JP2909671B2 - 広帯域増幅器 - Google Patents
広帯域増幅器Info
- Publication number
- JP2909671B2 JP2909671B2 JP29968691A JP29968691A JP2909671B2 JP 2909671 B2 JP2909671 B2 JP 2909671B2 JP 29968691 A JP29968691 A JP 29968691A JP 29968691 A JP29968691 A JP 29968691A JP 2909671 B2 JP2909671 B2 JP 2909671B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- negative feedback
- circuit
- coupling capacitor
- feedback
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、出力から入力への負帰
還によって増幅周波帯域を広帯域化した広帯域増幅器に
関する。
還によって増幅周波帯域を広帯域化した広帯域増幅器に
関する。
【０００２】
【従来の技術】出力信号を広帯域に可変する信号発生器
や、入力信号を広帯域に分析する各種分析器等では、高
域側が数ＧＨｚにおよぶ広帯域増幅器が各所に用いられ
ている。
や、入力信号を広帯域に分析する各種分析器等では、高
域側が数ＧＨｚにおよぶ広帯域増幅器が各所に用いられ
ている。
【０００３】図７は、このような目的で用いられる従来
の広帯域増幅器１の回路を示している。
の広帯域増幅器１の回路を示している。
【０００４】この広帯域増幅器１は、入力端子２へ入力
された信号を入力結合コンデンサＣ１を介して増幅素子
であるＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）３のゲートＧ
へ入力する。
された信号を入力結合コンデンサＣ１を介して増幅素子
であるＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）３のゲートＧ
へ入力する。
【０００５】このＦＥＴ３のソースＳはアースに接続さ
れており、ゲートＧには、所定のバイアス電源−Ｖｇ
が、チョークコイルＬ１を介して印加されている。
れており、ゲートＧには、所定のバイアス電源−Ｖｇ
が、チョークコイルＬ１を介して印加されている。
【０００６】ＦＥＴ３のドレインＤには、電源Ｖｄがチ
ョークコイルＬ２を介して接続されている。このドレイ
ンＤには、入力信号が反転増幅された信号が表われ、こ
の信号が出力結合コンデンサＣ２を介して出力端子４へ
出力される。
ョークコイルＬ２を介して接続されている。このドレイ
ンＤには、入力信号が反転増幅された信号が表われ、こ
の信号が出力結合コンデンサＣ２を介して出力端子４へ
出力される。
【０００７】このドレインＤとゲートＧとの間には、負
帰還抵抗Ｒ１と負帰還結合コンデンサＣ３の直列回路で
形成される帰還回路５の両端が接続されている。
帰還抵抗Ｒ１と負帰還結合コンデンサＣ３の直列回路で
形成される帰還回路５の両端が接続されている。
【０００８】この増幅器の裸特性、即ち、帰還回路が無
い状態の増幅帯域特性は、図８のＰに示すように高域側
遮断周波数ｆ１までほぼ増幅度Ａ１が一定な特性を示し
ている。
い状態の増幅帯域特性は、図８のＰに示すように高域側
遮断周波数ｆ１までほぼ増幅度Ａ１が一定な特性を示し
ている。
【０００９】これに対して、図７に示した回路では、負
帰還抵抗Ｒ１の大きさによって決まる帰還量Ｂの分だけ
増幅度が低下した特性Ｑとなり、このときの高域側遮断
周波数は、ｆ２（数ＧＨｚ）まで延び、広帯域な増幅が
可能となる。
帰還抵抗Ｒ１の大きさによって決まる帰還量Ｂの分だけ
増幅度が低下した特性Ｑとなり、このときの高域側遮断
周波数は、ｆ２（数ＧＨｚ）まで延び、広帯域な増幅が
可能となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
ような従来の広帯域増幅器１で、高域側とともに低域側
の帯域を１０ＫＨｚ程度まで広げるために、入出力の結
合コンデンサＣ１、Ｃ２とともに、負帰還結合コンデン
サＣ３の容量を大きくすると、次のような問題が発生す
る。
ような従来の広帯域増幅器１で、高域側とともに低域側
の帯域を１０ＫＨｚ程度まで広げるために、入出力の結
合コンデンサＣ１、Ｃ２とともに、負帰還結合コンデン
サＣ３の容量を大きくすると、次のような問題が発生す
る。
【００１１】即ち、信号ラインから分岐された負帰還結
合コンデンサＣ３に形状の大きな大容量のコンデンサを
用いた場合、コンデンサ自身や配線等のインダクタンス
成分とともに高周波（数ＧＨｚ帯）での共振回路を形成
してディップ点を発生することが多く、帯域特性が図８
のＲに示すように高域側で大きくあばれてしまう。
合コンデンサＣ３に形状の大きな大容量のコンデンサを
用いた場合、コンデンサ自身や配線等のインダクタンス
成分とともに高周波（数ＧＨｚ帯）での共振回路を形成
してディップ点を発生することが多く、帯域特性が図８
のＲに示すように高域側で大きくあばれてしまう。
【００１２】このため、大容量の負帰還結合コンデンサ
Ｃ３を用いた低周波用の増幅器と、小容量の負帰還結合
コンデンサＣ３を用いた高周波用の増幅器とを、入力信
号の周波数に対応させて切換えて使用しているのが現状
であった。
Ｃ３を用いた低周波用の増幅器と、小容量の負帰還結合
コンデンサＣ３を用いた高周波用の増幅器とを、入力信
号の周波数に対応させて切換えて使用しているのが現状
であった。
【００１３】ところが、２つの増幅器を切換えて使用す
る場合、その増幅器間のゲイン合わせが必要となり、し
かも、高周波帯でロスの少ない切換えスイッチ等を用い
なければならず、回路構成が複雑化し、高価になってし
まう。
る場合、その増幅器間のゲイン合わせが必要となり、し
かも、高周波帯でロスの少ない切換えスイッチ等を用い
なければならず、回路構成が複雑化し、高価になってし
まう。
【００１４】本発明は、この課題を解決した広帯域増幅
器を提供することを目的としている。
器を提供することを目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、本発明の広帯域増幅器は、トランジスタで形成され
た反転増幅素子と、第１の負帰還抵抗と、所定周波数以
下の信号に対して前記第１の負帰還抵抗より大きなイン
ピーダンスを有する第１の負帰還結合コンデンサとの直
列回路で形成され、前記反転増幅素子の出力端子から入
力端子へ所定周波数以上の信号成分を帰還する第１の帰
還回路と、前記反転増幅素子の入力端子に一端側を接続
された第１の高周波チョークコイルと、前記反転増幅素
子の出力端子に一端側を接続された第２の高周波チョー
クコイルと、前記第１の負帰還抵抗とほぼ同一抵抗値の
第２の負帰還抵抗と、前記第１の負帰還結合コンデンサ
より大きな容量値の第２の負帰還結合コンデンサとの直
列回路で形成され、前記第１の高周波チョークコイルの
他端側と前記第２の高周波チョークコイルの他端側との
間に接続されて、前記所定周波数以下の信号成分を前記
反転増幅素子の出力端子から入力端子へ帰還する第２の
帰還回路とを備えている。
め、本発明の広帯域増幅器は、トランジスタで形成され
た反転増幅素子と、第１の負帰還抵抗と、所定周波数以
下の信号に対して前記第１の負帰還抵抗より大きなイン
ピーダンスを有する第１の負帰還結合コンデンサとの直
列回路で形成され、前記反転増幅素子の出力端子から入
力端子へ所定周波数以上の信号成分を帰還する第１の帰
還回路と、前記反転増幅素子の入力端子に一端側を接続
された第１の高周波チョークコイルと、前記反転増幅素
子の出力端子に一端側を接続された第２の高周波チョー
クコイルと、前記第１の負帰還抵抗とほぼ同一抵抗値の
第２の負帰還抵抗と、前記第１の負帰還結合コンデンサ
より大きな容量値の第２の負帰還結合コンデンサとの直
列回路で形成され、前記第１の高周波チョークコイルの
他端側と前記第２の高周波チョークコイルの他端側との
間に接続されて、前記所定周波数以下の信号成分を前記
反転増幅素子の出力端子から入力端子へ帰還する第２の
帰還回路とを備えている。
【００１６】
【作用】したがって、このように構成された本発明の広
帯域増幅器では、所定周波数より高い高周波域では、第
２の帰還回路が第１、第２の高周波チョークコイルによ
って反転増幅素子から切離され、第１の帰還回路による
負帰還がかかる。また、所定周波数より低い低周波域で
は、第１の帰還回路が、第１の負帰還結合コンデンサの
インピーダンス増加によって反転増幅素子から切離さ
れ、第１、第２の高周波チョークコイルのインピーダン
ス低下によって第２の帰還回路が反転増幅素子の入出力
間に接続される。
帯域増幅器では、所定周波数より高い高周波域では、第
２の帰還回路が第１、第２の高周波チョークコイルによ
って反転増幅素子から切離され、第１の帰還回路による
負帰還がかかる。また、所定周波数より低い低周波域で
は、第１の帰還回路が、第１の負帰還結合コンデンサの
インピーダンス増加によって反転増幅素子から切離さ
れ、第１、第２の高周波チョークコイルのインピーダン
ス低下によって第２の帰還回路が反転増幅素子の入出力
間に接続される。
【００１７】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の一実施例を説
明する。
明する。
【００１８】図１は、一実施例の広帯域増幅器１０の回
路図である。
路図である。
【００１９】この広帯域増幅器１０は、入力端子１２に
入力される信号を入力結合コンデンサＣ１１を介して反
転増幅素子であるＦＥＴ１３の入力端子、即ち、ゲート
Ｇへ入力する。
入力される信号を入力結合コンデンサＣ１１を介して反
転増幅素子であるＦＥＴ１３の入力端子、即ち、ゲート
Ｇへ入力する。
【００２０】入力結合コンデンサＣ１１は、数１０ＫＨ
ｚの信号に対して十分低いインピーダンスとなる容量
（例えば０．１μＦ）を有している。
ｚの信号に対して十分低いインピーダンスとなる容量
（例えば０．１μＦ）を有している。
【００２１】また、ＦＥＴ１３自身の出力端子であるド
レインＤと、出力端子１４との間に接続された出力結合
コンデンサＣ１２は、Ｃ１１と同様に数１０ＫＨｚの信
号に対して十分低いインピーダンスとなる容量を有して
いる。
レインＤと、出力端子１４との間に接続された出力結合
コンデンサＣ１２は、Ｃ１１と同様に数１０ＫＨｚの信
号に対して十分低いインピーダンスとなる容量を有して
いる。
【００２２】ＦＥＴ１３のドレインＤからゲートＧの間
には、高域用の負帰還抵抗Ｒ１１と負帰還結合コンデン
サＣ１３との直列回路で形成される第１の帰還回路１５
が接続されている。
には、高域用の負帰還抵抗Ｒ１１と負帰還結合コンデン
サＣ１３との直列回路で形成される第１の帰還回路１５
が接続されている。
【００２３】負帰還抵抗Ｒ１１は、高域側の遮断周波数
が所望する周波数ｆ１０（数ＧＨｚ）となるための帰還
量を与える抵抗値（例えば２００Ω）に設定されてい
る。
が所望する周波数ｆ１０（数ＧＨｚ）となるための帰還
量を与える抵抗値（例えば２００Ω）に設定されてい
る。
【００２４】また、負帰還結合コンデンサＣ１３は、所
望する帯域の間の所定周波数ｆ１１（例えば７ＭＨｚ）
で負帰還抵抗Ｒ１１とほぼ等しいインピーダンスとなる
少ない容量値（例えば１００ｐＦ）に設定されている。
望する帯域の間の所定周波数ｆ１１（例えば７ＭＨｚ）
で負帰還抵抗Ｒ１１とほぼ等しいインピーダンスとなる
少ない容量値（例えば１００ｐＦ）に設定されている。
【００２５】ＦＥＴ１３のゲートＧおよびドレインＤに
は、第１、第２の高周波チョークコイルＬ１１、Ｌ１２
の一端がそれぞれ接続されている。
は、第１、第２の高周波チョークコイルＬ１１、Ｌ１２
の一端がそれぞれ接続されている。
【００２６】第１、第２の高周波チョークコイルＬ１
１、Ｌ１２は、前述の周波数ｆ１１の信号に対してＲ１
１のほぼ１／２に等しいインピーダンスとなるインダク
タンス値（例えば２μＨ）を有している。
１、Ｌ１２は、前述の周波数ｆ１１の信号に対してＲ１
１のほぼ１／２に等しいインピーダンスとなるインダク
タンス値（例えば２μＨ）を有している。
【００２７】第１、第２の高周波チョークコイルＬ１
１、Ｌ１２の他端には、第１、第２の低周波チョークコ
イルＬ１３、Ｌ１４の一端側がそれぞれ接続されてい
る。
１、Ｌ１２の他端には、第１、第２の低周波チョークコ
イルＬ１３、Ｌ１４の一端側がそれぞれ接続されてい
る。
【００２８】第１、第２の低周波チョークコイルＬ１
３、Ｌ１４は、所望する低域側の遮断周波数ｆ１２以上
の信号に対して十分大きなインピーダンスをもつ大きな
インダクタンス値（例えば１ｍＨ）を有している。
３、Ｌ１４は、所望する低域側の遮断周波数ｆ１２以上
の信号に対して十分大きなインピーダンスをもつ大きな
インダクタンス値（例えば１ｍＨ）を有している。
【００２９】第１、第２の低周波チョークコイルＬ１
３、Ｌ１４の他端側には、ＦＥＴ１３のゲートＧへバイ
アス電圧を供給するバイアス電源−Ｖｇと、ドレインＤ
へ電源を供給する電源Ｖｄとがそれぞれ接続されてい
る。
３、Ｌ１４の他端側には、ＦＥＴ１３のゲートＧへバイ
アス電圧を供給するバイアス電源−Ｖｇと、ドレインＤ
へ電源を供給する電源Ｖｄとがそれぞれ接続されてい
る。
【００３０】また、第１の高周波チョークコイルＬ１１
と第１の低周波チョークコイルＬ１３の接続点と、第２
の高周波チョークコイルＬ１２と第２の低周波チョーク
コイルＬ１４の接続点との間には、第２の帰還回路１６
が接続されている。第２の帰還回路１６は、負帰還抵抗
Ｒ１２と負帰還結合コンデンサＣ１４との直列回路で形
成されている。
と第１の低周波チョークコイルＬ１３の接続点と、第２
の高周波チョークコイルＬ１２と第２の低周波チョーク
コイルＬ１４の接続点との間には、第２の帰還回路１６
が接続されている。第２の帰還回路１６は、負帰還抵抗
Ｒ１２と負帰還結合コンデンサＣ１４との直列回路で形
成されている。
【００３１】負帰還抵抗Ｒ１２は、負帰還抵抗Ｒ１１と
同一抵抗値を有しており、負帰還結合コンデンサＣ１４
は、前述の低域側の遮断周波数ｆ１２に対して、十分低
いインピーダンスとなる容量（例えば１μＦ）を有して
いる。
同一抵抗値を有しており、負帰還結合コンデンサＣ１４
は、前述の低域側の遮断周波数ｆ１２に対して、十分低
いインピーダンスとなる容量（例えば１μＦ）を有して
いる。
【００３２】以上のように構成された広帯域増幅器１０
では、入力信号の周波数がｆ１２からｆ１１の範囲の低
周波域にある場合、負帰還結合コンデンサＣ１３のイン
ピーダンスが負帰還抵抗Ｒ１１に対して大きく、しか
も、第１、第２の高周波チョークコイルＬ１１、Ｌ１３
のインピーダンスは、負帰還抵抗Ｒ１２に比べて小さ
い。
では、入力信号の周波数がｆ１２からｆ１１の範囲の低
周波域にある場合、負帰還結合コンデンサＣ１３のイン
ピーダンスが負帰還抵抗Ｒ１１に対して大きく、しか
も、第１、第２の高周波チョークコイルＬ１１、Ｌ１３
のインピーダンスは、負帰還抵抗Ｒ１２に比べて小さ
い。
【００３３】このため、この広帯域増幅回路１０は、図
２に示すように第１の帰還回路１５が切離された状態と
等価となり、第２の帰還回路１６による負帰還のみがか
けられ、その帰還量の帯域特性は、図３のＮＦ１に示す
ように、ほぼｆ１２（数１０ＫＨｚ）からｆ１１（数Ｍ
Ｈｚ）の間で一定（Ｂ１）となる。
２に示すように第１の帰還回路１５が切離された状態と
等価となり、第２の帰還回路１６による負帰還のみがか
けられ、その帰還量の帯域特性は、図３のＮＦ１に示す
ように、ほぼｆ１２（数１０ＫＨｚ）からｆ１１（数Ｍ
Ｈｚ）の間で一定（Ｂ１）となる。
【００３４】また、入力信号の周波数がｆ１１からｆ１
０の範囲の高周波域にある場合、第１、第２の高周波チ
ョークコイルＬ１１、Ｌ１２のインピーダンスは、負帰
還抵抗Ｒ１２に比べて非常に大きくなるため、図４に示
すように、第２の帰還回路１６がＦＥＴ１３側から切離
された状態となる。
０の範囲の高周波域にある場合、第１、第２の高周波チ
ョークコイルＬ１１、Ｌ１２のインピーダンスは、負帰
還抵抗Ｒ１２に比べて非常に大きくなるため、図４に示
すように、第２の帰還回路１６がＦＥＴ１３側から切離
された状態となる。
【００３５】このため、第１の帰還回路１５による負帰
還のみがかけられ、その帰還量の帯域特性は、図５のＮ
Ｆ２に示すように、周波数ｆ１１からｆ１０までの範囲
でほぼ一定（Ｂ２）となる。
還のみがかけられ、その帰還量の帯域特性は、図５のＮ
Ｆ２に示すように、周波数ｆ１１からｆ１０までの範囲
でほぼ一定（Ｂ２）となる。
【００３６】また、第１、第２の帰還回路１５、１６の
負帰還抵抗Ｒ１１、Ｒ１２が等しいため、低周波帯域
（ｆ１２〜ｆ１１）での帰還量Ｂ１と高周波帯域（ｆ１
１〜ｆ１０）での帰還量Ｂ２は等しい。
負帰還抵抗Ｒ１１、Ｒ１２が等しいため、低周波帯域
（ｆ１２〜ｆ１１）での帰還量Ｂ１と高周波帯域（ｆ１
１〜ｆ１０）での帰還量Ｂ２は等しい。
【００３７】したがって、この広帯域増幅器１０の全帯
域の増幅度特性は、図６のＱ１に示すように、増幅度が
数１０ＫＨｚのｆ１２から数ＧＨｚのｆ１０までＡ３で
一定な極めて広帯域な特性となる。
域の増幅度特性は、図６のＱ１に示すように、増幅度が
数１０ＫＨｚのｆ１２から数ＧＨｚのｆ１０までＡ３で
一定な極めて広帯域な特性となる。
【００３８】なお、前述したように、周波数ｆ１１にお
いて、負帰還結合コンデンサＣ１３のインピーダンスは
ほぼＲ１１に等しく、また第１、第２の高周波チョーク
コイルＬ１１、Ｌ１２の直列インピーダンスはＲ１２に
等しいため、両方の帰還経路からＢ１（＝Ｂ２）のほぼ
半分ずつの量の帰還がかかり、この周波数での増幅度
も、低周波域および高周波域と等しくなる。
いて、負帰還結合コンデンサＣ１３のインピーダンスは
ほぼＲ１１に等しく、また第１、第２の高周波チョーク
コイルＬ１１、Ｌ１２の直列インピーダンスはＲ１２に
等しいため、両方の帰還経路からＢ１（＝Ｂ２）のほぼ
半分ずつの量の帰還がかかり、この周波数での増幅度
も、低周波域および高周波域と等しくなる。
【００３９】また、ｆ１２より低域側の特性は、入出力
結合コンデンサＣ１１、Ｃ１２のインピーダンス増加に
よって制限され、ｆ１０より高域側の特性は、前述した
ＦＥＴ１３の裸特性によって制限されている。
結合コンデンサＣ１１、Ｃ１２のインピーダンス増加に
よって制限され、ｆ１０より高域側の特性は、前述した
ＦＥＴ１３の裸特性によって制限されている。
【００４０】なお、この実施例では、反転増幅素子とし
てＦＥＴ１３を用いていたが、バイポーラ型のトランジ
スタを用いてもよい。また、２つ以上のトランジスタを
カスケード接続した反転増幅素子を用いてもよい。
てＦＥＴ１３を用いていたが、バイポーラ型のトランジ
スタを用いてもよい。また、２つ以上のトランジスタを
カスケード接続した反転増幅素子を用いてもよい。
【００４１】また、前記実施例では、第１、第２の高周
波チョークコイルの他端側に第１、第２の低周波チョー
クコイルＬ１３、Ｌ１４を接続して、ＦＥＴ１３のゲー
トＧとドレインＤにバイアス電源−Ｖｇと電源Ｖｄとを
供給していたが、第１、第２の低周波チョークコイルＬ
１３、Ｌ１４を、ＦＥＴ１３のゲートＧとドレインＤに
直結して、電源を供給するようにしてもよい。
波チョークコイルの他端側に第１、第２の低周波チョー
クコイルＬ１３、Ｌ１４を接続して、ＦＥＴ１３のゲー
トＧとドレインＤにバイアス電源−Ｖｇと電源Ｖｄとを
供給していたが、第１、第２の低周波チョークコイルＬ
１３、Ｌ１４を、ＦＥＴ１３のゲートＧとドレインＤに
直結して、電源を供給するようにしてもよい。
【００４２】
【発明の効果】本発明の広帯域増幅器は、前記説明のよ
うに、所定周波数ｆ１１より高い周波数域では、第１、
第２の高周波チョークコイルのインピーダンス増加によ
って、反転増幅素子から第２の帰還回路を切離し、所定
周波数ｆ１１より低い周波数域では、第１の負帰還結合
コンデンサのインピーダンス増加によって第１の帰還回
路１５を切離すように構成されている。
うに、所定周波数ｆ１１より高い周波数域では、第１、
第２の高周波チョークコイルのインピーダンス増加によ
って、反転増幅素子から第２の帰還回路を切離し、所定
周波数ｆ１１より低い周波数域では、第１の負帰還結合
コンデンサのインピーダンス増加によって第１の帰還回
路１５を切離すように構成されている。
【００４３】このため、２台の増幅器のレベル合せや切
換えスイッチが不要となり、大容量の負帰還結合コンデ
ンサの共振等による悪影響のない状態で数１０ＫＨｚか
ら数ＧＨｚまでの広帯域増幅を１台の増幅器で安定に行
なうことができる。
換えスイッチが不要となり、大容量の負帰還結合コンデ
ンサの共振等による悪影響のない状態で数１０ＫＨｚか
ら数ＧＨｚまでの広帯域増幅を１台の増幅器で安定に行
なうことができる。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】一実施例の低周波域での等価回路である。
【図３】一実施例の低周波域での帰還量特性図である。
【図４】一実施例の高周波域での等価回路である。
【図５】一実施例の高周波域での帰還量特性図である。
【図６】一実施例の全帯域の増幅特性図である。
【図７】従来装置の回路図である。
【図８】従来装置の増幅特性図である。
１０ 広帯域増幅器 １２ 入力端子 １３ ＦＥＴ １４ 出力端子 １５ 第１の帰還回路 １６ 第２の帰還回路 Ｃ１１ 出力結合コンデンサ Ｃ１２ 出力結合コンデンサ Ｃ１３、Ｃ１４ 負帰還結合コンデンサ Ｒ１１、Ｒ１２ 負帰還抵抗 Ｌ１１ 第１の高周波チョークコイル Ｌ１２ 第２の高周波チョークコイル Ｌ１３ 第１の低周波チョークコイル Ｌ１４ 第２の低周波チョークコイル
Claims (1)
- 【請求項１】トランジスタで形成された反転増幅素子
（１３）と、 第１の負帰還抵抗と、所定周波数以下の信号に対して前
記第１の負帰還抵抗より大きなインピーダンスを有する
第１の負帰還結合コンデンサとの直列回路で形成され、
前記反転増幅素子の出力端子から入力端子へ所定周波数
以上の信号成分を帰還する第１の帰還回路（１５）と、 前記反転増幅素子の入力端子に一端側を接続された第１
の高周波チョークコイル（Ｌ１１）と、 前記反転増幅素子の出力端子に一端側を接続された第２
の高周波チョークコイル（Ｌ１２）と、 前記第１の負帰還抵抗とほぼ同一抵抗値の第２の負帰還
抵抗と、前記第１の負帰還結合コンデンサより大きな容
量値の第２の負帰還結合コンデンサとの直列回路で形成
され、前記第１の高周波チョークコイルの他端側と前記
第２の高周波チョークコイルの他端側との間に接続され
て、前記所定周波数以下の信号成分を前記反転増幅素子
の出力端子から入力端子へ帰還する第２の帰還回路（１
６）とを備えた広帯域増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29968691A JP2909671B2 (ja) | 1991-10-19 | 1991-10-19 | 広帯域増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29968691A JP2909671B2 (ja) | 1991-10-19 | 1991-10-19 | 広帯域増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05110343A JPH05110343A (ja) | 1993-04-30 |
| JP2909671B2 true JP2909671B2 (ja) | 1999-06-23 |
Family
ID=17875739
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29968691A Expired - Fee Related JP2909671B2 (ja) | 1991-10-19 | 1991-10-19 | 広帯域増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2909671B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4688410B2 (ja) * | 2003-07-15 | 2011-05-25 | スタンレー電気株式会社 | 広帯域増幅器 |
| WO2023243068A1 (ja) * | 2022-06-17 | 2023-12-21 | 三菱電機株式会社 | 帰還型増幅器 |
-
1991
- 1991-10-19 JP JP29968691A patent/JP2909671B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05110343A (ja) | 1993-04-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4393353A (en) | Negative feedback amplifying circuit having voltage negative feedback and current negative feedback circuits | |
| US5339048A (en) | Radio frequency amplifier | |
| US7525468B2 (en) | Variable passive components with high resolution value selection and control | |
| US3441865A (en) | Inter-stage coupling circuit for neutralizing internal feedback in transistor amplifiers | |
| JPS61212106A (ja) | 同調可能な段間結合回路網 | |
| US6377124B1 (en) | Biasing arrangement for field effect transistors | |
| JP2909671B2 (ja) | 広帯域増幅器 | |
| US3210681A (en) | Bandpass amplifier with transistorized isolation stage | |
| JP2511876B2 (ja) | 高周波増幅器 | |
| JP2021534689A (ja) | 電圧バッファリングのための方法及び装置 | |
| JP2606165B2 (ja) | インピーダンス整合回路 | |
| JP3020389B2 (ja) | チューナ回路 | |
| US3399277A (en) | Signal translating circuit | |
| US3823379A (en) | Television automatic gain control circuitry providing for compatible control of vhf tuner and uhf tuner | |
| US4531101A (en) | High-frequency amplifier with enhanced gain from use of the Miller effect capacitance | |
| JPH0232626A (ja) | 高周波増幅回路 | |
| US2888526A (en) | Peak and notch filters including active elements | |
| JPS60146510A (ja) | 選択増幅段 | |
| KR19990063796A (ko) | 교류 결합 증폭기의 인덕터없는 전압 바이어싱 회로 | |
| CN111277227B (zh) | 一种改善相位特性的共射共基放大电路及信号处理系统 | |
| US3239773A (en) | Wide-band cascode vhf amplifier utilizing inherent transistor reactance | |
| JPH02241230A (ja) | 入力同調回路 | |
| JPH06314950A (ja) | 中間周波増幅回路 | |
| US4347482A (en) | Amplifier equipped with circuit for preventing electrostatic breakdown | |
| JP3242707B2 (ja) | チューナ回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313532 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090409 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |