JP2511876B2 - 高周波増幅器 - Google Patents
高周波増幅器Info
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 2
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 この発明は、互いに連結されているそれらのエミッタ
が第１の電流源に接続され、それらのベースが入力信号
を受信し、それらのコレクタがそれぞれ第３と第４のト
ランジスタのエミッタに接続される第１と第２のトラン
ジスタを具え、第３と第４トランジスタのコレクタはそ
れぞれ第１のバイアス抵抗と第２のバイアス抵抗によっ
て供給電圧源に各々接続され、第３と第４のトランジス
タのベースがそれぞれ第４と第３のトランジスタのコレ
クタに接続される少なくとも１つの差動段を具え、第１
と第２のトランジスタのコレクタが前記差動段の出力負
荷の端子に接続される高周波増幅器に関するものであ
る。
が第１の電流源に接続され、それらのベースが入力信号
を受信し、それらのコレクタがそれぞれ第３と第４のト
ランジスタのエミッタに接続される第１と第２のトラン
ジスタを具え、第３と第４トランジスタのコレクタはそ
れぞれ第１のバイアス抵抗と第２のバイアス抵抗によっ
て供給電圧源に各々接続され、第３と第４のトランジス
タのベースがそれぞれ第４と第３のトランジスタのコレ
クタに接続される少なくとも１つの差動段を具え、第１
と第２のトランジスタのコレクタが前記差動段の出力負
荷の端子に接続される高周波増幅器に関するものであ
る。
冒頭に規定した形の増幅器は1982年４月22日に公開さ
れたドイツ国特許出願DE3,121,314号（フィリップス・
フルーイランペンファブリケン）に公知である。前記特
許出願には周波数分割器を増幅するに特に適した高周波
増幅器が記載されており、そこではコレクタ抵抗と同じ
値のベース抵抗を介して第３と第４のトランジスタのベ
ースがそれぞれ第４と第３のトランジスタのコレクタに
接続され、バイアス電流の値は、その高周波動作を最適
化し同時に理想的状態では直流成分を除去する（６頁,1
5−19行）よう６頁,5−31行に与えた方程式に従って選
択される。
れたドイツ国特許出願DE3,121,314号（フィリップス・
フルーイランペンファブリケン）に公知である。前記特
許出願には周波数分割器を増幅するに特に適した高周波
増幅器が記載されており、そこではコレクタ抵抗と同じ
値のベース抵抗を介して第３と第４のトランジスタのベ
ースがそれぞれ第４と第３のトランジスタのコレクタに
接続され、バイアス電流の値は、その高周波動作を最適
化し同時に理想的状態では直流成分を除去する（６頁,1
5−19行）よう６頁,5−31行に与えた方程式に従って選
択される。
周波数分割器用入力増幅器として特に好適に使用され
動作周波数範囲の中央部で例えば20から30程度の高い利
得を有する多段高周波増幅器は公知である。しかし、こ
れら増幅器はその応答曲線が比較的強いロール・オフ
（−18から24dB/オクターブ）を示すより高い周波数に
制限される通過帯域を有する。事実、例えばGHz程度の
この周波数が使用されるトランジスタの真性カット・オ
フ周波数に接近すると、例えば前記カット・オフ周波数
の1/5または1/3になると、かかる増幅器では増幅器の最
大動作周波数で１より高い利得をうるのが困難となる。
これら周波数ではトランジスタは非常に厄介な付加的な
減衰を生じる。単一段増幅器の手段で広帯域通過帯域を
得ることは可能であるが、通過帯域中央部の利得は例え
ば４から５程度の値に制限される。
動作周波数範囲の中央部で例えば20から30程度の高い利
得を有する多段高周波増幅器は公知である。しかし、こ
れら増幅器はその応答曲線が比較的強いロール・オフ
（−18から24dB/オクターブ）を示すより高い周波数に
制限される通過帯域を有する。事実、例えばGHz程度の
この周波数が使用されるトランジスタの真性カット・オ
フ周波数に接近すると、例えば前記カット・オフ周波数
の1/5または1/3になると、かかる増幅器では増幅器の最
大動作周波数で１より高い利得をうるのが困難となる。
これら周波数ではトランジスタは非常に厄介な付加的な
減衰を生じる。単一段増幅器の手段で広帯域通過帯域を
得ることは可能であるが、通過帯域中央部の利得は例え
ば４から５程度の値に制限される。
他方同じ形の２つの段がカスケードに接続された場合
には、かく得られた増幅器は１段のみの時１に等しい利
得である周波数より低い周波数で１より小さい利得にな
るだろう。これは増幅器の出力段を形成するこの段の入
力インピーダスが入力段の付加的減衰をひき起すから
で、この減衰はトランジスタに起因する前記減衰に加わ
る。言いかえれば、出力段に連結されるので入力段はそ
の高周波に制限される通過帯域を有し、どんな連結も問
題となる。
には、かく得られた増幅器は１段のみの時１に等しい利
得である周波数より低い周波数で１より小さい利得にな
るだろう。これは増幅器の出力段を形成するこの段の入
力インピーダスが入力段の付加的減衰をひき起すから
で、この減衰はトランジスタに起因する前記減衰に加わ
る。言いかえれば、出力段に連結されるので入力段はそ
の高周波に制限される通過帯域を有し、どんな連結も問
題となる。
本発明の目的はこれらの問題点を和らげ、高い周波数
において高利得を有し２つのカスケード差動段、すなわ
ち入力段と出力段を具えた広帯域増幅器を提供せんとす
るもので、その増幅器はほぼ1GHzより高い例えば1.8GHz
の、および使用されるトランジスタのカット・オフ周波
数にほぼ近い例えば6GHzの増幅器の最大動作周波数で１
より高い利得をそれでも有し、その動作周波数範囲の中
央部分に位置する周波数の利得はそれでも高い。
において高利得を有し２つのカスケード差動段、すなわ
ち入力段と出力段を具えた広帯域増幅器を提供せんとす
るもので、その増幅器はほぼ1GHzより高い例えば1.8GHz
の、および使用されるトランジスタのカット・オフ周波
数にほぼ近い例えば6GHzの増幅器の最大動作周波数で１
より高い利得をそれでも有し、その動作周波数範囲の中
央部分に位置する周波数の利得はそれでも高い。
各々がその動作周波数範囲で１に等しいかそれより高
い利得を有する２つの段の各々に本発明の基本的な思想
は以下の関係を与える： 入力段は小さな信号が増幅可能で、その動作周波数範
囲の中央部分の周波数で相当な利得をそしてその動作周
波数範囲のより高い部分に位置する周波数でかなりより
高い最大利得を有する共振増幅器で、前記より高い最大
利得が出力段に結合する結果の強いロール・オフにもか
かわらず高い周波数でどこでも少なくとも１の利得が得
られるようにしている。
い利得を有する２つの段の各々に本発明の基本的な思想
は以下の関係を与える： 入力段は小さな信号が増幅可能で、その動作周波数範
囲の中央部分の周波数で相当な利得をそしてその動作周
波数範囲のより高い部分に位置する周波数でかなりより
高い最大利得を有する共振増幅器で、前記より高い最大
利得が出力段に結合する結果の強いロール・オフにもか
かわらず高い周波数でどこでも少なくとも１の利得が得
られるようにしている。
出力段は強い信号を取扱う位相進み形の増幅器で、そ
れは動作周波数範囲の中央部分に位置する周波数でかな
りの利得を提供でき、高い周波数で約−6dB/オクターブ
のより小さいロール・オフを有している。位相進み形の
増幅器はアメリカ合衆国特許第3,660,773号明細書に記
述されている（第１図参照）。前記増幅器では位相進み
は高い周波数でフィードバック効果を削減するため、差
動段のエミック・フィードバック抵抗をよぎりコンデン
サを接続することで得られる。
れは動作周波数範囲の中央部分に位置する周波数でかな
りの利得を提供でき、高い周波数で約−6dB/オクターブ
のより小さいロール・オフを有している。位相進み形の
増幅器はアメリカ合衆国特許第3,660,773号明細書に記
述されている（第１図参照）。前記増幅器では位相進み
は高い周波数でフィードバック効果を削減するため、差
動段のエミック・フィードバック抵抗をよぎりコンデン
サを接続することで得られる。
この目的で本発明に関わる増幅器の段は以下のように
構成される： 入力段は前述の形の差動段で構成され、そこでは第３
のトランジスタと第４のトランジスタのベースはそれぞ
れ第４のトランジスタと第３のトランジスタのコレクタ
に直接接続される。
構成される： 入力段は前述の形の差動段で構成され、そこでは第３
のトランジスタと第４のトランジスタのベースはそれぞ
れ第４のトランジスタと第３のトランジスタのコレクタ
に直接接続される。
出力段は、それらのベースがそれぞれ第１のトランジ
スタと第２のトランジスタのコレクタに接続され、それ
らのコレクタがそれぞれ第３と第４のバイアス抵抗によ
って前記供給電圧源に接続され、それらのエミッタが中
央が第２の電流源に接続される第１の抵抗分割ブリッジ
と並列な第１のコンデンサによって互いに接続される第
５のトランジスタと第６のトランジスタを具えている。
スタと第２のトランジスタのコレクタに接続され、それ
らのコレクタがそれぞれ第３と第４のバイアス抵抗によ
って前記供給電圧源に接続され、それらのエミッタが中
央が第２の電流源に接続される第１の抵抗分割ブリッジ
と並列な第１のコンデンサによって互いに接続される第
５のトランジスタと第６のトランジスタを具えている。
第１の抵抗分割ブリッジの要素と第１のコンデンサと
バイアス抵抗は、動作周波数範囲で１より大きな利得を
全体にわたってその増幅器が有するように選択される。
バイアス抵抗は、動作周波数範囲で１より大きな利得を
全体にわたってその増幅器が有するように選択される。
本発明の実施態様では、前記第５のトランジスタと第
６のトランジスタのコレクタが各々エミッタホロアとし
て配置された出力トランジスタのベースに接続されてい
る。
６のトランジスタのコレクタが各々エミッタホロアとし
て配置された出力トランジスタのベースに接続されてい
る。
入力信号の直流成分の利得を制限するため、本発明に
関わる増幅器は第２の抵抗分割ブリッジと第３の抵抗分
割ブリッジとを具え、前記第２の抵抗分割ブリッジは第
５のトランジスタのコレクタと接地間に配置され、第２
のコンデンサによりデカップルされ第１の入力抵抗を介
して第１のトランジスタのベースに接続される中央を有
し、前記第３の抵抗分割ブリッジは第６のトランジスタ
のコレクタと接地間に配置され、第３のコンデンサの手
段でデカップルされ第２の入力抵抗を介して第２のトラ
ンジスタのベースに接続される中央を有している。
関わる増幅器は第２の抵抗分割ブリッジと第３の抵抗分
割ブリッジとを具え、前記第２の抵抗分割ブリッジは第
５のトランジスタのコレクタと接地間に配置され、第２
のコンデンサによりデカップルされ第１の入力抵抗を介
して第１のトランジスタのベースに接続される中央を有
し、前記第３の抵抗分割ブリッジは第６のトランジスタ
のコレクタと接地間に配置され、第３のコンデンサの手
段でデカップルされ第２の入力抵抗を介して第２のトラ
ンジスタのベースに接続される中央を有している。
出力段が飽和モードで動作されかくて正弦波入力信号
に応答するクリップされた出力信号を発生し、それでそ
れが周波数分割用入力増幅器として特に好適な成形機能
をするのは注目すべきことである。
に応答するクリップされた出力信号を発生し、それでそ
れが周波数分割用入力増幅器として特に好適な成形機能
をするのは注目すべきことである。
以下本発明の実施態様を添付図面を参照し例をあげて
詳細に説明する。
詳細に説明する。
第１図示のごとく増幅器の入力段は２つのエミッタが
結合されたトランジスタT1とT2を備えた差動段を具え、
その２つのトランジスタはそのエミッタが抵抗R3によっ
て接地されるトランジスタT5で構成される電流源に接続
され、電流源により供給される電流2I1を決定する制御
電圧ＵがトランジスタT5のベースに印加される。
結合されたトランジスタT1とT2を備えた差動段を具え、
その２つのトランジスタはそのエミッタが抵抗R3によっ
て接地されるトランジスタT5で構成される電流源に接続
され、電流源により供給される電流2I1を決定する制御
電圧ＵがトランジスタT5のベースに印加される。
増幅器の入力E1とE2はそれぞれトランジスタT1とT2の
ベースにより形成される。入力段の共振回路を形成する
２つのトランジスタT3とT4のエミッタはそれぞれトラン
ジスタT1とT2のコレクタに接続し、トランジスタT3のベ
ースはトランジスタT4のコレクタに逆もまた同様に接続
されている。トランジスタT3とT4のコレクタはそれぞれ
同じ値のバイアス抵抗R1とR2を介して供給電圧源に接続
されている。この電圧源はそのコレクタとベースが電力
供給＋Ｖに接続されそのエミッタが抵抗R1とR2の接合点
に接続されるダイオード・接続されたトランジスタT14
によりその電位が１つのベース・エミッタ電圧（約0.8
V）だけ削減される電力供給＋Ｖとして現れる。
ベースにより形成される。入力段の共振回路を形成する
２つのトランジスタT3とT4のエミッタはそれぞれトラン
ジスタT1とT2のコレクタに接続し、トランジスタT3のベ
ースはトランジスタT4のコレクタに逆もまた同様に接続
されている。トランジスタT3とT4のコレクタはそれぞれ
同じ値のバイアス抵抗R1とR2を介して供給電圧源に接続
されている。この電圧源はそのコレクタとベースが電力
供給＋Ｖに接続されそのエミッタが抵抗R1とR2の接合点
に接続されるダイオード・接続されたトランジスタT14
によりその電位が１つのベース・エミッタ電圧（約0.8
V）だけ削減される電力供給＋Ｖとして現れる。
出力段は２つのトランジスタT6とT7を具えた差動段
で、２つのトランジスタのエミッタは抵抗ブリッジ
（R8，R9）と並列に配列されたコンデンサC1によって相
互接続され、ブリッジの中央はそのエミッタが抵抗R10
により接地されるトランジスタT8で構成される電流源に
接続されており、トランジスタT8のベースは電流源によ
り供給される電流2I2を決定する制御電圧Ｕを受取る。
抵抗R8とR9とコンデンサC1とは位相進み回路を形成し、
これにより動作周波数範囲のより高い部分で出力段の利
得が改善される。
で、２つのトランジスタのエミッタは抵抗ブリッジ
（R8，R9）と並列に配列されたコンデンサC1によって相
互接続され、ブリッジの中央はそのエミッタが抵抗R10
により接地されるトランジスタT8で構成される電流源に
接続されており、トランジスタT8のベースは電流源によ
り供給される電流2I2を決定する制御電圧Ｕを受取る。
抵抗R8とR9とコンデンサC1とは位相進み回路を形成し、
これにより動作周波数範囲のより高い部分で出力段の利
得が改善される。
入力段の出力信号はトランジスタT1とT2のコレクタか
らそれぞれトランジスタT6とT7のベースに印加される。
トランジスタT6とT7のコレクタはそれぞれ抵抗R6とR7を
介して供給電圧に接続される。この電圧源は電力供給Ｖ
と抵抗R6およびR7の接合点との間に直列に配列された抵
抗R5によってその電圧が削減される電力供給Ｖの形態を
とり、それで電流2I2は抵抗R5を常に流れる。
らそれぞれトランジスタT6とT7のベースに印加される。
トランジスタT6とT7のコレクタはそれぞれ抵抗R6とR7を
介して供給電圧に接続される。この電圧源は電力供給Ｖ
と抵抗R6およびR7の接合点との間に直列に配列された抵
抗R5によってその電圧が削減される電力供給Ｖの形態を
とり、それで電流2I2は抵抗R5を常に流れる。
トランジスタT6とT7のコレクタは直接使用される出力
段の出力を形成する。トランジスタT9とT10はそれらの
コレクタが電力供給Ｖに接続され、ベースがそれぞれト
ランジスタT6とT7のコレクタに接続され、エミッタが正
方向にバイアスされるダイオード接続されたトランジス
タT11とT12に接続され、その結果全偏位は２つのベース
・エミッタ電圧（約1.6V）となるエミッタ・ホロワとし
て示されている。
段の出力を形成する。トランジスタT9とT10はそれらの
コレクタが電力供給Ｖに接続され、ベースがそれぞれト
ランジスタT6とT7のコレクタに接続され、エミッタが正
方向にバイアスされるダイオード接続されたトランジス
タT11とT12に接続され、その結果全偏位は２つのベース
・エミッタ電圧（約1.6V）となるエミッタ・ホロワとし
て示されている。
この目的でトランジスタT11とT12のコレクタはそれら
のベースと短絡されそれぞれトランジスタT9とT10のエ
ミッタに接続されている。抵抗R25とR26それぞれで接地
されるトランジスタT11とT12のエミッタは増幅器のそれ
ぞれの出力S1とS2を構成する。
のベースと短絡されそれぞれトランジスタT9とT10のエ
ミッタに接続されている。抵抗R25とR26それぞれで接地
されるトランジスタT11とT12のエミッタは増幅器のそれ
ぞれの出力S1とS2を構成する。
第２図は最小周波数Fmと最大周波数FM間増幅器の動作
周波数帯域での出力段に結合した入力段および出力段の
周波数応答曲線を示している。
周波数帯域での出力段に結合した入力段および出力段の
周波数応答曲線を示している。
入力段の応答曲線１は出力段に結合される時は増幅器
の周波数範囲のより低い部分でほぼ一定の利得G1を示
す。共振回路の影響下では利得は周波数F1から最大利得
に相当する並列共振周波数F1′までほぼ増加し、それ以
上では利得は−12dB/オクターブの傾斜を有する漸近線1
0に接近して再び減少し、最大周波数FMでは利得は１（0
dB）より多少大きいか等しくなる。
の周波数範囲のより低い部分でほぼ一定の利得G1を示
す。共振回路の影響下では利得は周波数F1から最大利得
に相当する並列共振周波数F1′までほぼ増加し、それ以
上では利得は−12dB/オクターブの傾斜を有する漸近線1
0に接近して再び減少し、最大周波数FMでは利得は１（0
dB）より多少大きいか等しくなる。
出力段の応答曲線２はほぼ一定の利得G2を有し、それ
は増幅器の周波数範囲のより低い部分でG1にほぼ等し
い。位相進み回路の影響のもとでは利得は周波数F0から
周波数F0′まで僅かに増加し、それ以上では利得は−6d
B/オクターブの傾斜を有する漸近線20に接近して再び減
少し、選択された最大周波数FMで利得は１（0dB）より
大きいか等しくなる。
は増幅器の周波数範囲のより低い部分でG1にほぼ等し
い。位相進み回路の影響のもとでは利得は周波数F0から
周波数F0′まで僅かに増加し、それ以上では利得は−6d
B/オクターブの傾斜を有する漸近線20に接近して再び減
少し、選択された最大周波数FMで利得は１（0dB）より
大きいか等しくなる。
増幅器の動作周波数範囲のより低い部分では２つの段
は周波数F1まではほぼ等しい利得因子（G1〜G2）を有
し、それ以上では入力段の利得が前記共振回路の結果と
してどんどん増加しはじめる（ハッチをほどこした領
域）。曲線１の漸近線10は曲線２の漸近線20よりより急
峻な傾斜を有するから、FMよりより低いか適当により高
いクロス・オーバ周波数がある。
は周波数F1まではほぼ等しい利得因子（G1〜G2）を有
し、それ以上では入力段の利得が前記共振回路の結果と
してどんどん増加しはじめる（ハッチをほどこした領
域）。曲線１の漸近線10は曲線２の漸近線20よりより急
峻な傾斜を有するから、FMよりより低いか適当により高
いクロス・オーバ周波数がある。
以下、上述の周波数応答曲線を得るには回路媒介変数
がいかに適切に選択されるかを説明しよう。この目的で
例証のため１例としてFm40MHzおよびFM1GHzの、前
記周波数帯域で動作するテレビジョン受信機に使用して
適切な周波数分割器用入力増幅器をとる。
がいかに適切に選択されるかを説明しよう。この目的で
例証のため１例としてFm40MHzおよびFM1GHzの、前
記周波数帯域で動作するテレビジョン受信機に使用して
適切な周波数分割器用入力増幅器をとる。
出願人によれば、入力段のみの応答曲線G1（Ｓ）は、
すなわち出力段に結合されていない時は、次の方程式で
近似される： ここでＫ＝4,VT＝2mV CBCとCBEはトランジスタT3とT4のベース・コレクタお
よびベース・エミッタ容量でRbはこれらトランジスタの
真性ベース抵抗である。
すなわち出力段に結合されていない時は、次の方程式で
近似される： ここでＫ＝4,VT＝2mV CBCとCBEはトランジスタT3とT4のベース・コレクタお
よびベース・エミッタ容量でRbはこれらトランジスタの
真性ベース抵抗である。
関係T1＞T2は常に妥当である。関係T2＞T3も集積化ト
ランジスタではCBE〜2CBCであり項 がRb＋4R1に比し小さい（I1〜1mA）から満足され、それ
で： F1＜F2＜F3 第２図の曲線１はそれ故入力段の回路配列の特徴であ
る。
ランジスタではCBE〜2CBCであり項 がRb＋4R1に比し小さい（I1〜1mA）から満足され、それ
で： F1＜F2＜F3 第２図の曲線１はそれ故入力段の回路配列の特徴であ
る。
非常に高い周波数でのトランジスタの設計に関するよ
り詳細な情報はP.R.GrayとR.G.Meyerになる著書“Analy
sis and Design of Analog Integrated Circuits"（Joh
n Wiley and Sons USA−1977発行）を参照されたい。
り詳細な情報はP.R.GrayとR.G.Meyerになる著書“Analy
sis and Design of Analog Integrated Circuits"（Joh
n Wiley and Sons USA−1977発行）を参照されたい。
5GHz程度の本来備わっているカット・オフ周波数fTを
有するトランジスタではR1＝100Ω、I1＝1mA従ってG1
４の時次の値が得られる：F1300MHz,F2540MHz,F3
900MHz。
有するトランジスタではR1＝100Ω、I1＝1mA従ってG1
４の時次の値が得られる：F1300MHz,F2540MHz,F3
900MHz。
G1として大きな値を選択せんとする時は、結果的にF3
の値が減少するのは注目される。適正な結果を得るには
種々の媒介変数はFMができるだけ高くなければならない
（２つの段が結合される時）。
の値が減少するのは注目される。適正な結果を得るには
種々の媒介変数はFMができるだけ高くなければならない
（２つの段が結合される時）。
入力段が出力段に結合されると、T1，T2とT3の値はわ
ずかに変化しそして曲線Ｇ（ｓ）はF3より高い周波数で
−18dB/オクターブの傾斜を有する漸近線に接近する。
上述の例では入力段が１の利得を有する周波数FMは1GHz
より稍高い。FM近傍で付加的な減衰が生じるのはまた注
目すべきで、それはカット・オフ周波数fTが回路にある
トランジスタの配置により削減されるからである。
ずかに変化しそして曲線Ｇ（ｓ）はF3より高い周波数で
−18dB/オクターブの傾斜を有する漸近線に接近する。
上述の例では入力段が１の利得を有する周波数FMは1GHz
より稍高い。FM近傍で付加的な減衰が生じるのはまた注
目すべきで、それはカット・オフ周波数fTが回路にある
トランジスタの配置により削減されるからである。
中央部分と動作周波数帯域以下ではトランジスタT3と
T4のフィードバックは作用せず利得は値G1であり、それ
は通常の差動段と同じ方法で計算される。
T4のフィードバックは作用せず利得は値G1であり、それ
は通常の差動段と同じ方法で計算される。
第１の段の出力からみた第２の段のインピーダンスは
第４図に略図的に示される。それはトランジスタT6のベ
ース・エミッタ間抵抗RBE6と抵抗R8の抵抗部分と直列な
T6の真性ベース抵抗Rb6およびRBE6をまたぐT6のベース
・エミッタ間容量CBE6と抵抗R8をまたぐ値2C1の容量と
を具えている。
第４図に略図的に示される。それはトランジスタT6のベ
ース・エミッタ間抵抗RBE6と抵抗R8の抵抗部分と直列な
T6の真性ベース抵抗Rb6およびRBE6をまたぐT6のベース
・エミッタ間容量CBE6と抵抗R8をまたぐ値2C1の容量と
を具えている。
第２の段の応答曲線Ｇ′（ｓ）は次の方程式で表され
る： ここでT0＝2R8C1、それで そしてR6＝R7なら 例えばC1＝2.5pF、R6＝360Ω、R8＝80ΩとすればG2＝4.
5でF0′400MHz。
る： ここでT0＝2R8C1、それで そしてR6＝R7なら 例えばC1＝2.5pF、R6＝360Ω、R8＝80ΩとすればG2＝4.
5でF0′400MHz。
しかしながら、増幅器の設定が２つの段が互いに結合
される間に調整されさえすれば最適化され、出力段がそ
れ自身駆動されるべき回路に好適に接続されるというの
は注目されるべきことである。実際上述のごとく出力段
の入力インピーダンスは入力段の高周波特性に著しく影
響する。
される間に調整されさえすれば最適化され、出力段がそ
れ自身駆動されるべき回路に好適に接続されるというの
は注目されるべきことである。実際上述のごとく出力段
の入力インピーダンスは入力段の高周波特性に著しく影
響する。
増幅器のすべての調整を満足いくようにするにはまず
第１に上に示した如く入力段のすべての媒介変数を決定
し、次に比 を決定して出力段の所望の利得G2を選択し、入力段の周
波数F1近傍の周波数F0を選択しそして比 と積R8C1を一定に保ちつつ１の利得（0dB）に対応する
最大周波数が得られるまでR8＝R9とC1の値を変化させる
ことで、これは２つの段が互いに正確に整合されること
を意味する。
第１に上に示した如く入力段のすべての媒介変数を決定
し、次に比 を決定して出力段の所望の利得G2を選択し、入力段の周
波数F1近傍の周波数F0を選択しそして比 と積R8C1を一定に保ちつつ１の利得（0dB）に対応する
最大周波数が得られるまでR8＝R9とC1の値を変化させる
ことで、これは２つの段が互いに正確に整合されること
を意味する。
好適な実施態様では増幅器は直流利得を制限するため
その出力と入力間結合を導入する回路を具えている。
その出力と入力間結合を導入する回路を具えている。
この目的でトランジスタT6のコレクタは２つの抵抗R
11とR12を具えた第２の分割ブリッジを介して接地さ
れ、コンデンサC2は分割ブリッジの中央と接地間抵抗R
12をまたいで接続される。分割ブリッジの中央は入力抵
抗R14を介してトランジスタT1のベースに接続される。
同様にトランジスタT7のコレクタは２つの抵抗R21とR22
を具えた第３の分割ブリッジを介して接地され、コンデ
ンサC3は第３の分割ブリッジの中央と接地間抵抗R22を
またいで接続される。分割ブリッジの中央は入力抵抗R
24を介してトランジスタT2のベースに接続される。
R12，R22，C2とC3は増幅器の動作周波数帯域でC2＝C3が
短絡回路として動作するよう選択され、それでこれら周
波数ではあたかもR14とR24がそれぞれのトランジスタT1
とT2のベースと接地間に配置されたように回路が動作す
る。かくてR14とR24は入力段の入力インピーダンスを決
定する。例えばR14＝R24＝500Ω。周波数 以下では増幅器利得は に等しい値G0（第５図参照）まで削減される。これは信
号の直流成分に関して得られる利得の値である。２より
小さな利得を得るにはR11＜R12が要求される。実際直流
電流の場合コンデンサC2とC3はそれぞれ抵抗R14とR24を
介して充電される。R14をよぎる電位はe1，R24をよぎる
電位はe2とする。この結果等価回路線図は第３図に示さ
れるようになり、２つの入力e1とe2および２つの出力s1
とs2を具えた増幅器Ａが示され、抵抗R12はe1と接地間
に抵抗R22はe2と接地間に、抵抗R11はとe1間に抵抗R21
はs2とe2間に配置される。
11とR12を具えた第２の分割ブリッジを介して接地さ
れ、コンデンサC2は分割ブリッジの中央と接地間抵抗R
12をまたいで接続される。分割ブリッジの中央は入力抵
抗R14を介してトランジスタT1のベースに接続される。
同様にトランジスタT7のコレクタは２つの抵抗R21とR22
を具えた第３の分割ブリッジを介して接地され、コンデ
ンサC3は第３の分割ブリッジの中央と接地間抵抗R22を
またいで接続される。分割ブリッジの中央は入力抵抗R
24を介してトランジスタT2のベースに接続される。
R12，R22，C2とC3は増幅器の動作周波数帯域でC2＝C3が
短絡回路として動作するよう選択され、それでこれら周
波数ではあたかもR14とR24がそれぞれのトランジスタT1
とT2のベースと接地間に配置されたように回路が動作す
る。かくてR14とR24は入力段の入力インピーダンスを決
定する。例えばR14＝R24＝500Ω。周波数 以下では増幅器利得は に等しい値G0（第５図参照）まで削減される。これは信
号の直流成分に関して得られる利得の値である。２より
小さな利得を得るにはR11＜R12が要求される。実際直流
電流の場合コンデンサC2とC3はそれぞれ抵抗R14とR24を
介して充電される。R14をよぎる電位はe1，R24をよぎる
電位はe2とする。この結果等価回路線図は第３図に示さ
れるようになり、２つの入力e1とe2および２つの出力s1
とs2を具えた増幅器Ａが示され、抵抗R12はe1と接地間
に抵抗R22はe2と接地間に、抵抗R11はとe1間に抵抗R21
はs2とe2間に配置される。
各分岐における電流の平衡条件は上述の利得値を生じ
る。
る。
例えばR11＝R21＝5.4kΩ、R12＝R22＝7.4kΩ、C2＝C3
＝1pFではFm42MHz、増幅器の全利得Ｇ＝G1・G218で
はG0＝1.73、ただし上述の値はそのままで。
＝1pFではFm42MHz、増幅器の全利得Ｇ＝G1・G218で
はG0＝1.73、ただし上述の値はそのままで。
出力段は正弦波信号をクリップすることで信号成形機
能をなしとげることができる（飽和モードにおける動
作）。これを達成するため、出力段供給電圧は、与えら
れた利得Ｇに対して、増幅器の動作条件下で予想される
最も低いレベルの入力信号E1，E2がクリップされるよう
な方法で、例えば抵抗R5の値を選択することにより選択
されるべきである。
能をなしとげることができる（飽和モードにおける動
作）。これを達成するため、出力段供給電圧は、与えら
れた利得Ｇに対して、増幅器の動作条件下で予想される
最も低いレベルの入力信号E1，E2がクリップされるよう
な方法で、例えば抵抗R5の値を選択することにより選択
されるべきである。
第１図は本発明に関わる増幅器の回路線図を示し、 第２図は増幅器の動作周波数帯域における２つの段の各
々の応答曲線を示し、 第３図は信号の直流成分の利得を制限するループの等価
回路線図を示し、 第４図は出力段のインピーダンスの等価回路線図を示
し、 第５図は増幅器の応答曲線を示す。 T1，T2，T3，T4，T6，T7…それぞれ第1,第2,第3,第4,第
5,第６のトランジスタ T5，T8，T9，T10，T11，T12，T14…各トランジスタ R1，R2，R6，R7…それぞれ第1,第2,第3,第４のバイアス
抵抗 R8とR9，R11とR12，R21とR22…それぞれ第1,第2,第３の
抵抗分割ブリッジ R14，R24…それぞれ第1,第２の入力抵抗 R3，R5，R10，R25，R26…各抵抗 C1，C2，C3…それぞれ第1,第2,第３のコンデンサ E1，E2…増幅器入力 S1，S2…増幅器出力 Ｕ…制御電圧 1,2…入力差動段と出力差動段
々の応答曲線を示し、 第３図は信号の直流成分の利得を制限するループの等価
回路線図を示し、 第４図は出力段のインピーダンスの等価回路線図を示
し、 第５図は増幅器の応答曲線を示す。 T1，T2，T3，T4，T6，T7…それぞれ第1,第2,第3,第4,第
5,第６のトランジスタ T5，T8，T9，T10，T11，T12，T14…各トランジスタ R1，R2，R6，R7…それぞれ第1,第2,第3,第４のバイアス
抵抗 R8とR9，R11とR12，R21とR22…それぞれ第1,第2,第３の
抵抗分割ブリッジ R14，R24…それぞれ第1,第２の入力抵抗 R3，R5，R10，R25，R26…各抵抗 C1，C2，C3…それぞれ第1,第2,第３のコンデンサ E1，E2…増幅器入力 S1，S2…増幅器出力 Ｕ…制御電圧 1,2…入力差動段と出力差動段
Claims (4)
- 【請求項１】互いに連結されているそれらのエミッタが
第１の電流源に接続され、それらのベースが入力信号を
受信し、それらのコレクタがそれぞれ第３と第４のトラ
ンジスタのエミッタに接続される第１と第２のトランジ
スタを具え、第３と第４のトランジスタのコレクタはそ
れぞれ第１のバイアス抵抗と第２のバイアス抵抗によっ
て供給電圧源に各々接続され、第３と第４のトランジス
タのベースがそれぞれ第４と第３のトランジスタのコレ
クタに接続される少なくとも１つの差動段を具え、第１
と第２のトランジスタのコレクタが前記差動段の出力負
荷の端子に接続される高周波増幅器において、 前記差動段が差動入力段を構成し、第３のトランジスタ
（T3）と第４のトランジスタ（T4）のベースがそれぞれ
第４のトランジスタ（T4）の第３のトランジスタ（T3）
のコレクタに直接接続され、 入力差動段の前記出力負荷が、それらのベースがそれぞ
れ第１のトランジスタ（T1）と第２のトランジスタ
（T2）のコレクタに接続され、それらのコレクタが第３
のバイアス抵抗と第４のバイアス抵抗（R6，R7）によっ
て前記供給電圧源に各々接続され、それらのエミッタが
中央が第２の電流源（R10，T8）に接続される第１の抵
抗分割ブリッジ（R8，R9）と並列な第１コンデンサ
（C1）によって互いに接続される第５のトランジスタ
（T6）と第６のトランジスタ（T7）を具えた出力段から
なり、 第１の抵抗分割ブリッジの要素（R8，R9）と第１のコン
デンサ（C1）とバイアス抵抗が、動作周波数範囲で１よ
り大きな利得を全体にわたってその増幅器が有するよう
に選択されることを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項２】前記第５のトランジスタ（T6）と第６のト
ランジスタ（T7）のコレクタが各々エミッタホロアとし
て配置された出力トランジスタ（T9，T10）のベースに
接続されることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記
載の高周波増幅器。 - 【請求項３】入力信号（E1，E2）の直流成分の利得を制
限するため、前記増幅器が第２の抵抗分割ブリッジ（R
11，R12）と第３の抵抗分割ブリッジ（R21，R22）とを
具え、前記第２の抵抗分割ブリッジは第５のトランジス
タ（T6）のコレクタと接地間に配置され、第２のコンデ
ンサ（C2）によりデカップルされるその中央が第１の入
力抵抗（R14）を介して第１のトランジスタ（T1）のベ
ースに接続され、前記第３の抵抗分割ブリッジは第６の
トランジスタ（T7）のコレクタと接地間に配置され、第
３のコンデンサ（C3）によりデカップルされるその中央
が第２の入力抵抗（R24）を介して第２のトランジスタ
（T2）のベースに接続されることを特徴とする特許請求
の範囲第１項または第２項に記載の高周波増幅器。 - 【請求項４】公稱の最低レベルより高いレベルの入力信
号では正弦波入力信号がクリップされた出力信号を生じ
るような方法で、出力段が飽和モードで動作するような
利得を有することを特徴とする特許請求の範囲第１項か
ら第３項いずれかに記載の高周波増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8507123A FR2581809A1 (fr) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | Amplificateur pour hautes frequences |
| FR8507123 | 1985-05-10 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6210905A JPS6210905A (ja) | 1987-01-19 |
| JP2511876B2 true JP2511876B2 (ja) | 1996-07-03 |
Family
ID=9319153
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61105850A Expired - Lifetime JP2511876B2 (ja) | 1985-05-10 | 1986-05-10 | 高周波増幅器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4703284A (ja) |
| EP (1) | EP0201964B1 (ja) |
| JP (1) | JP2511876B2 (ja) |
| CA (1) | CA1253586A (ja) |
| DE (1) | DE3669244D1 (ja) |
| FR (1) | FR2581809A1 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63267679A (ja) * | 1987-04-23 | 1988-11-04 | 株式会社日立ビルシステムサービス | エレベ−タの運転方式 |
| GB8825096D0 (en) * | 1988-10-26 | 1988-11-30 | W A Technology Ltd | Current amplifier |
| US5394113A (en) * | 1992-08-28 | 1995-02-28 | Harris Corporation | High impedance low-distortion linear amplifier |
| US5497111A (en) * | 1994-12-22 | 1996-03-05 | International Business Machines Corporation | Peak detection circuit for suppressing magnetoresistive thermal asperity transients in a data channel |
| JP5098548B2 (ja) * | 2007-10-03 | 2012-12-12 | ヤマハ株式会社 | 増幅器 |
| US7865164B2 (en) * | 2007-09-27 | 2011-01-04 | Qualcomm Incorporated | Apparatus and methods for downconverting radio frequency signals |
| JP6114587B2 (ja) * | 2013-03-19 | 2017-04-12 | 株式会社東芝 | 音響装置、記憶媒体、音響補正方法 |
| US9094068B2 (en) | 2013-10-11 | 2015-07-28 | Entropic Communications, Llc | Transmit noise and impedance change mitigation in wired communication system |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3660773A (en) * | 1970-02-05 | 1972-05-02 | Motorola Inc | Integrated circuit amplifier having an improved gain-versus-frequency characteristic |
| FR2105594A5 (ja) * | 1970-09-14 | 1972-04-28 | Radiotechnique Compelec | |
| NL8003197A (nl) * | 1980-06-02 | 1982-01-04 | Philips Nv | Geintegreerde versterkerschakeling. |
| DE3032703C2 (de) * | 1980-08-30 | 1982-12-30 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Rückgekoppelter Verstärker oder Schwellwertschalter für eine stromgespeiste Differenzstufe |
-
1985
- 1985-05-10 FR FR8507123A patent/FR2581809A1/fr active Pending
-
1986
- 1986-05-02 EP EP86200756A patent/EP0201964B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1986-05-02 DE DE8686200756T patent/DE3669244D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-05-08 US US06/861,036 patent/US4703284A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-05-08 CA CA000508662A patent/CA1253586A/en not_active Expired
- 1986-05-10 JP JP61105850A patent/JP2511876B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4703284A (en) | 1987-10-27 |
| DE3669244D1 (de) | 1990-04-05 |
| CA1253586A (en) | 1989-05-02 |
| EP0201964A1 (fr) | 1986-11-20 |
| EP0201964B1 (fr) | 1990-02-28 |
| FR2581809A1 (fr) | 1986-11-14 |
| JPS6210905A (ja) | 1987-01-19 |
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