JP2561656B2 - 能動フイルタ - Google Patents
能動フイルタInfo
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- JP2561656B2 JP2561656B2 JP62023371A JP2337187A JP2561656B2 JP 2561656 B2 JP2561656 B2 JP 2561656B2 JP 62023371 A JP62023371 A JP 62023371A JP 2337187 A JP2337187 A JP 2337187A JP 2561656 B2 JP2561656 B2 JP 2561656B2
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- harmonic
- signal
- inverter
- nth
- current
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は高調波発生負荷等で発生する高調波を除去す
る能動フィルタに係わる。
る能動フィルタに係わる。
［従来技術］ 例えば、サイリスタ変換器のように、通電時に高調波
電流を発生する装置から、電源系統に生じる高調波電流
を除去するために能動フィルタが用いられるようになっ
てきている。
電流を発生する装置から、電源系統に生じる高調波電流
を除去するために能動フィルタが用いられるようになっ
てきている。
この能動フィルタは端的には、発生している高調波の
大きさと位相を検出し、大きさは同じで180゜位相の異
なる同一周波数の高調波電流を発生し、これを高調波発
生の電力系統に注入して、発生する高調波を打消すもの
である。そして、複数の高調波が含まれているときは、
それぞれについて上述の手段によって打消の高調波電流
を注入するようにすればよい。
大きさと位相を検出し、大きさは同じで180゜位相の異
なる同一周波数の高調波電流を発生し、これを高調波発
生の電力系統に注入して、発生する高調波を打消すもの
である。そして、複数の高調波が含まれているときは、
それぞれについて上述の手段によって打消の高調波電流
を注入するようにすればよい。
このような目的に副う能動フィルタを第２図に示す。
図において１は高調波源、例えばサイリスタ変換器で
ある。５は電流系統に結合された電流検出器である。６
は電源に同期したｎ次高調波波形を発生させる発振器で
あり、互いに直交する２つの波形を出力する。電流検出
器出力信号と発振器６のSin nωｔ信号を掛算器７に入
力し、検出器出力信号と発振器６のCos nωｔ信号を掛
算器８に入力し、前記掛算器7,8の出力信号を積分器9,1
0に入力し、その出力信号をサンプルホールド回路11,12
に入力させる。13は電源周期ごとにパルス信号を発生す
る信号発生回路で、各出力信号は積分器9,10のリセット
並びにサンプルホールド回路11,12のサンプル動作を制
御する。
ある。５は電流系統に結合された電流検出器である。６
は電源に同期したｎ次高調波波形を発生させる発振器で
あり、互いに直交する２つの波形を出力する。電流検出
器出力信号と発振器６のSin nωｔ信号を掛算器７に入
力し、検出器出力信号と発振器６のCos nωｔ信号を掛
算器８に入力し、前記掛算器7,8の出力信号を積分器9,1
0に入力し、その出力信号をサンプルホールド回路11,12
に入力させる。13は電源周期ごとにパルス信号を発生す
る信号発生回路で、各出力信号は積分器9,10のリセット
並びにサンプルホールド回路11,12のサンプル動作を制
御する。
一般に高調波ｆ（ｔ）は次式で表わされる。
ｆ（ｔ）＝an Cos nωｔ＋bn Sin nωｔ ……（１） 各係数an,bnは、 なるフーリエ級数展開の公式に基づいて、各係数を演
算し、（１）式より同期波形Cos nωt,Sin nωｔを乗算
して求めることができる。
算し、（１）式より同期波形Cos nωt,Sin nωｔを乗算
して求めることができる。
上記説明の回路部分で、上記数式の演算を行っている
のであって、発振器６の周波数は除去すべき高調波の周
波数に一致した周波数の正弦波信号を発し、電流検出器
５より多次高調波を含む負荷電流信号と掛算器7,8で掛
算され、その出力信号を電源の１周期にわたって積分器
9,10で積分することによって、高調波分のうち発振器６
の周波数に一致し、かつ各信号と同位相な成分の大きさ
に比例した信号an,bnのみが得られるのである。
のであって、発振器６の周波数は除去すべき高調波の周
波数に一致した周波数の正弦波信号を発し、電流検出器
５より多次高調波を含む負荷電流信号と掛算器7,8で掛
算され、その出力信号を電源の１周期にわたって積分器
9,10で積分することによって、高調波分のうち発振器６
の周波数に一致し、かつ各信号と同位相な成分の大きさ
に比例した信号an,bnのみが得られるのである。
信号発生回路13からの信号に従い、サンプルホールド
回路11,12に積分値が取り込まれる。その直後信号発生
回路13よりの信号で積分器9,10はリセットされ、積分動
作を開始する。
回路11,12に積分値が取り込まれる。その直後信号発生
回路13よりの信号で積分器9,10はリセットされ、積分動
作を開始する。
サンプルホールド回路11,12よりの出力信号は、掛算
器14,15においてそれぞれ発振器６の正弦波信号と掛算
され、積を出力する。この出力信号は発振器６の信号の
同位相な調波の成分に比例する信号である。
器14,15においてそれぞれ発振器６の正弦波信号と掛算
され、積を出力する。この出力信号は発振器６の信号の
同位相な調波の成分に比例する信号である。
掛算器14,15の出力信号を加算器16で加算することに
よって、５の負荷電流信号から発振器６の周波数の高調
波電流成分を抽出することができる。
よって、５の負荷電流信号から発振器６の周波数の高調
波電流成分を抽出することができる。
以上説明のように、加算器16の出力は発振器６の高調
波成分を抽出したものであるから、多数の高調波を同時
に補償するには、６〜16で構成される高調波検出回路19
を複数個設け、加算器18で符号反転し加算する。
波成分を抽出したものであるから、多数の高調波を同時
に補償するには、６〜16で構成される高調波検出回路19
を複数個設け、加算器18で符号反転し加算する。
２はインバータであって、直流電源３に対し、スイッ
チング素子RP,RN,SP,SN,TP,TNが直列に接続され、又各
スイッチング素子には逆並列にダイオードが接続され、
スイッチング素子RP,RN,SP,SN,TP,TNの接続点から交流
出力側にリアクトル４を介して導体接続が行われる。
チング素子RP,RN,SP,SN,TP,TNが直列に接続され、又各
スイッチング素子には逆並列にダイオードが接続され、
スイッチング素子RP,RN,SP,SN,TP,TNの接続点から交流
出力側にリアクトル４を介して導体接続が行われる。
インバータ電流検出器17の出力信号と加算器18の出力
信号とを比較器20の入力信号とし、その大小関係に基づ
いてインバータ２のスイッチング素子のオン、オフ制御
が行われ、高調波発生源１の電流に含まれる高調波電流
成分と逆位相のインバータ出力電流が発生される結果、
その調波成分は打消され電源系統への高長波の流出が防
止される。
信号とを比較器20の入力信号とし、その大小関係に基づ
いてインバータ２のスイッチング素子のオン、オフ制御
が行われ、高調波発生源１の電流に含まれる高調波電流
成分と逆位相のインバータ出力電流が発生される結果、
その調波成分は打消され電源系統への高長波の流出が防
止される。
［問題点］ ところで、上述のような能動フィルタで高調波電流を
補償する場合、高調波電流の検出値即ち加算器18の出力
信号に対し、インバータで発生する電流は、通常位相が
遅れる傾向にある。
補償する場合、高調波電流の検出値即ち加算器18の出力
信号に対し、インバータで発生する電流は、通常位相が
遅れる傾向にある。
これはインバータスイッチング素子のスイッチング遅
れ、あるいはインバータアーム短絡防止のためのデッド
タイム等に起因しており、その遅れは補償高調波次数が
高くなるほど遅れる傾向にあり、特に11次、13次等の高
次高調波に対しては、位相遅れが大きく、能動フィルタ
補償効果も悪くなる傾向にある。
れ、あるいはインバータアーム短絡防止のためのデッド
タイム等に起因しており、その遅れは補償高調波次数が
高くなるほど遅れる傾向にあり、特に11次、13次等の高
次高調波に対しては、位相遅れが大きく、能動フィルタ
補償効果も悪くなる傾向にある。
［問題を解決するための手段］ 上記問題を解決するため、本発明では、互いに直交す
る２組のｎ次高調波波形を用意し、フーリエ級数展開の
原理に基づいて、負荷電流信号を該２組のｎ次高調波波
形と各々乗算し、１周期にわたって積分して各ｎ次係数
を求めるとともに、前記ｎ次高調波波形より位相の進ん
だｎ次高調波波形と前記各係数を乗算したものを加算し
て、インバータ電流信号とすることで、高次高調波に対
する位相遅れを補償しようとするものである。
る２組のｎ次高調波波形を用意し、フーリエ級数展開の
原理に基づいて、負荷電流信号を該２組のｎ次高調波波
形と各々乗算し、１周期にわたって積分して各ｎ次係数
を求めるとともに、前記ｎ次高調波波形より位相の進ん
だｎ次高調波波形と前記各係数を乗算したものを加算し
て、インバータ電流信号とすることで、高次高調波に対
する位相遅れを補償しようとするものである。
以下第１図に示す実施例により説明する。
第２図と同一部分は同一符号で示す。
電源周波数に同期し、互いに位相が90゜の２組のｎ次
高調波波形Sin nωt,Cos nωｔが用意され、多次の高調
波を含む負荷電流信号とともに掛算器7,8に入力され、
それぞれ積分器9,10で１周期積分され、サンプルホール
ド回路11,12で保持され、掛算器14,15に入力する。ここ
までは第２図図示のものとかわるところはない。掛算掛
14,15には従来ならば、Sin nωt,Cos nωｔの波形が入
力するところ、本例では、Sin nωｔ及びCos nωよりそ
の位相が若干進んだSin（ｎωｔ＋χ゜）及びCos（ｎω
ｔ＋χ゜）の波形が入力する。
高調波波形Sin nωt,Cos nωｔが用意され、多次の高調
波を含む負荷電流信号とともに掛算器7,8に入力され、
それぞれ積分器9,10で１周期積分され、サンプルホール
ド回路11,12で保持され、掛算器14,15に入力する。ここ
までは第２図図示のものとかわるところはない。掛算掛
14,15には従来ならば、Sin nωt,Cos nωｔの波形が入
力するところ、本例では、Sin nωｔ及びCos nωよりそ
の位相が若干進んだSin（ｎωｔ＋χ゜）及びCos（ｎω
ｔ＋χ゜）の波形が入力する。
従って掛算器14,15の出力信号を加算器16を通すと an Cos（ｎωｔ＋χ゜）＋bn Sin（ｎωｔ＋χ゜）とな
る。
る。
この出力信号とインバータ電流との大小関係を比較器
で比較して、インバータのスイッチング素子をオン、オ
フするが、通常比較器20の信号からスイッチング素子が
オン、オフできるまで数十μｓの遅れがあり、このため
インバータは発生目標波形よりも数十μｓ以上の遅れた
ものになる。この遅れ角は高調波次数とともに大きくな
る傾向、例えば５次で５゜,7次で７゜、11次で11゜,13
次で13゜等の位相遅れを生ずる。この場合その振幅には
あまり依存しない。
で比較して、インバータのスイッチング素子をオン、オ
フするが、通常比較器20の信号からスイッチング素子が
オン、オフできるまで数十μｓの遅れがあり、このため
インバータは発生目標波形よりも数十μｓ以上の遅れた
ものになる。この遅れ角は高調波次数とともに大きくな
る傾向、例えば５次で５゜,7次で７゜、11次で11゜,13
次で13゜等の位相遅れを生ずる。この場合その振幅には
あまり依存しない。
従ってこのような基準に従って、あらかじめこの遅れ
時間角を見込んで出力目標波形を進めておけば、所望の
補償電流波形をインバータで作ることができる。
時間角を見込んで出力目標波形を進めておけば、所望の
補償電流波形をインバータで作ることができる。
以上は特定のｎ次高調波の検出し、補償について説明
したが、多次高調波を含む負荷電流より次数の異なる高
調波について同様な検出、補償を単独又は同時行い得る
ことは理解できよう。
したが、多次高調波を含む負荷電流より次数の異なる高
調波について同様な検出、補償を単独又は同時行い得る
ことは理解できよう。
［効果］ 本発明によれば、高次高調波について位相の遅れのな
い補償ができる能動フィルタを得ることができる。
い補償ができる能動フィルタを得ることができる。
第１図は本発明の実施例を示す。 第２図は従来の高調波除去用高能動フィルタを示す。 １……高調波源、２……インバータ、３……直流電源、
４……リアクトル、５……負荷電流検出器、６……２相
交流発振器、7,8,14,15……掛算器、16……加算器、17
……インバータ出力電流検出器、20……比較器。
４……リアクトル、５……負荷電流検出器、６……２相
交流発振器、7,8,14,15……掛算器、16……加算器、17
……インバータ出力電流検出器、20……比較器。
Claims (1)
- 【請求項１】互いに直交する２つのｎ次高調波波形を用
意し、フーリエ級数展開の原理に基づいて、負荷電流信
号を該ｎ次高調波波形の各々と乗算し、１周期にわたっ
て積分して各ｎ次高周波係数を求め、この各ｎ次高調波
係数と前記ｎ次高調波波形よりインバータで発生する位
相遅れを見込んだ各々の一定の位相進みをもったｎ次高
調波波形とを各々乗算して和を求め、 前記和による信号に基づいて前記インバータの出力電流
を制御することを特徴とする能動フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62023371A JP2561656B2 (ja) | 1987-02-02 | 1987-02-02 | 能動フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62023371A JP2561656B2 (ja) | 1987-02-02 | 1987-02-02 | 能動フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63190521A JPS63190521A (ja) | 1988-08-08 |
| JP2561656B2 true JP2561656B2 (ja) | 1996-12-11 |
Family
ID=12108690
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62023371A Expired - Lifetime JP2561656B2 (ja) | 1987-02-02 | 1987-02-02 | 能動フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2561656B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS563574A (en) * | 1979-06-20 | 1981-01-14 | Hitachi Ltd | Power source filter device |
| JPS575806A (en) * | 1980-06-16 | 1982-01-12 | Sumitomo Metal Ind Ltd | Moistening and blasting method in blast furnace |
-
1987
- 1987-02-02 JP JP62023371A patent/JP2561656B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63190521A (ja) | 1988-08-08 |
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