ールオフ（ｒｏｌｌ−ｏｆｆ）を有するが、大部分の極
点は、複雑で、制御ループの根の軌跡に悪影響を及ぼす
ことがある。 Ｇ．ゼロオフセット補償 上記したように、ゼロオフセットは、前置増幅回路のド
リフトによって、さらにアナログ−ディジタルコンバー
タによって、センサ電圧信号にもたらされる。差動回路
の使用による正及び負電圧に対する前置増幅利得の若干
の差は、ゼロオフセット効果を悪化させることがある。
誤差は、送信機温度および部品の疲労によって、送信機
の間で変化する。
【０１７３】音質（すなわち、比較的低コスト）アナロ
グ−ディジタルコンバータが、経済的な理由により使用
される。これらの装置は、高い優先順位としてのＤＣオ
フセットおよび振幅安定性を伴って設計されない。図３
４乃至図３７は、オフセットと正や負の利得とが、この
種のコンバータ（ＡＤ１８７９コンバータ）に対するチ
ップ動作温度によってどのように変化するかについてを
示す。図示された傾向の再現性は乏しく、この傾向に基
づいた温度補償を考慮に入れたとしても、残留ゼロオフ
セットおよび正・負利得は、残りのものと一致しない。
【０１７４】２つのセンサ電圧のゼロクロス点の時差を
使用して位相を計算する場合、ＤＣオフセットは位相誤
差になる。この影響を、図３８乃至図４０に示す。各グ
ラフは、真の位相偏差がゼロ（すなわち、ゼロフロー）
のとき、ディジタル送信機によって測定されるような計
算された位相偏差を示す。図３８は、正のゼロクロスで
開始する全周期に基づいて計算される位相を示す。平均
値は、０．００６２７度である。
【０１７５】図３９は、負のゼロクロスで開始する、計
算された位相を示す。平均値は、０．０１０９度であ
る。図４０は、半周期毎に計算された位相を示す。図４
０は、図３８および図３９からのデータにインターリー
ブする。平均位相（−０．００２３４）は、図３８およ
び図３９のものよりもゼロに近いが、信号の標準偏差
は、およそ６倍高い。
【０１７６】フーリエ法に基づいたものなどの、精巧な
位相測定値技術は、ＤＣオフセットに不感である。しか
し、これらの技術が使用されるときでも、ゼロオフセッ
トを除去することが望ましい。何となれば、データは、
ゼロクロス点によって表現された全周期パケットにおい
て処理されるからである。これによって、例えば、見か
けの位相および周波数の振幅変調の効果の分析が簡単に
なる。更に、正及び負電圧間の利得の不整合は、誤差を
測定値法に含ませることになる。
【０１７７】位相検出のゼロクロス技術は、ゼロオフセ
ットおよび利得不整合誤差の効果と、その結果である除
去を説明するために使用される。図４１および図４２
は、ゼロフローを有する位相の長期ドリフトを示す。各
点は、有効なデータの１分間の平均値を表す。図４１は
平均の位相を示し、図４２は、位相の標準偏差を示す。
数時間にわたり、ドリフトは大きい。このように、毎日
計器をゼロに合わせた（大抵の用途において過剰な保守
条件と考えられている）としても、それでも、かなりの
位相ドリフトが存在する。
【０１７８】１．補償技術 電圧オフセットおよび利得不整合を扱う技術は、ディジ
タル送信機の計算能力を使用して、ゼロフロー条件を必
要としない。この技術は、周期毎に一組の計算を使用す
る。これは、合理的な期間（例えば１０，０００周期）
にわたり平均化されるときに、主たる変化の領域（例え
ば設定点の変化、空気混和の発生）を排除することで、
所望のゼロオフセットおよび利得不整合補償に収束す
る。
【０１７９】３次以上の高調波の存在を仮定すると、セ
ンサ電圧ＳＶ（ｔ）に対する所望の波形は、次式の形式
を取る。
【０１８０】
【数５３】 但し、Ａ１は、基本周波数成分の振幅であり、Ａ２−Ａ
４は、３次高調波成分の振幅を示す。しかし、実際に、
実際の波形は、負および正の利得Ｇｎ、Ｇｐの間の不整
合とゼロオフセットＺ０（これは、ゼロ近傍の値を有す
る）とで混合されている。普遍性の損失なしで、Ｇｐは
１に等しく、Ｇｎは、次式によって与えられると、仮定
することができる。
【０１８１】 但し、εＧは利得不整合を表す。この技術は、振幅Ａｉ
および周波数ωは一定であると仮定する。これは正し
い。何となれば、Ｚ０およびεＧの推定値は、多数の周
期（例えば、約１分の動作で起きて、インターリーブさ
れた１００００の周期）に対する平均に基づいているか
らである。この技術を使用するとき、コントローラは、
周波数及び振幅の相当量の変化の存在を調べて、分析の
有効性を保証する。高次の高調波が存在すると、特定の
高調波に対して位相および振幅情報を抽出するフーリエ
法の使用に至る。これは、ＳＶ（ｔ）の積分と、変調サ
インまたはコサイン関数との乗算とを伴う。
【０１８２】ゼロオフセットは、関数の形式と同様に、
積分限界に影響を与える。ゼロオフセットが存在するの
で、振幅および位相の計算のための出発点は、周期的波
形ＳＶ（ｔ）のゼロ位相点にない。ゼロオフセットＺ０
に対して、対応する位相偏差は、近似的に次式で表され
る。
【０１８３】
【数５４】 小さい位相、φＺ０＝（−Ｚ０／Ａ１）に対して、対応
する時間遅延によって、
【０１８４】
【数５５】 となる。積分は、拡大・縮小されて、制限値（すなわ
ち、Ｚ０およびεＧ方法ゼロとして）は、関係する高調
波の振幅に等しくなる。対象の第１の２つの積分は、次
式で表される。
【０１８５】
【数５６】 これらの積分は、実際には、センサ電圧データの通常の
フーリエ解析の間に計算されているものを表す。下付き
文字「１」は、１次高調波を表す。
【０１８６】
【数５７】 Ｎ及びＰは、それぞれ、負または正の半周期を示し、ｓ
およびｃは、それぞれサインまたはコサインのいずれの
変調関数が使用されたを示している。
【０１８７】厳密に言えば、中央のゼロクロス点と、そ
れに対応する積分制限値とは、（π／ω＋ｔＺ０）より
は（π／ω−ｔＺ０）によって与えられる。しかし、正
確なゼロクロス点よりは正確な中点を使用すると、簡単
な分析と、より優れた数値の動作（主にゼロクロス点の
位置の誤差による）とになる。正確な中点の使用によっ
て導入される唯一の誤差は、上記積分の各々の小領域に
誤った利得（（１＋εＧ）の代わりに１，その逆もあ
り）が掛けられることである。しかし、これらの誤差
は、Ｚ０ ２εＧのオーダであり、無視できると考えられ
ている。
【０１８８】コンピュータの代数学を使用し、Ｚ０およ
びεＧが小さいと仮定すると、積分に対する１次推定値
は、次式として導かれる。
【０１８９】
【数５８】 和、差、積分とその推定値との比を含む有効且つ関数す
る関数が判別される。積分の和は、次式として表すこと
ができる。
【０１９０】
【数５９】 一方、推定値の和は、等しい。
【０１９１】
【数６０】 同様に、積分の差は、次式として表される。
【０１９２】
【数６１】 一方、推定値の差は、次式で表される。
【０１９３】
【数６２】 最後に、積分の比は、次式で表される。
【０１９４】
【数６３】 一方で、推定値の比は、次式で表される。
【０１９５】
【数６４】 対応するコサイン積分は、次式として定義される。
【０１９６】
【数６５】 推定値、和は、次式で表される。
【０１９７】
【数６６】 第２高調波積分は、次式で表される。
【０１９８】
【数６７】 推定値は次式で表される。
【０１９９】
【数６８】 和は次式で表される。
【０２００】
【数６９】 積分は、周期ごとに数値が計算される。以下に記載する
ように、さまざまな振幅、ゼロオフセット、利得に関し
て積分の値を評価する式は、再配置されて、計算された
積分に基づいて、ゼロオフセットおよび利得項の推定値
を与える。 ２．例 評価式の精度を、例で示す。基礎的な積分の各々に対し
て、３つの値が、提供される。すなわち、終了時の補正
を有するシンプソンの方法を使用した、積分の「真の」
値（ロンベルグ（Ｒｏｍｂｅｒｇ）積分を使用したマス
キャド（Ｍａｔｈｃａｄ）内で計算される）、評価方程
式を使用している値、シミュレーションモードで作動す
るディジタル送信機によって計算される値である。
【０２０１】このように、例えば、次式により計算され
たＩ１Ｐｓに対する値は、０．１０１３５３である。
【０２０２】
【数７０】 一方、次式として計算された推定値（Ｉ
１Ｐｓ ｅｓｔ）は、０．１０１３５８である。
【０２０３】
【数７１】 シミュレーションモードのディジタル送信機を使用して
計算された値は、０．１０１３４０である。これらの計
算は、表Ｃに示すパラメータ値を使用する。
【０２０４】
【表３】 これらのパラメータ値を使用したことによる正確な評価
値及びシミュレーション結果を、表Ｄに示す。
【０２０５】
【表４】 このように、少なくとも選択された特定の値に対して、
１次方程式によって与えられた推定値は、極めて正確で
ある。Ｚ０およびεＧがゼロに近づくにつれて、推定値
とシミュレーションとの両方の誤差は、ゼロに近づく。 ３．実施例 積分に対する１次の推定値は、高調波の振幅、ゼロオフ
セット、利得不整合に関して、連立非線形方程式を定義
する。方程式が非線形であるので、正確な解は、容易に
利用できない。しかし、補正の繰り返しによる近似は、
限られた演算オーバーヘッドを合理的に収束する。
【０２０６】導管に固有の比が、Ａ１〜Ａ４に対して仮
定される。このように、振幅Ａ１−Ａ４の全でを計算す
る試みは、実行されない。その代わりに、Ａ１およびＡ
２だけが、上記で定義した積分方程式を使用して推定さ
れる。相対振幅の経験に基づいて、Ａ３は、（Ａ２／
２）として近似され、Ａ４は、（Ａ２／１０）として近
似される。ゼロオフセットの補償法は、図４３に示すプ
ロシージャ２２００に従って実行される。周期毎に、コ
ントローラは、積分Ｉ１Ｐｓ、１１Ｎｓ、Ｉ１Ｐｃ、Ｉ
１Ｎｃ、Ｉ２Ｐｓ、Ｉ２Ｎｓ、関係がある関数ｓｕｍ
１ｓ、ｒａｔｉｏ１ｓ、ｓｕｍ１ｃ、ｓｕｍ２ｓを計算
する（ステップ２２０５）。これは、周波数、振幅、位
相を測定するために使用される従来のフーリエ計算より
は、追加する必要な計算が少なくなる。
【０２０７】１００００周期毎に、コントローラは、従
来の変化率評価法を使用して、センサ電圧振幅Ａ１の傾
きをチェックする（ステップ２２１０）。振幅が一定で
あれば（ステップ２２１５）、コントローラは、ゼロオ
フセットおよび利得不整合用の計算に進む。このチェッ
クは、周波数安定性に対するテストまでのばすことがで
きる。
【０２０８】計算を実行するために、コントローラは、
最後の１００００周期に対する関数（例えば、ｓｕｍ
１ｓ）に対する平均値を生成する。次に、コントローラ
は、ゼロオフセットおよび利得不整合の最初の推定値を
作る（ステップ２２２５）。
【０２０９】
【数７２】 これらの値を使用して、コントローラは、逆利得因子
（ｋ）と振幅因子（ａｍｐ ｆａｃｔｏｒ）を計算する
（ステップ２２３０）。
【０２１０】
【数７３】 コントローラは、逆利得因子および振幅因子を使用し
て、振幅の第１の推定値を作る（ステップ２２３５）。
【０２１１】
【数７４】 次に、コントローラは、以下の計算によって推定値を改
善し、必要に応じて繰り返す（ステップ２２４０）。
【０２１２】
【数７５】 コントローラは、標準の技術を使用して、Ｚ０およびε
Ｇの値の収束を検査する。実際は、第１の繰り返しの後
の補正は小さく、経験上、３回繰り返せば十分である。
【０２１３】最後に、コントローラは、生のデータを調
整して、Ｚ０およびεＧを除去する（ステップ２２４
５）。次に、コントローラは、プロシージャを繰り返
す。一旦、ゼロオフセットおよび利得不整合が生のデー
タから除去されると、Ｚ０およびεＧに対する次の値を
生成する際に使用される関数（すなわち、ｓｕｍ１ｓ）
は、補正されたデータに基づいている。従って、Ｚ０お
よびεＧに対するこれらの次の値は、残留ゼロオフセッ
トおよび利得不整合を反映して、以前に生成した値とと
もに合計されて、実際のゼロオフセットおよび利得不整
合を生成する。生のデータを調節する１つの方法におい
て、コントローラは、調整パラメータ（例えば、Ｓ１
ｏｆｆ、Ｓ２ ｏｆｆ）を生成する。この調整パラメー
タは、センサからのアナログ信号をディジタルデータに
変換する際に使用される。
【０２１４】図４４乃至図４６、図４７および図４８
に、プロシージャ２２００を使用して得られた結果を示
す。短期間の動作を、図４４乃至図４６に示す。これ
は、スタートアップ後の５分間に得られた連続的な位相
推定値を示し、プロシージャ用の時間が、出力に影響を
及ぼし始めることができる。位相は、正のゼロクロス、
負のゼロクロス、その両方に基づいて示される。
【０２１５】正および負の平均値の差は、インターリー
ブされたデータセットの平均ゼロオフセットの減少と対
応して、２０分の１に減少する。対応する標準偏差は、
およそ６分の１に減少した。長期間の動作を、図４７お
よび図４８に示す。最初の大きなゼロオフセットは、高
速で補正され、次に、位相偏差は、長時間にわたってゼ
ロ近傍に維持される。第１のわずかな値を排除した、平
均位相偏差は、６．１４ｅ−６であり、これは、プロシ
ージャが、電圧オフセットおよび利得不均衡の変化の補
償に成功していることを強力に示唆している。
【０２１６】ディジタルコリオリ計器に対するＺ０、ε
Ｇに対する値の多くは、信号ＳＶ１に対しては、Ｚ０＝
（−７．９２３ｅ−４）、εＧ＝（−１．７５４
ｅ−５）でＳあり、信号ＳＶ２に対しては、Ｚ０＝（−
８．０３８ｅ−４）、εＧ＝（＋６．９３ｅ−４）であ
る。 Ｈ．力学的解析 一般に、コリオリ計器に対する従来の測定値計算は、導
管の各側面での振動の周波数および振幅が一定であり、
導管の各側面での周波数がいわゆる共振周波数と同じで
あり等しい、と仮定している。位相は、一般に導管の各
側面で別々に測定されず、２つの側面間の位相差は、測
定プロセスの間一定であると仮定している。デジタル計
器を使用した、半周期ごとの周波数、位相、振幅の正確
な測定値は、パラメータ値が約数秒間に平均化されると
きに、これらの仮定は単に有効であることを証明する。
１００Ｈｚまたはより高周波数でみると、これらのパラ
メータは、かなりの変化を示す。例えば、通常の動作
中、ＳＶ１の周波数および振幅の値は、対応するＳＶ２
の値と負の相関を強く示す。従って、従来の測定値アル
ゴリズムは、これらのダイナミックな変化に対するノイ
ズの原因にさらされる。ノイズは、測定値計算速度が増
加するにつれて、より大きくなる。他のノイズの項が、
例えば流管力学、非線形性力学などの物理的な要因（例
えば振幅によって変化する流管の剛性）、または絶対位
置データより速度データを提供するセンサ電圧の動的な
結果によって導かれる。
【０２１７】記載の技術は、デジタル計器の高精度を引
き出して、導管の力学的な動作をモニタし且つ補償し
て、質量流および密度等のより正確なプロセス変数を提
供するために、ノイズを減らす。これは、周波数、位
相、振幅の変化率、流管力学、現実的な力学物理等のか
かる影響をモニタし且つ補償することによって、行われ
る。各側面での周波数が同じと仮定しない位相差計算
は、すでに記載した。他の補償技術を以下に記載する。
【０２１８】力学的な影響に対するモニタリングおよび
補償は、各センサレベルで生じて、位相、周波数、振
幅、または他のパラメータの補正済みの推定値を提供す
る。更なる補償は、導管のレベルで起きることがある。
ここでは、例えば位相差および平均周波数の計算の間
に、両方のセンサからのデータが合成される。これらの
２つのレベルは、広範囲の補償を行うために一緒に使用
してもよい。
【０２１９】このように、流量計による瞬間的な質量流
および密度の測定値は、流量計の動作の力学的な影響を
モデル化して考慮することによって、改良される。一般
に、コリオリ流量計の位相ノイズの８０％以上が、測定
すべきプロセス条件よりも、流管力学（「鳴動」と呼ば
れることがある）を原因とすることがある。力学モデル
を適用すると、位相ノイズは４分の１から１０分の１に
減少し、流量測定の性能の大幅な改善につながる。単一
のモデルは、流量および振動振幅の全てに有効である。
一般に、演算要件は、無視できる。
【０２２０】力学的分析は、互いに隔離されたセンサ信
号の各々で実行される。これは、導管の２つの側面間の
力学的相互作用のモデル化を回避する、または少なくと
も遅らせる。これは、各センサでの力学よりもはるかに
複雑になる傾向がある。また、個々のセンサ信号の分析
は、導管の２つの側面にプロセス流体から異なる力が作
用している空気混和やバッチスタートアップ等の状況に
おいて成功する傾向がある。
【０２２１】一般に、力学的分析は、これらのパラメー
タに対して計算された値の時間で変化する振幅、周波
数、位相の影響を考慮する。周波数および振幅は各セン
サ電圧の毎に容易に定義されるが、位相は、慣習上、セ
ンサ電圧間の差の点から定義される。しかし、フーリエ
解析を使用する場合、各センサに対する位相は、周期の
中間点と平均１８０度の位相点との差に関して定義され
る。
【０２２２】３つのタイプの力学的効果は、測定値誤差
と、いわゆる「フィードバック」効果と、「速度」効果
とである。振幅および位相を計算するアルゴリズムは、
周波数、振幅、位相が対象の時間間隔に亘り一定である
ことを仮定しているので、測定値誤差が生じる。測定値
アルゴリズムの特性は、これらのパラメータの変化を補
正することによって改良される。
【０２２３】フィードバック効果は、振動の一定振幅を
維持するために、エネルギを導管に供給して導管からの
エネルギ損失を埋め合わせるために生じる。エネルギを
導管に加える必要性は、振動振幅が所望の設定値からず
れ始めたあとにのみ、認識される。この結果、振動して
いる導管に対する運動方程式の減衰項は、ゼロではな
く、代わりに、ゼロ近傍で絶えず揺れている。導管の固
有周波数は変化しないが、これは、振幅の僅かな変化と
関連するゼロクロスのシフト（すなわち、位相変化）に
よってあいまいにされている。
【０２２４】センサ電圧は導管速度を観測するが、導管
の位置を表すものとして解析されるので、速度効果が生
じる。この結果は、振幅の変化率が見かけの周波数およ
び位相に影響することである。たとえ、これらのパラメ
ータの本当の値が一定であったとしてもである。 １．振幅変調に対するセンサ−レベル補償 力学的効果を補正する１つの方法は、センサ信号の振幅
をモニタし、振幅の変化に基づいて調整をする。力学的
効果を分析するために、位相、周波数、振幅の推定値
は、周期毎の各センサ電圧に対して測定される、と仮定
する。図４９に示すように、計算は、完全であるが重複
する周期に基づいている。各周期は、ゼロクロス点で、
前の周期の中間点で始まる。正の周期は、最初のゼロク
ロスの直後に正の電圧で始まり、負の周期は負の電圧で
始まる。このように、周期ｎは正であり、周期（ｎ−
１）および（ｎ＋１）は負である。ゼロオフセット補正
が実行されてゼロオフセットが無視できると仮定する。
また、高次の高調波が存在すると仮定する。
【０２２５】振幅、周波数、位相の線形変化を仮定す
る。この仮定の下に、１の周期の間の各パラメータの平
均値は、周期の中点でのパラメータの瞬間的な値に等し
い。周期は１８０度だけ重なるので、１の周期に対する
平均値は、次の周期の開始値と等しい。例えば、周期ｎ
は、時間０から（２π／ω）までである。振幅、周波
数、位相の平均値は、中間点、（π／ω）での瞬間的な
値に等しく、この中間点は、周期（ｎ＋１）の開始点で
ある。周期（ｎ＋１）は、時間（π／ω）から（３π／
ω）までである。もちろん、これらのタイミングは近似
である。何となれば、ωも時間とともに変化するからで
ある。
【０２２６】ａ．力学的効果の補償プロシージャ コントローラは、図５０に示すプロシージャ２６００に
応じて力学的効果を考慮する。最初に、コントローラ
は、ゼロクロスを使用して、上記のように、周期の開始
および終了間の時間を測定することによって、周波数推
定値を生成する（ステップ２６０５）。周波数が線形に
変化すると仮定すれば、この推定値は、この期間におけ
る時間の平均周波数と等しい。
【０２２７】次に、コントローラは、推定された周波数
を使用して、上記のフーリエ法を使用しつつ、振幅およ
び位相の第１の推定値を生成する（ステップ２６１
０）。上記したように、この方法は、高調波の影響を除
去する。位相は、短一の波形において、周期（すなわち
ゼロクロス点）の開始と、位相偏差として表される、周
波数ωのＳＶ（ｔ）の成分に対するゼロ位相の点との差
になるように、解釈される。位相偏差は、全波形に対す
る平均であるので、周期の中間点からの位相偏差として
使用される。理想的には、振動のゼロオフセットおよび
一定振幅の無い状態で、位相偏差は、周期ごとにゼロで
あるべきである。しかし、実際には、それは、高レベル
の振動を呈し、質量流を補正して振幅の力学的変化を説
明する、優れた基礎を提供する。
【０２２８】次に、コントローラは、位相差を計算する
（ステップ２６１５）。多数の位相差の定義が存在し得
るが、この解析は、各センサ信号の平均位相及び周波数
が全波形を表しているものと仮定する。これらの周波数
はＳＶ１およびＳＶ２に対して異なるので、対応する位
相は、平均の周波数に拡大・縮小される。更に、位相
は、同じ開始点（すなわち、ＳＶ１の周期の中心点）へ
シフトされる。拡大・縮小した後に、これらが引かれ
て、位相差を提供する。
【０２２９】次に、コントローラは、周期ｎに対する振
幅の変化率を測定する（ステップ２６２０）。
【０２３０】
【数７６】 この計算は、周期（ｎ＋１）からの振幅が、周期ｎの変
化率を計算するときに利用できると仮定する。生の振幅
計算が行われたあとの１の周期において補正が行われた
場合、これは可能である。変化率の正確な推定値を有す
ることの効果と、良好な測定値の補正とは、補正された
測定値が、一実施例においては５ミリ秒のオーダである
場合の、遅れよりも重要である。最新で生成された情報
は、常に導管の制御のため（すなわち、駆動信号の生成
のため）に使用される。
【０２３１】必要に応じて、振幅の補正が適用された
後、（下記に記載するように）変化率の補正された推定
値を計算してもよい。これは、振幅および変化率の最良
値に対する収束への反復になる。 ｂ．フィードバックおよび速度効果に対する周波数補償 上記したように、フィードバックループの力学的側面
は、設定値を中心とする振幅の若干の偏位により、位相
に、時間変化するシフトを導く。これは、測定された周
波数に結果としてなり、これは、導管の固有周波数とは
異なるが、ゼロクロスに基づいている。速度センサが使
用される場合、位相にさらなるシフトが生じる。この追
加のシフトは、導管の位置振幅の変化とも関係してい
る。力学的分析は、これらの影響をモニタして補償す
る。従って、コントローラは、計算された振幅変化率を
使用して、周波数の推定値を補正する（ステップ２６２
５）。
【０２３２】導管の振動振幅を一定に維持するために使
用されるフィードバックループにおける振動導管の位置
は、次式として表される。
【０２３３】
【数７７】 但し、θ（ｔ）は、フィードバック効果によって生じる
位相遅延である。振動している導管の機械的Ｑは、大抵
１０００のオーダである。これは、振幅および位相の若
干の偏差を意味する。これらの条件の下に、θ（ｔ）
は、次式で与えられる。
【０２３４】
【数７８】 各センサが速度を測定するので、
【０２３５】
【数７９】 となる。但し、γ（ｔ）は速度効果によって生じる位相
遅延であり、次式で与えられる。
【０２３６】
【数８０】 導管の機械的Ｑは、大抵１０００のオーダであり、それ
ゆえ、振幅および位相の変化が小さいから、次式の如く
仮定することは、理にかなっている。
【０２３７】
【数８１】 これは、ＳＶ（ｔ）に対する式を次式の如く簡単に表す
ことができることを意味する。
【０２３８】
【数８２】 同じ理由により、速度オフセットの位相遅延に対する式
は、次式に示すように簡単になる。
【０２３９】
【数８３】 フィードバックおよび速度効果の位相遅延を合計する
と、全位相遅延が得られる。
【０２４０】
【数８４】 そして、ＳＶ（ｔ）に対する式は、次式として表され
る。
【０２４１】
【数８５】 これにより、実際の振動周波数は、振動の固有周波数と
は見分けることが可能である。前者を観測するが、後者
は密度計算に役立つ。合理的な時間長に対して、適切な
振幅制御を仮定すると、これらの２つの周波数の平均
は、同じである（何となれば、振幅の平均変化率はゼロ
でなければならないからである）。しかし、改善された
瞬間的な密度測定のために、力学的効果に対して実際の
振動周波数を補償して固有周波数を得ることは、望まし
い。これは、瞬間の密度が高速で時間とともに変化す
る、曝気された流体を扱う際に、特に有効である。
【０２４２】周期ｎに対して観測された見かけの周波数
は、周期（ｎ−１）、（ｎ＋１）の中間点で起きている
ゼロクロスによって表される。速度変化による位相遅延
は、周期の見かけの開始および終了に影響する。
【０２４３】
【数８６】 この分析に基づいて、次式に示す積分された誤差項（ｅ
ｒｒｏｒ ｓｕｍ）を使用して修正が行われる。
【０２４４】
【数８７】 但し、起動時の（ｅｒｒｏｒ ｓｕｍ）の値（すなわ
ち、周期ゼロでの値）は、次式で与えられる。
【０２４５】
【数８８】 これらの式は（１／８π２）の値を有する定数項を含む
が、実際のデータが、（１／８π）の項がより適してい
ることを示している。この矛盾は、更なる解析により解
かれるモデル化されていない力学に起因する。
【０２４６】上記計算は、真の振動振幅、Ａが有効であ
ることを仮定している。しかし、実際問題として、セン
サ電圧ＳＶのみが観察される。このセンサ電圧は、次式
の如く表すことができる。
【０２４７】
【数８９】 この式の振幅、ａｍｐ ＳＶ（ｔ）は、次式で表され
る。
【０２４８】
【数９０】 この振幅の変化率は、次式で表される。
【０２４９】
【数９１】 故に、以下の評価式を使用できる。
【０２５０】
【数９２】 ｃ．フィードバックおよび速度効果の周波数補償の適用 図５１乃至図６２は、プロシージャ２６００の適用が、
直径が１インチ（２．５４ｃｍ）の導管を有する計器か
らの真のデータに対して、固有周波数の推定値、さらに
プロセス密度をどのように改善するかについてを示す。
図の各々は、１００００のサンプルを示し、これらは１
分間に亘り集められたものである。
【０２５１】図５１および図５２は、振幅の設定値に対
するランダムな変化が適用された時から取られた、ＳＶ
１からの振幅および周波数データを示す。導管に水が充
填されて、流れが無いので、固有周波数は一定である。
しかし、観察された周波数は、振幅変化に応答して相当
量変化する。平均周波数値は、８１．４１Ｈｚであり、
標準偏差は０．０５７Ｈｚである。
【０２５２】図５３および図５４は、それぞれ、平均値
からの周波数変化と、プロシージャ２６００を使用して
生成した補正項とを示す。偏差全体は、極めてよく整合
している。しかし、振幅変化に起因しないさらなる周波
数変化が存在する。図５４に示す他の重要な特徴は、上
記のように、誤差項の適当な初期化の結果として、平均
がゼロに近いことである。
【０２５３】図５５および図５６は、生の周波数データ
（図５５）を、補正関数を適用した結果（図５６）と比
較する。平均値周波数に、無視できるシフトがあるが、
標準偏差は、４．４分の１に減少した。図５６から、補
正された周波数データの残留構造があることは、明らか
である。観測された周波数に対する影響と周期における
位相の変化に基づいて、更なる分析は更なるノイズ減少
を生ずると予測される。
【０２５４】図５７および図５８は、平均周波数への対
応する影響を示す。これは、瞬間的なセンサ電圧周波数
の平均である。平均値周波数がプロセス流体の密度を計
算するために使用されるので、ノイズの減少（ここでは
５．２分の１）は、密度の計算に伝えられる。図５９お
よび図６０は、ランダムな振幅設定値にさらされている
直径が２インチ（５．０８ｃｍ）の導管に対する生の平
均周波数と補正された平均周波数とを示す。２インチ
（５．０８ｃｍ）の流管は、生および補正されたデータ
の両方に対して、１インチ（２．５４ｃｍ）の流管より
も周波数変化が小さい。ノイズ減少度（ｎｏｉｓｅ ｒ
ｅｄｕｃｔｉｏｎ ｆａｃｔｏｒ）は、４．０である。
【０２５５】図６１および図６２は、１インチ流管用の
真のフローデータを有する結果を示す。ランダム設定値
アルゴリズムは、通常の一定の設定値と置換される。こ
の結果、前の例よりも振幅変化が小さくなる。これは、
１．５のより小さなノイズ減少度になる。 ｄ．振幅変調に対する位相測定の補償 再び図５０を参照すると、コントローラは、次に位相測
定値を補正して、上記で行われる位相計算を仮定して、
振幅変調を考慮する（ステップ２６３０）。上記の位相
のフーリエ計算は、振動の振幅が、計算が行われている
データの周期の全体にわたって一定であると仮定してい
る。この領域は、データの周期に亘る振幅の線形変化を
仮定する補正を記載する。
【０２５６】高次の高調波を無視するとともに、任意の
ゼロオフセットが除去されたと仮定すると、センサ電圧
に対する式は、次式で与えられる。
【０２５７】
【数９３】 但し、λＡは、時間による相対振幅変化に相当する定数
である。上記のように、積分Ｉ１およびＩ２は、次式で
表される。
【０２５８】
【数９４】 これらの積分を評価すると、次式になる。
【０２５９】
【数９５】 これらの式を振幅の計算へ代入し、λＡに直列に展開す
ると、次式になる。
【０２６０】
【数９６】 λＡが小さいと仮定し、第１項の後の項を全て無視する
と、これは、次式に示すように簡単になる。
【０２６１】
【数９７】 これは、周期の中間点（ｔ＝π／ω）でのＳＶ（ｔ）の
振幅に等しい。従って、振幅計算は、補正のない必要と
される結果を提供する。
【０２６２】位相計算に対して、真の位相差および周波
数は一定であり、更に、電圧オフセットがない、すなわ
ち、位相値はゼロであるべきである、と仮定する。しか
し、振幅変調の結果として、生の位相データに適用して
振幅変調を補償する補正は、次式である。
【０２６３】
【数９８】 括弧内の値は小さいと仮定すれば、逆タンジェント関数
は無視できる。より精巧な分析は、高次の高調波の影響
を考慮する。センサ電圧を次式として仮定する。
【０２６４】
【数９９】 故に、全ての高調波の振幅は、周期の間に同時に同じ相
対速度で増加し、その結果の積分は、次式で表される。
【０２６５】
【数１００】 更に、正の周期に対しては、
【０２６６】
【数１０１】 となり、負の周期に対しては、
【数１０２】 となる。振幅に対して、これらの式を計算に代入する
と、振幅計算は２次および高次の項においてのみ影響を
受け、その結果、補正は、振幅の１次近似には必要でな
いことが分かる。位相に対して、補正項は、正の周期に
対しては、次式に示すようになり、
【０２６８】
【数１０３】 負の周期に対しては、
【０２６９】
【数１０４】 となる。これらの補正項は、高次高調波の振幅の有効性
を仮定する。これらは、通常のフーリエ技術を使用して
計算されるが、高調波間の仮定した比を使用してこれら
すべてまたはそのうちのいくつかを近似することも、可
能である。例えば、直径が１インチ（２．５４ｃｍ）の
導管の１の実施例に対して、振幅の比は、大抵、Ａ１＝
１．０、Ａ２＝０．０１、Ａ３＝０．００５、Ａ４＝
０．００１である。
【０２７０】ｅ．振幅変調補償の位相への適用 シミュレーションは、高次高調波および振幅変調のシミ
ュレーションを含み、デジタル送信機を使用して実行さ
れた。一実施例は、ｆ＝８０Ｈｚ、Ａ１（ｔ＝０）＝
０．３、Ａ２＝０、Ａ３＝０、Ａ４＝０、λＡ＝１ｅ
−５＊４８ｋＨｚ（サンプリングレート）＝０．４７６
２２を使用し、これは、高い振幅変化率に相当するが、
高次高調波は無い。理論は、−０．０２７０６度の位相
偏差を提案する。１０００周期に亘るシミュレーション
において、平均オフセットは、−０．０２７１４度であ
り、標準偏差は２．１７ｅ−６である。シミュレーショ
ンと理論との差（シミュレーション誤差の約０．３％）
は、各周期の振幅の線形変化のモデルの仮定に起因して
いるが、シミュレーションは、振幅の指数関数的な変化
を生成する。
【０２７１】第２の実施例は、第２高調波を含み、ｆ＝
８０Ｈｚ、Ａ１（ｔ＝０）＝０．３、Ａ２（ｔ＝０）＝
０．００３、Ａ３＝０、Ａ４＝０、λＡ＝−１ｅ−６＊
４８ｋＨｚ（サンプリングレート）＝−０．０４７６２
２のパラメータを有する。本実施例に対し、理論は、正
または負の周期に対して、＋２．７０６ｅ−３、±２．
６６％となる位相偏差を予測する。シミュレーションに
おいて、結果は、２．７１４ｅ−３±２．６６％とな
り、これも良く一致する。
【０２７２】図６３乃至図６７は、この補正が真の流量
計データをどの程度改善しているかについての例を示
す。図６３は、直径が１インチの導管から集められ、一
定と仮定される低流量の、ＳＶ１からの生の位相データ
を示す。図６４は、上記の式を使用して計算された補正
因子を示し、図６５は、その結果である補正された位相
を示す。最も明らかな特徴は、補正は位相信号の変化を
増やしたが、図６６および図６７に示すように、位相差
（すなわち、ＳＶ２−ＳＶ１）の標準偏差を１．２６分
の１に減らしたことである。従って、特性は改善され
た。何となれば、この補正は、２つの位相間の相関を改
善して、位相差の変化の減少になったからである。この
方法は、他の流れの条件や導管の他のサイズに対して、
同様に機能する。
【０２７３】ｆ．速度影響に対する位相測定値への補償 位相測定値計算は、速度効果によって影響を受ける。非
常に有効且つ簡単な補正因子（単位、ラジアン）は、次
式に示す形式をとる。
【０２７４】
【数１０５】 但し、ΔＳＶ（ｔｋ）は、振幅の相対変化率でり、次式
で表される。
【０２７５】
【数１０６】 但し、ｔｋは、ΔＳＶ（ｔｋ）が測定されている周期の
終了時間であり、ｔｋ＋１は次の周期の終了時間であ
り、ｔｋ−１は前の周期の終了時間である。ΔＳＶは、
ＳＶの変化率の推定値であり、その絶対値によって拡大
・縮小されて、ＳＶの比例変化率となる。
【０２７６】図６８乃至図７２は、この方法を示す。図
６８は、上記した振幅変調補正を適用した後に、単一の
センサ（ＳＶ１）からの生の位相データを示す。図６９
は、上記の式を使用して計算された補正因子（単位、
度）を示し、図７０は、その結果である補正された位相
を示す。なお、補正された位相の標準偏差は、実際には
生のデータに対して増加している。しかし、対応する計
算が他方のセンサ（ＳＶ２）に対して行われるとき、２
つの信号の位相の間の負の相関が増加する（−０．８か
ら−０．９まで）。結果として、生の位相測定値（図７
１）に基づいた位相差計算は、補正された位相測定値
（図７２）よりもかなりのノイズを有する。図７１およ
び図７２の比較は、このノイズ減少法の効果を示す。図
７２から、周期はおそらく調整が良くないポンプに左右
されるので、プロセス変数が減少し、測定値に多数の周
期が存在することは、明らかである。これのどれも、図
７１の未補正の位相差データからは識別できない。
【０２７７】ｇ．センサレベルノイズ減少の適用 上記の位相雑音低減法を組合せると、図７３乃至図８４
に図示するように、様々な流れの条件での瞬間的な位相
差測定値がかなり改良された。各グラフは、１インチの
導管に作用するデジタルコリオリ送信機によって、リア
ルタイムで同時に計算された３つの位相差測定値を示
す。中間帯域３６００は、簡単な時間−差法を使用して
計算された位相データを示す。最も外側の帯域３６０５
は、上記のフーリエペースの方法を使用して計算された
位相データを示す。
【０２７８】フーリエ法は、はるかに多数のデータ、よ
り精巧な分析、より多くの演算効果を使用し、結果とし
て、ノイズが多い計算になる。これは、上記の力学的効
果に対するフーリエ法の感度を原因とする。データ３６
１０の最も内側の帯域は、センサレベルの雑音低減法を
適用した後の同じフーリエデータを示す。分かるよう
に、各グラフに示される標準偏差値により示されるよう
に、相当なノイズの減少が各場合も発生する。
【０２７９】図７３は、流れが無く、導管が満たされ、
ポンプノイズの無いときの測定値を示す。図７４は、流
れが無く、導管が満たされ、ポンプが動作しているとき
の測定値を示す。図７５は、導管が空で濡れているとき
の測定値を示す。図７６は、流量が低いときの測定値を
示す。図７７は、流量が高いときの測定値を示す。図７
８は、高流量で、振動振幅が０．０３Ｖのときの測定値
を示す。図７９は、空気混和が小さい低流量の測定値を
示す。図８０は、空気混和が大きい低流量の測定値を示
す。図８１は、空気混和が小さい高流量の測定値を示
す。図８２は、空気混和が大きい高流量の測定値を示
す。図８３は、高流量移行への空の測定値を示す。図８
４は、移行を空にする高流量の測定値を示す。
【０２８０】３．流管レベルの力学のモデル化 力学モデルは、２つの基礎ステージに取り入れられる。
第１ステージにおいて、モデルは、システム識別の方法
を使用してつくられる。流管は、刺激されて、その力学
を明らかにし、一方、本当の質量流および密度の値は、
一定に維持される。流管の反応は、力学モデルを生成す
る際に、測定されて使用される。第２のステージにおい
て、モデルは、標準の流れのデータに適用される。流管
力学の効果の予測は、位相および周波数に対して行われ
る。次に、予測は、観察されたデータから引き算され
て、残留位相および周波数を残す。これは、プロセスに
よる。各ステージを以下に詳細に説明する。
【０２８１】ａ．システムの識別 システム識別は、水で満たされ、流れのない流管で始ま
る。振幅は、通常一定に維持されるが、０．０５Ｖおよ
び０．３Ｖの間のランダムな設定値を割り当てることに
よって変化してもよい。通常は、０．３Ｖである。結果
であるセンサ電圧を図８５に示す。図８６および図８７
は、それぞれ、計算された対応する位相および周波数値
を示す。これらの値は、周期毎に一回計算される。位相
および周波数の両者は、高度の（ｈｉｇｈ ｄｅｇｒｅ
ｅ）「構造」を示す。質量流相当する位相および周波数
が一定であるので、この構造は、流管力学に関係する傾
向がある。真の位相および周波数が一定であることが分
からないときに、この構造を予測する観察可能な変数
を、以下に表す。
【０２８２】最初に、上記したように、ΔＳＶ（ｔｋ）
は、次式として表される。
【０２８３】
【数１０７】 この式は、ΔＳＶ１およびΔＳＶ２を測定するために使
用できる。流管の位相は、Δ−に関係し、これは、（Δ
ＳＶ１−ΔＳＶ２）として定義される。一方、周波数は
Δ＋に関係し、これは、（ΔＳＶ１＋ΔＳＶ２）として
定義される。これらのパラメータを、図８８および図８
９に示す。図８６を図８８に、図８７を図８９と比較す
ると、Δ−と位相との関係、Δ＋と周波数との関係が強
いことが分かる。
【０２８４】流管力学に対する補正は、位相や周波数か
ら適切な予測関数の倍数を引き算することによって得ら
れる。改善された結果は、次式に示す形式のモデルを使
用し
【０２８５】
【数１０８】 但し、ｙ（ｋ）は出力（すなわち、位相または周波数）
であり、ｕは予測関数（すなわち、Δ−、またはΔ＋）
である。システム識別の方法は、時間についての効果多
項式にある、次数ｎ、ｍ、係数ａｉ，ｂｊの値を提示す
る。ｙ（ｋ）の値は、周期毎に計算され、観察された位
相や周波数から引き算されて、残留プロセス値を得る。
【０２８６】力学補正の無い場合においても、ディジタ
ル流量計が長期に亘り非常に優れた精度を提供すること
を認めることは、重要である。例えば、１ロット２００
ｋｇを合計するとき、装置は、０．０３％未満の再現性
を容易に達成する。力学のモデル化の目的は、力学精度
を改善することである。このように、生の値および補償
された値は、「変化」や「標準偏差」の減少以外は、類
似した平均値を有するべきである。
【０２８７】図９０および図９８は、生の周波数値と補
正された周波数値とを示す。平均値は殆ど同じである
が、標準偏差は３．２５分の１に減少している。周波数
の全体の偏差は除去されたが、かなりの「構造」が、残
留ノイズに残っている。この構造は、Δ＋関数とは無関
係に見える。使用されるモデルは、簡単な１次モデルで
あり、ここでは、（ｍ＝ｎ＝１）である。
【０２８８】図９１および図９９は、対応する位相補正
を示す。平均値への影響はかなり小さいが、標準偏差
は、７．９分の１に減少する。モデルの次数は、ｎ＝
２、ｍ＝１０である。残留ノイズに残っているように見
える構造もある。この構造は、設定値の変化によって、
位相力学の不充分な励振による。より有効な位相識別
は、データ収集中の流管の連続打（セットポイントの変
化は、未だ実行される）によって、流管力学の更なるシ
ミュレーションによって行われる。図９２および図１０
０は、これらの条件下での補正の効果を示す。図示する
ように、標準偏差は、３１分の１に減少する。このより
有効なモデルは、以下の記載において使用される。
【０２８９】ｂ．フローデータへの応用 識別されたモデルの本当のテストは、新しいデータを提
供する改良である。初めに、多数の観察に注目すること
は、有効である。第一に、例えば１０秒以上の間で平均
化された平均位相は、すでにとても正確である。図示し
た実施例において、位相値は、８２Ｈｚまたはその近傍
にプロットされている。報告された標準偏差は、１０Ｈ
ｚに平均化されたときに示される値のおよそ１／３であ
り、１Ｈｚに平均化されるときに示す値の１／９であ
る。基準として、１インチ流管に関しては、１度の位相
差は、約１ｋｇ／ｓの流量に相当する。
【０２９０】この方法の予想される利点は、平均精度を
改善するよりは、真のプロセス変化に対してより優れた
力学反応を提供することである。従って、流れがゼロで
はない以下の実施例において、小なる流れのステップ変
化が、補正された位相がよりはっきりとステップ変化を
示すという予測によって、１０秒ごとに導かれる。図９
３および図１０１は、スタートアップ直後に、流れのな
く且つ充填されている流管に適用される補正を示す。ス
タートアップのリングアップ効果の特徴は、生のデータ
では明らかである（図９３）、しかし、これは、補正に
より除去され（図１０１）、故に、標準偏差はデータセ
ット全体に対して２３分の１に減少される。補正された
測定値は、ホワイトノイズに似ていて、大抵の流管力学
が取り込まれたことを示している。
【０２９１】図９４および図１０２は、「排水された」
流管に対する補正を示す。ノイズは、６．５分の１に減
少する。しかし、ノイズに若干の残留構造があるように
見える点に注意すべきである。低流量、中間流量、高流
量に対する方法の効果（図９５および図１０３、図９６
および図１０４、図９７および図１０５）も、１０秒ご
との流れのステップ変化毎に示す。各事例において、パ
ターンは同じである。すなわち、補正された平均の流れ
（図１０３乃至図１０５）は生の平均の流れ（図９５乃
至図９７）と同じであるが、力学的ノイズはかなり減少
する。図４０５において、これは、以前にノイズでおお
い隠されていたステップ変化（図９７）の出現になる。
【０２９２】４．力学的モニタおよび補償技術の拡張 前の章は、力学的動作（センサおよび流管レベルの両方
での流管力学、速度効果、振幅変調によって生じる周波
数および位相ノイズ）の異なる状態をモニタし補償する
ために使用される様々な方法（物理的なモデリング、シ
ステム識別、発見的教授法）を記載した。自然な拡張に
よって、古典的なモデリングおよび識別法と同じよう
に、人工知能、神経網、ファジー論理、遺伝子のアルゴ
リズムのそれらを含む、制御及び計器の実務家に周知の
同様の方法が、計器の力学の性能の状態側面に適用され
る。特に、これらは、流管レベルでの平均周波数および
位相差と同様に、センサレベルでの周波数、振幅、位相
変化のモニタリングおよび補償を含む。何となれば、こ
れらの変化は、測定値間隔の間の時間（測定値間隔が重
ならない）と同様に、各測定値間隔内に起こるからであ
る。
【０２９３】この方法は、プロセス測定値変化に対する
ノイズ及び力学的反応の両方を減らすとともに改良する
ときに、普通でない。このように、この方法は、流れの
測定値の内容において非常に価値があると見込まれてい
る。 Ｉ．空気混和 ディジタル流量計は、導管に空気混和が存在する場合に
は、改善された性能を提供する。空気混和は、質量流量
計によって生成された測定値に相当な負の影響がある導
管のエネルギ損失を生成し、結果として導管が失速す
る。実験によって、ディジタル流量計は、従来のアナロ
グ流量計に対して、空気混和がある場合には性能が実質
的に改善されることを示した。この性能改善は、非常に
広い利得範囲を提供し、負のフィードバックを使用し、
非常に低い振幅レベルで正確に測定値を計算し、振幅の
変化率および流管力学などの力学的効果を補償する計器
の能力から生じ、更に、正確なデジタル振幅制御アルゴ
リズムの計器の使用から生じる。
【０２９４】ディジタル流量計は、必要な駆動回路利得
が、見かけの流体密度の低下と同時に上がるときに、空
気混和の発生を検出する。次に、ディジタル流量計は、
検出された空気混和に直接反応する。一般に、計器は、
導管を流れる材料の観察密度（すなわち、通常の測定法
から得られる密度測定値）を、材料の空気混和のない周
知の密度と比較することによって、空気混和の有無をモ
ニタする。コントローラは、観察された密度と実際の密
度との間の差に基づいて、空気混和のレベルを測定す
る。次に、コントローラは、質量流の測定値を補正す
る。
【０２９５】コントローラは、空気混和が存在しない期
間（すなわち、密度の値が安定している期間）での密度
をモニタすることによって、材料の空気混和のない密度
を測定する。あるいは、コントローラが接続されている
制御システムが、接続されて、初期化パラメータとして
空気混和のない密度を提供してもよい。一実施例におい
て、コントローラは、空気混和の影響を考慮する３つの
補正、泡沫作用補正、減衰作用補正、センサ非平衡補正
を使用する。図４０６乃至図１１３は、補正プロシージ
ャの効果を示す。
【０２９６】図１０６は、測定された密度が異なる質量
流量、空気混和補正のない状態で減少する（すなわち、
空気混和が増加する）ときの、位相測定値の誤差を示
す。示すように、位相誤差は、負であり、振幅は、空気
混和の増加と共に増加する。図１０７は、結果として生
じた質量流誤差が負であることを示している。ディジタ
ル流量計が、高いレベルの空気混和で作動する点に注目
することは、大切である。対照的に、水平線４０００で
示すように、従来のアナログ計器は、低レベルの空気混
和が存在するときに、失速する傾向がある。
【０２９７】流量計は、低振幅の振動で高駆動電流を流
す十分に大きな駆動回路利得を提供することができない
ときに、失速する。減衰のレベルが、一定の振幅で振動
を維持するために流管によって供給できるもの以上の高
い駆動回路利得を必要とする場合、導管に供給される駆
動エネルギは不十分である。これは、振動振幅の低下に
つながり、これは、最大利得限界値により供給されるよ
り僅かな駆動エネルギになる。破局的な崩壊の結果と、
流管の振動とは、対応する駆動回路利得必要条件が流量
計によって供給されるレベルまで減衰が減少するまで、
不可能である。
【０２９８】泡効果補正は、無効部分と呼ばれる空気混
和のレベルが増加するにつれて質量流が減少するという
仮定に基づいている。無効な部分と泡沫効果との実際の
関係を予測しようと試みることなく、この補正は、優れ
た理論的な正当化によって、観察された質量流への影響
は、観察された密度への影響と同じであると、仮定す
る。本当の流体密度が公知であるので、泡効果補正は、
同じ割合で質量流量を補正する。この補正は、全ての流
量に対して線形調整である。図１０８および図１０９
は、それぞれ、泡沫効果を補正した後の、残留位相およ
び質量流誤差を示す。図示するように、残留誤差は、正
であり、元の誤差よりも振幅がかなり小さい。
【０２９９】減衰因子補正は、空気混和による導管運動
の減衰を考慮する。一般に、減衰因子の補正は、観察さ
れた位相φｏｂｓと、実際の位相φｔｒｕｅとの次式に
示す関係に基づいている。
【０３００】
【数１０９】 但し、λは減衰係数であり、ｋは定数である。図１１０
は、異なる質量流量と異なるレベルの空気混和とに対す
る減衰補正を示す。図１１１が、減衰補正後の残留位相
誤差を示す。図示するように、位相誤差は、泡沫影響の
補正後に残る位相誤差に対してかなり減少する。
【０３０１】センサバランス補正は、導管の別々の端部
の間の密度差に基づいている。図１１４に示すように、
導管の入口と出口との間の圧力低下によって、入口から
出口までの泡の大きさが増加する。材料は、導管の２つ
のループを経由して連続的に流れるので、導管の入口側
（すなわち、第１のセンサ・駆動回路対に隣接する側）
での泡は、導管の出口側（すなわち、第２のセンサ・駆
動回路対に隣接する側）での泡よりも小さい。この泡サ
イズの差は、導管の２つの端部の間の質量及び密度の差
になる。この差は、センサ信号（ＳＶ１およびＳＶ２）
に反映される。従って、センサバランス補正は、２つの
センサ信号の比に基づいている。
【０３０２】図１１２は、異なる質量流量と異なるレベ
ルの空気混和とに対するセンサバランス補正を示す。図
１１３は、センサバランス補正を適用した後の残留位相
誤差を示す。低流量且つ低レベルの空気混和で、位相誤
差は、減衰補正後、残留位相誤差に対して改善される。
他の補正因子も使用できる。例えば、各センサ信号の位
相角がモニタされる。一般に、信号に対する平均位相角
度は、ゼロであるべきである。しかし、平均の位相角度
は、空気混和が増加すると共に増加する傾向がある。従
って、補正因子は、平均位相角度の値に基づいて生成さ
れる。他の補正因子は、導管の温度に基づいている。
【０３０３】一般に、補正因子の適用は、質量流誤差を
１パーセント以下に保つ傾向がある。さらに、これらの
補正因子は、広範囲にわたる流れおよび空気混和レベル
に対して適用できるように見える。 Ｊ．設定値の調整 ディジタル流量計は、導管の振動振幅に対する設定値の
改善された制御部を提供する。アナログ計器において、
フィードバック制御が、導管の振動振幅を、所望のピー
クセンサ電圧（例えば０．３Ｖ）に相当する一定レベル
に維持するために使用される。安定した振動振幅は、周
波数および位相測定値の変化の減少につながる。
【０３０４】一般に、大きな振動振幅が望ましい。何と
なれば、かかる大きな振幅は、測定目的に対して大きな
コリオリ信号を提供するからである。大きな振動振幅
は、導管での高レベルのエネルギ保存になり、これは、
外部振動に対する耐性をより大きくする。駆動回路に供
給される電流の制限のために大きな振動振幅を維持する
ことが不可能な状況が、生じる。例えば、アナログ送信
機の一実施例において、電流は、安全性のために１００
ｍＡに制限される。これは、所望の振動振幅を維持する
ために必要な電流の５〜１０倍である。しかし、プロセ
ス流体が（例えば、二相の流れを経て）更にかなり減衰
する場合、最適の振幅は、もはや持続できない。
【０３０５】同様に、後述する２ワイヤ計器などの低電
力流量計は、導管を駆動するために利用できる電力が非
常に少ない。更に、電力レベルは、導管が容量性放電に
よって駆動されるときに変化する。図１１５を参照する
と、ディジタル流量計のコントローラにより実行される
制御プロシージャ４２００は、最大有効電流レベルが与
えられる最高の維持可能な設定値を選択するために使用
される。一般に、プロシージャは、所望の駆動電流出力
が選択される毎に実行され、そして、これは大抵周期毎
に１回である。または、インターリーブされた周期が使
用される場合、半周期毎に１回である。
【０３０６】コントローラは、設定値をデフォルト値
（例えば０．３Ｖ）設定して、センサ電圧（ｆｉｌｔｅ
ｒｅｄ ＳＶ）および駆動電流（ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｄ
Ｃ）のフィルタ処理された式を初期化することによって
スタートする。このプロシージャが実行される毎に、コ
ントローラは、センサ電圧（ＳＶ）および駆動電流（Ｄ
Ｃ）に対する現在の値に基づいて、フィルタ処理された
値を更新する（ステップ４２１０）。例えば、コントロ
ーラは、９９パーセントの（ｆｉｌｔｅｒｅｄ ＳＶ）と
１パーセントのＳＶとの和として、（ｆｉｌｔｅｒｅｄ
ＳＶ）に対する新しい値を生成する。
【０３０７】次に、コントローラは、プロシージャが休
止されて以前の設定値調整のために時間を提供して影響
を及ぼしたか否かを判別する（ステップ４２１５）。プ
ロシージャの休止は、ゼロを越える値を有する休止周期
カウントによって示される。プロシージャが休止される
場合、コントローラは、周期に対して更なる動作を実行
せず、休止周期カウントを減らす（ステップ４２２
０）。
【０３０８】プロシージャが休止しなければ、コントロ
ーラが、フィルタ処理された駆動電流が閾値レベルを越
えるか否かを判別する（ステップ４２２５）。一実施例
において、閾値レベルは、最大有効電流の９５％であ
る。電流が閾値を越える場合、コントローラは設定値を
減らす（ステップ４２３０）。設定値の変化の後に計器
に対する時間を決めるために、次に、コントローラは、
休止周期カウントを適切な値（例えば１００）と等しく
設定することによって、プロシージャの休止を実行する
（ステップ４２３５）。
【０３０９】プロシージャが休止しない場合、コントロ
ーラは、フィルタ処理された駆動電流が閾値レベル未満
であるか否かと（ステップ４２４０）、設定値が最大許
容設定値未満であるか否かと（ステップ４２４５）を判
別する。一実施例において、閾値レベルは、最大有効電
流の７０％に等しい。両方の条件が一致する場合、コン
トローラは、可能な新しい設定値を測定する（ステップ
４２５０）。一実施例において、コントローラは、新し
い設定値を、（ｆｉｌｔｅｒｅｄ ＤＣ）に対する（ｆ
ｉｌｔｅｒｅｄ ＳＶ）の比で乗算した最大有効電流の
８０パーセントとして測定する。設定値の僅かな変化
（すなわち、揺らぎ）を避けるために、次に、コントロ
ーラは、可能な新しい設定値が現在の設定値を相当量だ
け越えるか否かを判別する（ステップ４２５５）。一実
施例において、可能な新しい設定値は、０．０２Ｖだけ
更に１０％だけ電流設定値を越える必要がある。
【０３１０】可能な新しい設定値が十分に大きい場合、
コントローラは、それが最大許容設定値よりも大きいか
否かを判別する（ステップ４２６０）。そうであれば、
コントローラは、設定値を最大許容設定値に等しく設定
する（ステップ４２６５）。そうでなければ、コントロ
ーラは、設定値を可能な新しい設定値に等しく設定する
（ステップ４２７０）。次に、コントローラは、休止周
期カウントを適切な値と等しく設定することによって、
プロシージャの休止を実行する（ステップ４２３５）。
【０３１１】図１１６乃至図１１８は、設定値３０の調
整プロシージャの動作を示す。図１１８に示すように、
システムは、０．３Ｖの設定値で開始する。８秒の動作
で、空気混和によって、導管内の材料の見かけの密度が
低下する（図１１６）。空気混和を伴って減衰が増加す
ると、駆動電流が増加し（図１１７）、更に、センサ電
圧のノイズも増加する（図１１８）。この時、何の変化
もない。何となれば、計器は、所望の設定値を維持する
ことが可能であるからである。
【０３１２】１５秒の動作で、空気混和は増加し、更に
見かけの密度は減少する（図１１６）。このレベルの空
気混和で、駆動回路電流（図１１７）は、０．３Ｖの設
定値を維持するには不充分な最大値に達する。従って、
センサ電圧は、０．２６Ｖ、すなわち、最大駆動回路電
流が維持できる電圧レベルに低下する（図１１８）。こ
の状態に応答して、コントローラは、設定値を（約２８
秒の動作で）、最大駆動回路電流の生成を必要としない
レベル（０．２３Ｖ）に調整する。
【０３１３】約３８秒の動作で、空気混和のレベルは減
少し、見かけの密度は増加する（図１１６）。これによ
って、駆動電流は減少する（図１１７）。４０秒の動作
で、コントローラは、設定値を増やすことによって、こ
の状態に応答する（図１１８）。空気混和のレベルは減
少し、見かけの密度は、再び約４８秒の動作で増加す
る。そして、コントローラは、設定値を０．３Ｖに増や
すことによって応答する。 Ｋ．性能の結果 ディジタル流量計は、従来のアナログ流量計に対して著
しい性能改良を示した。１つの実験において、１ロット
の材料を正確に測定する２つのタイプの計器の能力が調
べられた。いずれの場合も、ロットは、適切な流量計を
経由してタンクに供給され、タンクにおいて、ロットは
計量された。１２００および２４００ポンド（５４４．
８及び１０８９．６ｋｇ）のロットに対して、アナログ
計器は、２００ポンド（９０．８ｋｇ）の再現性で５０
０ポンド（２２７ｋｇ）の平均偏位を呈した。対照的
に、デジタル計器は、２ポンド（０．９０８ｋｇ）の再
現性で、４０ポンド（１８．１６ｋｇ）の平均偏位を呈
した。これは、明らかに相当な改善である。
【０３１４】いずれの場合も、導管および周囲の配管
は、ロットの開始時には空だった。これは、導管を充填
してバッチを開始することが実用的ではない多数のバッ
チの用途においては、重要である。バッチは、流管が充
填されて、終了した。正のオフセットが予測されるもの
がある。何となれば、流量計は、計量タンクの充填がス
タートする前に、管を満たすために必要な材料を測定し
ているからである。動き出す際の遅延、または空気混和
している流れや低振動振幅によって生じる偏位は、負の
偏位を導入する傾向がある。真のバッチ処理に対して、
最も重要な問題は、測定値の再現性である。
【０３１５】結果は、アナログ流量計を使用すると、大
きな負の偏位と２００ポンドだけの再現性とが存在する
ことを示している。これは、流れの発生後に開始に持っ
ていく時間の長さと、完全な振動振幅が得られるまでの
測定誤差とに起因する。比較すると、ディジタル流量計
は、正の偏位を得、これは、空のパイプを充填すること
に起因し、再現性は２ポンドである。
【０３１６】他の実験は、２つのタイプの計器の一般的
な測定精度を比較した。図１１９は、精度と、計器の最
大推奨流量の別々のパーセンテージで２つのタイプの計
器によって生成された測定値の対応する不確実性とを示
す。高流量（すなわち、最大流量の少なくとも２５％）
で、アナログ計器は、デジタル計器の０．００５％以下
と比較すると、０．１５％以下で実際の値に相当する測
定値を生成する。低流量で、アナログ計器の偏位は、デ
ジタル計器の０．２５％と比較すると、１．５％のオー
ダである。 Ｌ．自己確認性を備えた計器 ディジタル流量計は、自己確認センサを含む制御システ
ムにおいて使用される。このために、ディジタル流量計
は、自己確認計器として実行される。自己確認計器およ
び他のセンサは、「自己確認センサ」と題された米国特
許第５，５７０，３００号に記載されている。
【０３１７】一般に、自己確認計器は、計器に対して有
効な全ての情報に基づいて、モニタすべきパラメータ
（例えば質量流）の値の最良推定値を提供する。最良推
定値は、一部が非測定データに基づいているので、最良
の推定値は、必ずしも現在の不完全な測定値データによ
って示される値とは一致しない。自己確認計器も、セン
サの動作状況に関する情報と同じように、最良推定値の
信頼性及び不確実性に関する情報を提供する。不確実性
情報は、周知の不確実性分析から導出され、不良が無い
場合においても提供される。
【０３１８】一般に、自己確認計器は、４つの基礎的な
パラメータ、すなわち、確認された測定値（ＶＭＶ）、
確認された不確実性（ＶＵ）、測定値が生成された状況
の指示（ＭＶ状況）、装置状況を提供する。ＶＭＶは、
測定されたパラメータの値の計器の最良推定値である。
ＶＵおよびＭＶ状況は、ＶＭＶと関連する。計器は、各
測定値に対して、別々のＶＭＶ、ＶＵ、ＭＶ状況を生成
する。装置状況は、計器の動作状況を示す。
【０３１９】計器は、他の情報も提供する。例えば、制
御システムからの要請で、計器は、計器の状況に関する
詳細な診断情報を提供する。また、測定値が所定限界値
を越えたとき、または越えようとするとき、計器は、ア
ラーム信号を制御システムに送る。異なるアラームレベ
ルは、測定値が所定の値から偏位している程度を示すた
めに使用される。
【０３２０】ＶＭＶおよびＶＵは、数値である。例え
ば、ＶＭＶは、２００度且つＶＵで評価される温度測定
値であり、ＶＭＶの不確実性は９度である。この場合、
測定すべき実際温度がＶＭＶ近傍の包絡線内に落ちて、
ＶＵ（すなわち、１９１度から２０９度まで）によって
示される高い可能性（大抵９５％）が存在する。コント
ローラは、センサからの基本的なデータに基づいて、Ｖ
ＭＶを生成する。第一に、コントローラは、センサから
の信号に基づく生の測定値値（ＲＭＶ）を導く。一般
に、コントローラが異常を検出しないとき、コントロー
ラは、ＲＭＶに公称の信頼性を有して、ＶＭＶをＲＭＶ
と等しく設定する。コントローラがセンサに異常を検出
するとき、コントローラは、ＶＭＶをＲＭＶと等しく設
定しない。その代わりに、コントローラは、コントロー
ラが実際のパラメータのＲＭＶよりは優れた推定値であ
ると考えている値と等しく、ＶＭＶを設定する。
【０３２１】コントローラは、ＲＭＶの力学的不確実性
分析の結果である生の不確実性信号（ＲＵ）に基づい
て、ＶＵを生成する。コントローラは、各サンプリング
期間中、この不確実性分析を実行する。不確実性分析
は、元々Ｓ．Ｊ．クライン（Ｓ．Ｊ．Ｋｌｉｎｅ）及び
Ｆ．Ａ．マックリントック（Ｆ．Ａ．ＭｃＣｌｉｎｔｏ
ｃｋ）により「単一のサンプル実験での不確実性の説明
（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓａｍｐｌｅ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ
ｓ）」（Ｍｅｃｈ．Ｅｎｇ．、７５、３−８、１９５３
年）に記載され、広範囲に応用されて、較正の国際基準
の状況を達成した。本質的に、不確実性分析は、測定値
の「質」を表示する。あらゆる測定値が、当然夫知の付
随する誤差を有する。しかし、その誤差の合理的な限度
は、一つの不確実性番号によって表される（ＡＮＳＩ／
ＡＳＭＥ ＰＴＣ １９．１−１９８５、パート１、測
定値の不確実性（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ Ｕｎｃｅｒ
ｔａｉｎｔｙ）、機器及び装置（Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔ
ｓ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ））。
【０３２２】クライン及びマックリントックによって記
載されるように、観察された測定値Ｍに対して、Ｍ、ｗ
Ｍの不確実性は、次式で定義される。
【０３２３】
【数１１０】 但し、Ｍは、あるレベル（大抵は９５％）の信頼で真実
（Ｍｔｒｕｅ）である。この不確実性は、測定値の比
（すなわち、ｗＭ／Ｍ）として相対的に簡単に表現され
る。
【０３２４】一般に、ＶＵは、理想的な条件下（すなわ
ち、故障のないセンサが制御された研究室環境で作動し
ている）においても、ゼロ以外の値である。これは、セ
ンサにより生成される測定値が完全に確実でなくて、常
に誤差に対する可能性が存在するからである。ＶＭＶと
同様に、コントローラが異常を検出しないとき、コント
ローラは、ＶＵをＲＵと等しく設定する。コントローラ
が、部分的にのみＲＭＶの信頼性に影響を及ぼす欠点を
検出するとき、コントローラは、大抵、欠点の影響を考
慮する新しい不確実性分析を実行し、ＶＵをこの分析の
結果に等しく設定する。コントローラが、ＲＭＶは実際
の測定された値に対して何の関係も持たないことを判別
するとき、コントローラは、過去の性能に基づいた値に
ＶＵを値に設定する。
【０３２５】制御システムがＶＭＶおよびＶＵを適切に
使用することを確実にするために、ＭＶ状況は、それら
の計算方法に関する情報を提供する。コントローラは、
全ての条件下において（センサが停止している時でさ
え）、ＶＭＶおよびＶＵを生成する。制御システムは、
ＶＭＶおよびＶＵが「生」データ、または履歴データの
どちらに基づいているかを知る必要がある。例えば、制
御システムがフィードバック制御においてＶＭＶ及びＶ
Ｕを使用し、更にセンサが停止している場合、制御シス
テムは、ＶＭＶおよびＶＵが過去の性能に基づいている
ことを知らなければならない。
【０３２６】ＭＶ状況が、異常状態の予想された持続
と、ＲＭＶのコントローラの信頼性とに基づいている。
ＭＶ状況に対する４つの主要な状態を、表１に従って生
成する。
【０３２７】
【表５】 クリアＭＶ状況は、ＲＭＶがあるプロセス条件に対して
通常の範囲内にあるときに起こる。まぶしいＭＶ状況
は、ＲＭＶはかなり異常であるが、異常は短期間である
と予測されることを示す。多くの場合、１つのセンサか
らの信号に突然の変化が存在し、コントローラが、この
変化が、未だ診断されていないセンサの故障、または測
定されるべき変数の急激な変化のいずれによるものかを
明らかにできないとき、コントローラは、ＭＶ状況を
「まぶしい」に設定する。「かすむ」ＭＶ状況は、ＲＭ
Ｖは異常であるが、測定されるべきパラメータと合理的
に関係していることを示す。例えば、ＲＭＶが雑音が多
い信号であるとき、コントローラは、ＭＶ状況を「かす
む」に設定する。「盲目」ＭＶ状況は、ＲＭＶに完全に
信頼性が無く、欠点の持続が予測されることを示す。
【０３２８】ＭＶ状況に対する２つのさらなる状態は、
「未確認」および「安全」である。コントローラがＶＭ
Ｖを確認しないときに、ＭＶ状況は「未確認」である。
コントローラが公称の信頼性を有する冗長な測定値か
ら、ＶＭＶが生成されるとき、ＭＶ状況は「安全」であ
る。装置状況は、計器の健康を要約している、一般的且
つ離散的な値である。これは、主に、制御システムの欠
点検出および保守ルーチンによって使用される。多くの
場合、装置状況３２は、６つの状態のうちの１つにあ
り、６つの状態の各々は、計器毎の異なる動作状況を示
す。これらの状態は、良好（ＧＯＯＤ）、試験（ＴＢＳ
ＴＩＮＧ）、疑い（ＳＵＳＰＢＣＴ），損傷（ＩＭＰＡ
ＩＲＥＤ），不良（ＢＡＤ），重要（ＣＲＩＴＩＣＡ
Ｌ）である。ＧＯＯＤ装置状況は、計器が規定状態にあ
ることを意味する。ＴＥＳＴＩＮＧ装置状況は、計器が
自己チェックを実行していることを意味し、この自己チ
ェックは、測定値の質の一時的な低下に対しても責任が
ある。ＳＵＳＰＥＣＴ装置状況は、計器は異常な反応を
生成したが、コントローラは詳細な欠陥診断法を持たな
いことを意味する。ＩＭＰＡＩＲＥＤ装置状況は、計器
が、性能に負の影響を与える診断された欠点に苦しんで
いることを意味する。ＢＡＤ装置状況は、計器がかなり
誤動作し、保守が必要であることを意味する。最後に、
ＣＲＩＴＩＣＡＬ装置状況は、計器がリークや火事、爆
発等の危険を引き起こしかねない程度まで誤動作するこ
とを意味する。
【０３２９】図１２０は、自己確認計器のコントローラ
が、デジタル化されたセンサ信号を処理して、付随する
不確実性および測定値状況によって確認された質量流測
定値と、駆動信号とを生成するプロシージャ４５００を
示す。最初に、コントローラは、センサからのデータを
集める（ステップ４５０５）。このデータを使用して、
コントローラは、センサ信号の周波数を測定する（ステ
ップ４５１０）。周波数が予測範囲に入る場合（ステッ
プ４５１５）、コントローラは、センサ信号からゼロオ
フセットを除去して（ステップ４５２０）、センサ信号
の振幅を測定し（ステップ４５２５）、位相を測定する
（ステップ４５３０）。コントローラは、これらの計算
値を使用して駆動信号を生成し（ステップ４５３５）、
生の質量流測定値および他の測定値を生成する（ステッ
プ４５４０）。
【０３３０】周波数が予測範囲に入らない場合（ステッ
プ４５１５）、コントローラは、失速プロシージャを実
行して（ステップ４５４５）、導管が失速したか否かを
判別し、それに応じて反応する。失速プロシージャにお
いて、コントローラは、駆動回路の利得を最大にして、
ゼロクロスに対してより広範囲の検索を実行し、導管が
全体で振動しているか否かを判別する。
【０３３１】導管が正しく振動していない場合（すなわ
ち、導管が振動していない場合、または導管が許容しが
たい高周波数で（例えば、共振周波数の高調波で）振動
している場合）（ステップ４５５０）、コントローラ
は、例えば駆動回路で方形波を注射することによって、
導管の通常の振動を再スタートせしめようとする（ステ
ップ４５５５）。振動の再スタートを試みた後に、コン
トローラは、ＭＶ状況を「まぶしい」に設定して（ステ
ップ４５６０）、無意味な生の測定値を生成する（ステ
ップ４５６５）。導管が正しく振動している場合（ステ
ップ４５５０）、コントローラは、ゼロオフセットを除
去して（ステップ４５２０）、上記のごとく進む。
【０３３２】生の測定値を生成した後（ステップ４５４
０、４５６５）、コントローラは、診断を実行し（ステ
ップ４５７０）、計器が正しく作動しているか否かを判
別する（ステップ４５７５）。なお、コントローラは、
各周期の間必ずしもこれらの診断を実行しているわけで
はない。次に、コントローラは、不確実性分析を実行し
（ステップ４５８０）、生の不確実性値を生成する。生
の測定値、診断の結果、他の情報を使用して、コントロ
ーラは、ＶＭＶ、ＶＵ、ＭＶ状況と、装置状況とを生成
する（ステップ４５８５）。その後、コントローラは、
新しいデータセットを収集し、プロシージャを繰り返
す。プロシージャ４５００の行程は、順次、または並行
に実行してもよく、更に、順番を変えて実行してもよ
い。
【０３３３】他の実施例において、空気混和が検出され
る時、質量流の補正は、上記のように適用され、ＭＶ状
況は「かすむ」になり、不確実性は、補正法の考えられ
る誤差を反映して増加する。例えば、５０％の流速で作
動する流管に対して、通常の動作条件下では、不確実性
は、流速の０．１〜０．２％のオーダである。空気混和
が生じて、上記技術を使用して補正される場合、不確実
性は読取値のおよそ２％に増加する。不確実性値は減少
すべきである。何となれば、空気混和の効果の知識が良
くなり、空気混和を補償する能力が良くなったからであ
る。流量の不確実性が可変であるバッチの状況において
（例えば空に対して一回分で処理する開始や終了時には
高く、または空気混和や空洞の一時的な装入時に）、全
バッチの不確実性は、名目は低い不確実性を有する残り
のバッチに対して高い不確実性の期間の重み付けされた
重要性を反映する。これは、会計や他の測定用途に非常
に役に立つ質の測定基準である。 Ｍ．２配線流量計 他の実施例も、考慮する。例えば、図１２１に示すよう
に、上記方法は、１対の配線４６０５で双方向通信を実
行する「２配線（ｔｗｏ−ｗｉｒｅ）」コリオリ流量計
４６００を操作するために使用される。電力回路４６１
０は、デジタルコントローラ４６１５を操作するととも
に、駆動回路４６２０に給電して導管４６２５を振動さ
せる電力を受け取る。例えば、電力回路は、コントロー
ラに動作電力を提供する定出力回路４６３０と、過剰な
電力を使用して充電される駆動コンデンサ４６３５とを
含む。電力回路は、配線４６０５から、または第２の配
線対から電力を受け取る。デジタルコントローラは、一
つ以上のセンサ４６４０から信号を受け取る。
【０３３４】駆動コンデンサは適切に充電されるとき、
コントローラ４６１５は、コンデンサ４６３５を放電せ
しめて導管４６２５を駆動する。例えば、コントローラ
は、１０周期ごとに１回、導管を駆動する。コントロー
ラ４６１５は、センサ４６４０から信号を受け取って分
析して質量流測定値を生成し、次に、コントローラは、
配線４６０５に伝える。
【０３３５】他の実施例は、記載した特許請求の範囲に
含まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】デジタル質量流量計のブロック図である。
【図２】質量流量計の機械的部品の斜視図である。
【図３】質量流量計の機械的部品の側面図である。
【図４】図１の流量計の動作モードの１つを示す略図で
ある。
【図５】図１の流量計の動作モードの１つを示す略図で
ある。
【図６】図１の流量計の動作モードの１つを示す略図で
ある。
【図７】アナログ制御および測定回路のブロック図であ
る。
【図８】デジタル質量流量計のブロック図である。
【図９】図８の計器の動作を示すフローチャートであ
る。
【図１０】センサデータのグラフである。
【図１１】センサデータのグラフである。
【図１２】時間に対するセンサ電圧の変化を示すグラフ
である。
【図１３】時間に対するセンサ電圧の変化を示すグラフ
である。
【図１４】曲線はめ込みプロシージャのフローチャート
である。
【図１５】位相差を生成するプロシージャのフローチャ
ートである。
【図１６】システム始動時の駆動信号を示す。
【図１７】システム始動時の駆動信号を示す。
【図１８】システム始動時のセンサ電圧を示す。
【図１９】システム始動時のセンサ電圧を示す。
【図２０】システム始動時の駆動信号を示す。
【図２１】システム始動時の駆動信号を示す。
【図２２】システム始動時のセンサ電圧を示す。
【図２３】システム始動時のセンサ電圧を示す。
【図２４】システム始動時の駆動信号を示す。
【図２５】システム始動時の駆動信号を示す。
【図２６】システム始動時のセンサ電圧を示す。
【図２７】システム始動時のセンサ電圧を示す。
【図２８】同期変調技術を使用して、センサデータの周
波数、振幅、位相を測定するプロシージャのフローチャ
ートである。
【図２９】質量流量計のブロック図である。
【図３０】質量流量計のブロック図である。
【図３１】図２９および図３０の計器により実行される
プロシージャのフローチャートである。
【図３２】伝達関数のログ・振幅制御を示す。
【図３３】根軌跡プロットを示す図である。
【図３４】温度に対するアナログ−ディジタルコンバー
タ性能のグラフである。
【図３５】温度に対するアナログ−ディジタルコンバー
タ性能のグラフである。
【図３６】温度に対するアナログ−ディジタルコンバー
タ性能のグラフである。
【図３７】温度に対するアナログ−ディジタルコンバー
タ性能のグラフである。
【図３８】位相測定値のグラフである。
【図３９】位相測定値のグラフである。
【図４０】位相測定値のグラフである。
【図４１】位相測定値のグラフである。
【図４２】位相測定値のグラフである。
【図４３】ゼロオフセットの補償プロシージャのフロー
チャートである。
【図４４】位相測定値のグラフである。
【図４５】位相測定値のグラフである。
【図４６】位相測定値のグラフである。
【図４７】位相測定値のグラフである。
【図４８】位相測定値のグラフである。
【図４９】センサ電圧のグラフである。
【図５０】ダイナミックな効果を補償するためのプロシ
ージャのフローチャートである。
【図５１】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図５２】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図５３】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図５４】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図５５】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図５６】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図５７】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図５８】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図５９】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図６０】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図６１】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図６２】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図６３】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図６４】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図６５】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図６６】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図６７】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図６８】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図６９】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図７０】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図７１】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図７２】図２９のプロシージャの適用を示すグラフで
ある。
【図７３】位相測定値を示しているグラフである。
【図７４】位相測定値を示しているグラフである。
【図７５】位相測定値を示しているグラフである。
【図７６】位相測定値を示しているグラフである。
【図７７】位相測定値を示しているグラフである。
【図７８】位相測定値を示しているグラフである。
【図７９】位相測定値を示しているグラフである。
【図８０】位相測定値を示しているグラフである。
【図８１】位相測定値を示しているグラフである。
【図８２】位相測定値を示しているグラフである。
【図８３】位相測定値を示しているグラフである。
【図８４】位相測定値を示しているグラフである。
【図８５】センサ電圧のグラフである。
【図８６】図８５のセンサ電圧に相当する位相のグラフ
である。
【図８７】図８５のセンサ電圧に相当する周波数の測定
値である。
【図８８】図８６および図８７の位相および周波数の測
定値に対する補正パラメータのグラフである。
【図８９】図８６および図８７の位相および周波数の測
定値に対する補正パラメータのグラフである。
【図９０】生の測定値のグラフである。
【図９１】生の測定値のグラフである。
【図９２】生の測定値のグラフである。
【図９３】生の測定値のグラフである。
【図９４】生の測定値のグラフである。
【図９５】生の測定値のグラフである。
【図９６】生の測定値のグラフである。
【図９７】生の測定値のグラフである。
【図９８】補正した測定値のグラフである。
【図９９】補正した測定値のグラフである。
【図１００】補正した測定値のグラフである。
【図１０１】補正した測定値のグラフである。
【図１０２】補正した測定値のグラフである。
【図１０３】補正した測定値のグラフである。
【図１０４】補正した測定値のグラフである。
【図１０５】補正した測定値のグラフである。
【図１０６】空気混和に対する補正を示すグラフであ
る。
【図１０７】空気混和に対する補正を示すグラフであ
る。
【図１０８】空気混和に対する補正を示すグラフであ
る。
【図１０９】空気混和に対する補正を示すグラフであ
る。
【図１１０】空気混和に対する補正を示すグラフであ
る。
【図１１１】空気混和に対する補正を示すグラフであ
る。
【図１１２】空気混和に対する補正を示すグラフであ
る。
【図１１３】空気混和に対する補正を示すグラフであ
る。
【図１１４】導管における空気混和の影響を示すブロッ
ク図である。
【図１１５】設定値の制御プロシージャのフローチャー
トである。
【図１１６】図１１４のプロシージャの適用を示すグラ
フである。
【図１１７】図１１４のプロシージャの適用を示すグラ
フである。
【図１１８】図１１４のプロシージャの適用を示すグラ
フである。
【図１１９】デジタルおよびアナログ流量計の性能を比
較するグラフである。
【図１２０】自己確認性を備えた計器の動作を示すフロ
ーチャートである。
【図１２１】２ワイヤ・デジタル質量流量計のブロック
図である。
【符号の説明】
１００ ディジタル流量計 １０５ 制御・測定システム １１０、１２５ センサ １１５ 駆動回路 １２０ 導管 １００ ディジタル流量計 １０５ 制御・測定システム １１０、１２５ センサ １１５ 駆動回路 １２０ 導管
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年３月１８日（１９９９．３．１
８）
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図３】
【図２】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図１０】
【図１１】
【図８】
【図９】
【図１２】
【図１３】
【図３８】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２８】
【図３９】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図４０】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図３２】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図４１】
【図５０】
【図６３】
【図４２】
【図４７】
【図４８】
【図５１】
【図４３】
【図４９】
【図５２】
【図５３】
【図８５】
【図５４】
【図５５】
【図５６】
【図５７】
【図５８】
【図５９】
【図６０】
【図６１】
【図６２】
【図６４】
【図６５】
【図６６】
【図６７】
【図６８】
【図６９】
【図７０】
【図８６】
【図８７】
【図７１】
【図７２】
【図７３】
【図７４】
【図７５】
【図８８】
【図８９】
【図７６】
【図７７】
【図９０】
【図９１】
【図７８】
【図７９】
【図９２】
【図９３】
【図８０】
【図８１】
【図９４】
【図９５】
【図８２】
【図８３】
【図９６】
【図９７】
【図８４】
【図９８】
【図９９】
【図１００】
【図１０１】
【図１０２】
【図１０３】
【図１０４】
【図１０５】
【図１０６】
【図１１４】
【図１１６】
【図１１７】
【図１１８】
【図１０７】
【図１０８】
【図１０９】
【図１１０】
【図１１１】
【図１１２】
【図１１３】
【図１１９】
【図１１５】
【図１２０】
【図１２１】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ディビッド ダブリュ． クラーク イギリス国 オックスフォード ０エック ス３ ８エスエックス ヘディントン オ ールドロード 98 (72)発明者 ジェイムズ エイチ． ヴィグノス アメリカ合衆国 マサチューセッツ州 02194 ニードハムハイツ マニングスト リート 129

Claims (105)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 振動可能な導管と、 導管に接続されて導管に運動を与えるように操作可能な
    駆動回路と、 導管に接続されて導管の運動を検出するように操作可能
    なセンサと、 駆動回路およびセンサの間に接続される制御・測定シス
    テムとからなり、 前記制御・測定システムは、 センサからセンサ信号を受け取り、 ディジタル信号処理を使用してセンサ信号に基づいた駆
    動信号を生成し、 駆動信号を駆動回路への出力し、 センサからの信号に基づいて導管を流れている材料の特
    性の測定値を生成することを特徴とするディジタル流量
    計。
  2. 【請求項２】 更に、導管に接続されて導管の運動を検
    出するように操作可能な第２のセンサを有し、 前記制御・測定システムは、前記第２のセンサに接続さ
    れており、 第２のセンサからの第２のセンサ信号を受け取り、 ディジタル信号処理を使用して第１及び第２のセンサ信
    号に基づいて駆動信号を生成し、 第１および第２のセンサ信号に基づいて導管を流れてい
    る材料の特性の測定値を生成することを特徴とする請求
    項１記載のディジタル流量計。
  3. 【請求項３】 前記制御・測定システムは、２つの駆動
    回路に対して異なる駆動信号を生成することを特徴とす
    る請求項２記載のディジタル流量計。
  4. 【請求項４】 前記制御・測定システムは、異なる周波
    数を有する駆動信号を生成することを特徴とする請求項
    ３記載のディジタル流量計。
  5. 【請求項５】 前記制御・測定システムは、異なる振幅
    を有する駆動信号を生成することを特徴とする請求項４
    記載のディジタル流量計。
  6. 【請求項６】 更に、駆動回路に供給される電流を測定
    する回路を有することを特徴とする請求項１記載のディ
    ジタル流量計。
  7. 【請求項７】 前記回路は、 駆動回路と直列に接続された抵抗器と、 前記抵抗器と並列に接続されたアナログ−ディジタルコ
    ンバータと、を有し、 前記アナログ−ディジタルコンバータは、 前記抵抗器の電圧を測定し、 測定された電圧をディジタル値に変換し、 前記ディジタル値を前記制御・測定値システムに供給す
    ることを特徴とする請求項６記載のディジタル流量計。
  8. 【請求項８】 前記導管の入口で第１の圧力を測定する
    ために接続された第１の圧力センサと、 前記導管の出口で第２の圧力を測定するために接続され
    た第２の圧力センサとを更に有することを特徴とする請
    求項１記載のディジタル流量計。
  9. 【請求項９】 アナログ−ディジタルコンバータが更に
    接続され、前記アナログ−ディジタルコンバータは、第
    １の圧力センサおよび第２の圧力センサによって生成さ
    れる信号をディジタル値に変換し、前記ディジタル値を
    前記制御・測定システムに供給することを特徴とする請
    求項８記載のディジタル流量計。
  10. 【請求項１０】 前記導管への入り口の第１の温度を測
    定するために接続された第４の温度センサと、 前記導管の出口での第２の温度を測定するために接続さ
    れた第２の温度センサとを更に有することを特徴とする
    請求項８記載のディジタル流量計。
  11. 【請求項１１】 前記制御・測定システムは、 第１のセンサ信号の周波数を推定する行程と、 第１のセンサ信号を使用して位相差を計算する行程と、 計算された位相差を使用して測定値を生成する行程と、
    によって、前記特性の測定値を生成することを特徴とす
    る請求項２記載のディジタル流量計。
  12. 【請求項１２】 前記制御・測定システムは、センサ信
    号の一つの振幅を調節することによって、センサ信号の
    振幅差を補償することを特徴とする請求項１１記載のデ
    ィジタル流量計。
  13. 【請求項１３】 前記制御・測定システムは、一方のセ
    ンサ信号の振幅に、一方のセンサ信号の振幅に対する他
    方のセンサ信号の振幅の比を乗算することによって、セ
    ンサ信号の振幅差を補償することを特徴とする請求項１
    ２記載のディジタル流量計。
  14. 【請求項１４】 前記センサ信号は周期的であり、前記
    制御・測定システムは、前記センサ信号をセット単位で
    処理し、前記セットの各々は、周期的センサ信号の全周
    期に対するデータを含むことを特徴とする請求項１記載
    のディジタル流量計。
  15. 【請求項１５】 連続するセットは、周期的センサ信号
    の周期を重畳するためのデータを含むことを特徴とする
    請求項１４記載のディジタル流量計。
  16. 【請求項１６】 前記制御・測定システムは、前の周期
    の周波数を使用して、周期の終点を評価することを特徴
    とする請求項１４記載のディジタル流量計。
  17. 【請求項１７】 前記制御・測定システムは、１周期に
    対するデータを分析して、前記周期が更なる処理に値す
    るか否かを判別することを特徴とする請求項１４記載の
    ディジタル流量計。
  18. 【請求項１８】 前記制御・測定システムは、１の周期
    に対するデータが、前記データの予測動作、すなわち、
    前の周期の１つ以上のパラメータに基づいた予測動作に
    一致しない時、前記周期はさらなる処理に値しないと判
    定することを特徴とする請求項１７記載のディジタル流
    量計。
  19. 【請求項１９】 前記制御・測定システムは、１の周期
    に対する周波数が前の周期に対する周波数とは閾値量以
    上異なるとき、前記周期はさらなる処理に値しないこと
    を判別することを特徴とする請求項１８記載のディジタ
    ル流量計。
  20. 【請求項２０】 前記制御・測定システムは、前記周期
    に対する周波数が前の周期に対する周波数と等しい場合
    に生じ得る値に、前記周期でのある点の値を比較するこ
    とによって、前記周期に対する周波数は前の周期に対す
    る周波数とは異なるか否かを判別することを特徴とする
    請求項１９記載のディジタル流量計。
  21. 【請求項２１】 前記制御・測定システムは、センサ信
    号のゼロクロスを検出し、ゼロクロス間のサンプルを数
    えることによって、センサ信号の周波数を判別すること
    を特徴とする請求項１記載のディジタル流量計。
  22. 【請求項２２】 前記制御・測定システムは、反復曲線
    あてはめ法を使用して、センサ信号の周波数を測定する
    ことを特徴とする請求項１記載のディジタル流量計。
  23. 【請求項２３】 前記制御・測定システムは、フーリエ
    解析を使用してセンサ信号の振幅を測定し、駆動信号を
    生成する時に、測定された振幅を使用することを特徴と
    する請求項１記載のディジタル流量計。
  24. 【請求項２４】 前記制御・測定システムは、センサ信
    号毎のオフセットを測定し、位相偏差を比較して位相差
    を測定することを特徴とする請求項１１記載のディジタ
    ル流量計。
  25. 【請求項２５】 前記制御・測定システムは、フーリエ
    解析を使用して位相差を測定することを特徴とする請求
    項１１記載のディジタル流量計。
  26. 【請求項２６】 前記制御・測定システムは、各センサ
    信号に対する周波数、振幅、位相偏差を測定し、センサ
    信号の周波数の平均に対して前記位相偏差を拡大・縮小
    することを特徴とする請求項１１記載のディジタル流量
    計。
  27. 【請求項２７】 前記制御・測定システムは、複数の方
    法を使用して前記位相差を計算し、前記方法の一つの結
    果を計算された位相差として選択することを特徴とする
    請求項１１記載のディジタル流量計。
  28. 【請求項２８】 前記制御・測定システムは、前記セン
    サ信号を合成して合成信号を生成し、前記合成信号に基
    づいて駆動信号を生成することを特徴とする請求項２記
    載のディジタル流量計。
  29. 【請求項２９】 前記制御・測定システムは、利得を前
    記合成信号に適用することによって、駆動信号を生成す
    ることを特徴とする請求項２８記載のディジタル流量
    計。
  30. 【請求項３０】 前記制御・測定システムは、大なる利
    得を前記合成信号に適用して導管の運動を開始し、前記
    運動が開始された後、センサ信号の位相および位相に基
    づいた位相及び周波数を有する周期的信号を駆動信号と
    して生成することによって、前記駆動信号を生成するこ
    とを特徴とする請求項２９記載のディジタル流量計。
  31. 【請求項３１】 前記制御・測定システムは、前記セン
    サ信号を合計することによって、前記センサ信号を合成
    することを特徴とする請求項２８記載のディジタル流量
    計。
  32. 【請求項３２】 前記制御・測定システムは、前記セン
    サ信号を合計する前に、一方のセンサ信号の振幅に対す
    る他方のセンサ信号の振幅の比を使用して、一方のセン
    サ信号の振幅を訂正することを特徴とする請求項３１記
    載のディジタル流量計。
  33. 【請求項３３】 前記制御・測定システムは、 駆動信号を生成する第１のモードの信号生成を使用して
    前記導管の運動を開始し、 駆動信号を生成する第２のモードの信号生成を使用して
    前記導管の運動を維持することを特徴とする請求項１記
    載のディジタル流量計。
  34. 【請求項３４】 第１のモードの信号生成は所望の特性
    を有する周期的信号の合成から成り、第２のモードの信
    号生成は、センサ信号を含むフィードバックループを使
    用することから成ることを特徴とする請求項３３記載の
    ディジタル流量計。
  35. 【請求項３５】 前記所望の特性は、導管振動の所望の
    初期周波数であることを特徴とする請求項３４記載のデ
    ィジタル流量計。
  36. 【請求項３６】 第１のモードの信号生成は、前記セン
    サ信号を含むフィードバックループを使用することから
    成り、第２のモードの信号生成は、所望の特性を有する
    周期的信号の合成から成ることを特徴とする請求項３３
    記載のディジタル流量計。
  37. 【請求項３７】 所望の特性の周波数および位相は、前
    記センサ信号の周波数および位相に相当することを特徴
    とする請求項３６記載のディジタル流量計。
  38. 【請求項３８】 前記制御・測定システムは、適応可能
    な周期的駆動信号を生成することを特徴とする請求項１
    記載のディジタル流量計。
  39. 【請求項３９】 前記制御・測定システムおよび前記駆
    動回路との間に接続された正及び負直流電源を更に有
    し、 前記制御・測定システムは、センサ信号に基づいた位相
    および周波数を有する間隔で前記電流源のオン・オフを
    切り替えることによって、駆動信号を生成することを特
    徴とする請求項３８記載のディジタル流量計。
  40. 【請求項４０】 前記制御・測定システムは、センサ信
    号の特性に相当する特性を有するサイン波を合成するこ
    とによって、駆動信号を生成することを特徴とする請求
    項３８記載のディジタル流量計。
  41. 【請求項４１】 前記制御・測定システムは、センサ信
    号の位相および周波数に相当する位相及び周波数を有す
    るサイン波を合成することによって、駆動信号を生成す
    ることを特徴とする請求項４０記載のディジタル流量
    計。
  42. 【請求項４２】 前記制御・測定システムは、センサ信
    号の一つ以上の特性に基づいて駆動信号を生成するとき
    に使用する利得を、ディジタル方式で生成することを特
    徴とする請求項１記載のディジタル流量計。
  43. 【請求項４３】 前記制御・測定システムは、前記セン
    サ信号の振幅に基づいて前記利得をディジタル方式で生
    成することを特徴とする請求項４２記載のディジタル流
    量計。
  44. 【請求項４４】 前記制御・測定システムは、ＰＩ制御
    アルゴリズムをディジタル方式で実行して、導管振動の
    振幅を調節することを特徴とする請求項４２記載のディ
    ジタル流量計。
  45. 【請求項４５】 前記駆動回路は、振動運動を前記導管
    に与えるように操作可能であることを特徴とする請求項
    １記載のディジタル流量計。
  46. 【請求項４６】 前記制御・測定システムは、導管振動
    の振幅をユーザ制御値に維持するために、センサ符号に
    基づいて、駆動信号をディジタル方式で生成することを
    特徴とする請求項４５記載のディジタル流量計。
  47. 【請求項４７】 前記制御・測定システムは、 振動の振幅がユーザ制御値を越える時は、負の駆動信号
    を生成し、これによって駆動回路を導管の運動に抵抗せ
    しめ、 振動の振幅がユーザ制御値未満のときは、正の駆動信号
    を生成し、これによって駆動回路が導管に運動を与える
    ことを特徴とする請求項４６記載のディジタル流量計。
  48. 【請求項４８】 前記制御・測定システムは、 センサ信号に基づいて利得信号を生成するコントローラ
    と、 コントローラに接続されて、利得信号を受け取るととも
    に、前記利得信号に基づいで駆動信号を生成する乗算デ
    ィジタル−アナログ変換器と、を有することを特徴とす
    る請求項１記載のディジタル流量計。
  49. 【請求項４９】 前記導管に接続されて前記導管の運動
    を検出するように操作可能な第２のセンサを更に有し、 前記制御・測定システムは、 測定値を生成するコントローラと、 前記第１のセンサおよび前記コントローラの間に接続さ
    れて前記コントローラに第１のディジタルセンサ信号を
    提供する第１のアナログ−ディジタルコンバータと、 前記第２のセンサおよび前記コントローラの間に接続さ
    れて前記コントローラに第２のディジタルセンサ信号を
    提供する第２のアナログーディジタルコンバータと、を
    有することを特徴とする請求項１記載のディジタル流量
    計。
  50. 【請求項５０】 前記コントローラは、前記ディジタル
    センサ信号を合成して合成信号を生成し、前記第１およ
    び第２のディジタルセンサ信号に基づいて利得信号を生
    成し、 前記制御・測定システムは、乗算ディジタル−アナログ
    変換器が更に接続され、 前記乗算ディジタル−アナロ
    グ変換器は、コントローラから前記合成信号および利得
    信号を受け取って、前記合成信号および利得信号の積と
    して前記駆動信号を生成することを特徴とする請求項４
    ９記載のディジタル流量計。
  51. 【請求項５１】 前記制御・測定システムは、選択的に
    負の利得をセンサ信号に適用して導管の運動を減らすこ
    とを特徴とする請求項１記載のディジタル流量計。
  52. 【請求項５２】 前記制御・測定システムは、センサ信
    号のゼロオフセットを補償することを特徴とする請求項
    １記載のディジタル流量計。
  53. 【請求項５３】 前記ゼロオフセットは、利得変化に起
    因する成分と、利得の非線形性に起因する成分とを含
    み、 前記制御・測定システムは、別々に２つの成分を補償す
    ることを特徴とする請求項５２記載のディジタル流量
    計。
  54. 【請求項５４】 前記制御・測定システムは、一つ以上
    の補正因子を生成し、前記補正因子を使用してセンサ信
    号を修正することによって、ゼロオフセットを補償する
    ことを特徴とする請求項５２記載のディジタル流量計。
  55. 【請求項５５】 前記制御・測定システムは、 第１のセンサ信号に対する位相偏差を計算し、 第２のセンサ信号に対する位相偏差を計算することを特
    徴とする請求項２記載のディジタル流量計。
  56. 【請求項５６】 位相偏差は、センサ信号のゼロクロス
    点と、センサ信号の基本的周波数に相当するセンサ信号
    の成分に対するゼロ位相の点との間の差として定義され
    ることを特徴とする請求項５５記載のディジタル流量
    計。
  57. 【請求項５７】 前記制御・測定システムは、計算され
    た位相オフセットを合成して位相差を生成することを特
    徴とする請求項５６記載のディジタル流量計。
  58. 【請求項５８】 前記制御・測定システムは、 第１のセンサ信号の周波数を推定し、 第１のセンサ信号の周波数とは異なる第２のセンサ信号
    の周波数を推定し、 推定された周波数を使用して、センサ信号間の位相差を
    計算することによって、前記特性の測定値を生成するこ
    とを特徴とする請求項２記載のディジタル流量計。
  59. 【請求項５９】 前記センサは速度センサからなり、 前記制御・測定システムは、 センサ信号の周波数、振幅、位相を推定し、 推定した周波数、振幅、位相を補正して、速度センサと
    絶対位置センサとの間の性能差を説明することを特徴と
    する請求項１記載のディジタル流量計。
  60. 【請求項６０】 前記制御・測定システムは、 センサ信号の第１のパラメータを推定し、 第２のパラメータの変化率を測定し、 測定された変化率に基づいて推定された第１のパラメー
    タを補正することを特徴とする請求項１記載のディジタ
    ル流量計。
  61. 【請求項６１】 前記第４のパラメータは、前記センサ
    信号の周波数からなることを特徴とする請求項６０記載
    のディジタル流量計。
  62. 【請求項６２】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振動の周波数からなることを特徴とする請求項６１記載
    のディジタル流量計。
  63. 【請求項６３】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振動の振幅からなることを特徴とする請求項６１記載の
    ディジタル流量計。
  64. 【請求項６４】 前記第１のパラメータは、前記センサ
    信号の大きさを含むことを特徴とする請求項６０記載の
    ディジタル流量計。
  65. 【請求項６５】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振動の周波数からなることを特徴とする請求項６３記載
    のディジタル流量計。
  66. 【請求項６６】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振幅からなることを特徴とする請求項６４記載のディジ
    タル流量計。
  67. 【請求項６７】 前記第１のパラメータは、前記センサ
    信号の位相からなることを特徴とする請求項６０記載の
    ディジタル流量計。
  68. 【請求項６８】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振動の周波数からなることを特徴とする請求項６７記載
    のディジタル流量計。
  69. 【請求項６９】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振動の大きさからなることを特徴とする請求項６７記載
    のディジタル流量計。
  70. 【請求項７０】 前記制御・測定システムは、 第１のセンサ信号の第１のパラメータを推定し、 第１のセンサ信号の第２のパラメータの変化率を測定
    し、 第１のセンサ信号の第２のパラメータの測定された変化
    率に基づいて、第１のセンサ信号の推定された第１のパ
    ラメータを補正し、 第２のセンサ信号の第１のパラメータを推定し、 第２のセンサ信号の第２のパラメータの変化率を測定
    し、 第２のセンサ信号の第２のパラメータの測定された変化
    率に基づいて、第２のセンサ信号の推定された第１のパ
    ラメータを補正し、 前記制御・測定システムは、他のセンサ信号の推定、測
    定、補正とは独立に、各センサ信号の推定、測定、補正
    を実行することを特徴とする請求項２記載のディジタル
    流量計。
  71. 【請求項７１】 前記第１のパラメータは、前記センサ
    信号の周波数からなることを特徴とする請求項７０記載
    のディジタル流量計。
  72. 【請求項７２】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振動の周波数からなることを特徴とする請求項７１記載
    のディジタル流量計。
  73. 【請求項７３】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振動の大きさからなることを特徴とする請求項７１記載
    のディジタル流量計。
  74. 【請求項７４】 前記第４のパラメータは、前記センサ
    信号の大きさからなることを特徴とする請求項７０記載
    のディジタル流量計。
  75. 【請求項７５】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振動の周波数からなることを特徴とする請求項７３記載
    のディジタル流量計。
  76. 【請求項７６】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振動の大きさからなることを特徴とする請求項７４記載
    のディジタル流量計。
  77. 【請求項７７】 前記第１のパラメータは、前記センサ
    信号の位相からなることを特徴とする請求項７０記載の
    ディジタル流量計。
  78. 【請求項７８】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振動の周波数からなることを特徴とする請求項７７記載
    のディジタル流量計。
  79. 【請求項７９】 前記第２のパラメータは、前記導管の
    振動の大きさからなることを特徴とする請求項７７記載
    のディジタル流量計。
  80. 【請求項８０】 前記ディジタル流量計は、質量流量計
    からなり、 導管を流れる材料の特性は、質量流量であることを特徴
    とする請求項１記載のディジタル流量計。
  81. 【請求項８１】 前記制御・測定システムは、 初期の質量流量を測定する行程と、 前記導管を流れる材料の見かけの密度を測定する行程
    と、 前記見かけの密度を前記材料の周知の密度と比較して密
    度差を測定する行程と、 前記密度差に基づいて前記初期の質量流量を調節して、
    調節された質量流量を生成する行程と、によって、前記
    導管の空気混和の影響を説明することを特徴とする請求
    項８０記載のディジタル流量計。
  82. 【請求項８２】 前記制御および測定システムは、調節
    された質量流量を調節して減衰の効果を考慮することに
    よって、前記導管の空気混和の影響を説明することを特
    徴とする請求項８１記載のディジタル流量計。
  83. 【請求項８３】 前記導管に接続されて前記導管の運動
    を検出するように操作可能な第２のセンサを更に有し、 前記制御・測定システムは、前記第２のセンサに接続さ
    れて、 前記第２のセンサから第２のセンサ信号を受け取り、 第１および第２のセンサ信号の振幅の間の差に基づい
    て、調節された質量流量を調節することによって、前記
    導管の空気混和の影響を説明することを特徴とする請求
    項８１記載のディジタル流量計。
  84. 【請求項８４】 前記ディジタル流量計は、比重計から
    なり、 前記導管を流れる材料の特性は、材料の密度であること
    を特徴とする請求項１記載のディジタル流量計。
  85. 【請求項８５】 前記センサ信号は、アナログ信号であ
    り、 前記制御・測定システムは、アナログ信号をディジタル
    信号に変換するアナログ−ディジタルコンバータから成
    ることを特徴とする請求項１記載のディジタル流量計。
  86. 【請求項８６】 振動可能な前記導管は、２つの平らな
    ループから成ることを特徴とする請求項１記載のディジ
    タル流量計。
  87. 【請求項８７】 前記センサおよび前記駆動回路は、前
    記ループの間に接続されていることを特徴とする請求項
    ８６記載のディジタル流量計。
  88. 【請求項８８】 第２のセンサと、第２の駆動回路とを
    更に有し、 前記第１の駆動回路およびセンサは、前記ループの第１
    の端部の間に接続され、 前記第２の駆動回路およびセンサは、前記ループの前記
    第１の端部とは対向して位置する第２の端部の間に接続
    されていることを特徴とする請求項８７記載のディジタ
    ル流量計。
  89. 【請求項８９】 １対のワイヤにて電力を受け取るとと
    もに、電力を前記制御・測定システム及び駆動回路に供
    給する電力回路を更に有し、 前記制御・測定システムは、前記１対のワイヤで、前記
    導管を流れる材料の特性の測定値を伝達するように操作
    可能であることを特徴とする請求項１記載のディジタル
    流量計。
  90. 【請求項９０】 前記電力回路は、電力を前記制御・測
    定システムに提供する定出力回路と、２つのワイヤから
    過剰な電力によって充電される駆動コンデンサと、から
    なることを特徴とする請求項８９記載のディジタル流量
    計。
  91. 【請求項９１】 前記制御・測定システムは、前記駆動
    コンデンサを放電して前記駆動回路に給電することを特
    徴とする請求項９０記載のディジタル流量計。
  92. 【請求項９２】 前記制御・測定システムは、駆動コン
    デンサの充電レベルをモニタし、前記コンデンサの充電
    レベルが閾値レベルに達した後前記駆動コンデンサを放
    電することを特徴とする請求項９１記載のディジタル流
    量計。
  93. 【請求項９３】 前記制御・測定システムは、周期的に
    駆動コンデンサを放電することを特徴とする請求項９２
    記載のディジタル流量計。
  94. 【請求項９４】 前記制御・測定システムは、前記１対
    のワイヤで双方向通信を実行することを特徴とする請求
    項８９記載のディジタル流量計。
  95. 【請求項９５】 前記センサ信号は周期的信号からな
    り、 前記制御・測定システムは、 周期的信号の期間の間に第１のデータセットを収集し、 第１のデータセットを処理して駆動信号および測定値を
    生成し、 第１のデータセットの処理と同時にセンサ信号の次の期
    間の間に第２のデータセットを収集することを特徴とす
    る請求項１記載のディジタル流量計。
  96. 【請求項９６】 前記第１のデータセットに相当する期
    間は、第２のデータセットに相当する期間と重複するこ
    とを特徴とする請求項９５記載のディジタル流量計。
  97. 【請求項９７】 前記制御・測定システムは、 前記駆動信号を制御してセンサ信号の振幅を一定の設定
    値に維持し、 前記駆動信号が第１の閾値レベルを越える時、一定の設
    定値を減らし、 前記駆動信号が第２の閾値レベル未満であり、前記一定
    の設定値が設定値に対する最大許容値未満のときに、一
    定の設定値を増やすことを特徴とする請求項１記載のデ
    ィジタル流量計。
  98. 【請求項９８】 前記第１の閾値レベルは、最大許容駆
    動信号の９５％以下であることを特徴とする請求項９７
    記載のディジタル流量計。
  99. 【請求項９９】 前記制御・測定システムは、測定値に
    ついての不確実性分析を実行することを特徴とする請求
    項１記載のディジタル流量計。
  100. 【請求項１００】 制御システムへの接続を更に有し、 前記制御・測定システムは、不確実性分析の結果及び測
    定値を前記制御システムに伝えることを特徴とする請求
    項９９記載のディジタル流量計。
  101. 【請求項１０１】 前記制御・測定システムは、駆動信
    号の位相を調節するディジタル処理を使用して、前記セ
    ンサと前記駆動回路との間に接続された部品と前記セン
    サとに関係する時間遅延を補償することを特徴とする請
    求項１記載のディジタル流量計。
  102. 【請求項１０２】 振動可能な導管と、 前記導管に接続されて前記導管に運動を与えるように操
    作可能な駆動回路と、 前記導管に接続されて前記導管の運動を検出するととも
    に周期的センサ信号を生成するように操作可能なセンサ
    と、 前記駆動回路と前記センサとの間に接続される制御シス
    テムと、からなり、前記制御システムは、 センサ信号の現在の周期に相当するデータを収集し、 現在の周期の間にデータを処理して、駆動信号と、前記
    導管を流れる材料の特性の測定値とを生成し、 前記駆動回路へ前記駆動信号を出力し、 現在の周期に対するデータの処理と同時にセンサ信号の
    次の周期に相当するデータを収集することを特徴とする
    ディジタル流量計。
  103. 【請求項１０３】 導管を流れる材料の特性の測定値を
    生成する方法であって、 導管の運動を検出する行程と、 検出された運動に基づいて前記導管を流れる材料の特性
    の測定値を生成する行程と、 ディジタル信号処理を使用して、導管の検出された運動
    に基づいて導管に運動を与える駆動信号を生成する行程
    と、 駆動信号を使用して運動を前記導管に与える行程と、か
    らなることを特徴とする方法。
  104. 【請求項１０４】 前記導管の運動の検出は、２つの位
    置での運動の検出から成り、 前記測定値は、前記２つの位置で検出された運動に基づ
    いて生成され、 前記駆動信号は、前記２つの位置で検出される運動に基
    づいて生成されることを特徴とする請求項１０３記載の
    方法。
  105. 【請求項１０５】 ディジタル信号処理を使用して、前
    記導管の検出された運動に基づいて前記導管に運動を与
    える第２の駆動信号を生成する行程を更に有し、 前記導管へ運動を与える行程は、 前記第１の駆動信号を使用して第１の位置で運動を与え
    る行程と、 前記第２の駆動信号を使用して第２の位置で運動を与え
    る行程と、からなることを特徴とする請求項１０４記載
    の方法。
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