JPH0653752A - 増幅器 - Google Patents
増幅器Info
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- JPH0653752A JPH0653752A JP20166292A JP20166292A JPH0653752A JP H0653752 A JPH0653752 A JP H0653752A JP 20166292 A JP20166292 A JP 20166292A JP 20166292 A JP20166292 A JP 20166292A JP H0653752 A JPH0653752 A JP H0653752A
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- Japan
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- transistors
- capacitor
- transistor
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- amplifier
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Abstract
(57)【要約】
【目的】トランスやバンドパスフィルタなどを使用せず
に安価で簡単な回路構成により、クロスオーバー歪を改
善し、かつ周波数帯域を二つに分割設定できるトランジ
スタの増幅器を提供する。 【構成】互いに相補型の前段ベース接地回路、後段エミ
ッタ接地回路とがカスケード接続され、入出力部のトラ
ンスを不要とし、かつ入出力端１，２間に電圧並列帰還
回路部に互いに直列接続されたインダクタンス４００と
コンデンサ５００とからなる直列共振回路を設けたこと
を特徴とする。
に安価で簡単な回路構成により、クロスオーバー歪を改
善し、かつ周波数帯域を二つに分割設定できるトランジ
スタの増幅器を提供する。 【構成】互いに相補型の前段ベース接地回路、後段エミ
ッタ接地回路とがカスケード接続され、入出力部のトラ
ンスを不要とし、かつ入出力端１，２間に電圧並列帰還
回路部に互いに直列接続されたインダクタンス４００と
コンデンサ５００とからなる直列共振回路を設けたこと
を特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は増幅器に係り、特に高周
波広帯域増幅器に関する。
波広帯域増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の増幅器特にプッシュプル
型増幅器では、それぞれのトランジスタのベースを入力
端とし、エミッタをそれぞれ接地し、コレクタをそれぞ
れ出力端とし、かつ入力端，出力端にはそれぞれトラン
ジスタ回路を用いてインピーダンス変換する回路があっ
た。
型増幅器では、それぞれのトランジスタのベースを入力
端とし、エミッタをそれぞれ接地し、コレクタをそれぞ
れ出力端とし、かつ入力端，出力端にはそれぞれトラン
ジスタ回路を用いてインピーダンス変換する回路があっ
た。
【０００３】また、このトランジスタ増幅器では、二つ
の周波数帯域に分割して使用する場合、バンドパスフィ
ルタまたはノッチフィルタを電子回路の前または後に挿
入して行なっていた。
の周波数帯域に分割して使用する場合、バンドパスフィ
ルタまたはノッチフィルタを電子回路の前または後に挿
入して行なっていた。
【０００４】前述した様に、トランスやフィルタ回路を
用いる為、非常に高価となり、特性調整などの工数も要
していた。
用いる為、非常に高価となり、特性調整などの工数も要
していた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】前述した従来の増幅器
においては、トランジスタとトランス・コンダクタンス
特性が非直線であり、ベース・エミッタ接合の温度係数
が大きい為、トランジスタの一方が非導通となり、他方
が導通となり、負荷に出力する領域でクロスオーバー歪
が発生するという欠点があった。
においては、トランジスタとトランス・コンダクタンス
特性が非直線であり、ベース・エミッタ接合の温度係数
が大きい為、トランジスタの一方が非導通となり、他方
が導通となり、負荷に出力する領域でクロスオーバー歪
が発生するという欠点があった。
【０００６】また、二つの周波数に分割して使用するた
めに、ことさらバンドパスフィルタまたはノッチフィル
タを電子回路の前または後に挿入して行なうため、回路
構成が複雑になり、高価になる欠点があった。
めに、ことさらバンドパスフィルタまたはノッチフィル
タを電子回路の前または後に挿入して行なうため、回路
構成が複雑になり、高価になる欠点があった。
【０００７】本発明の目的は、前記欠点が解決され、ク
ロスオーバー歪みを解消して、簡単な回路構成で電子回
路の周波数帯域を二つに分割設定できるようにした増幅
器を提供することにある。
ロスオーバー歪みを解消して、簡単な回路構成で電子回
路の周波数帯域を二つに分割設定できるようにした増幅
器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の増幅器の一構成
は、エミッタ同士を互いに接続して入力端とした第１の
相補型の第１，第２のトランジスタと、これら第１の相
補型の第１，第２のトランジスタのコレクタにベースが
それぞれ接続され、エミッタが定電源に接続され、かつ
コレクタ同士が互いに接続されて出力端とした第２の相
補型の第３，第４トランジスタと、前記第１の相補型の
第１，第２トランジスタのベースにベースがそれぞれ接
続され、エミッタがいずれも定電源に接続され、かつコ
レクタがそれぞれ抵抗を介して前記定電源に接続された
第３の相補型の第５，第６トランジスタとを備え、かつ
前記出力端と入力端との間に接続された帰還抵抗を含む
電圧並列帰還回路とを備えた増幅器において、互いに直
列接続されたコンデンサとインダクタンスとを含む直列
共振回路を前記電圧並列帰還回路に並列に接続したこと
を特徴とする。
は、エミッタ同士を互いに接続して入力端とした第１の
相補型の第１，第２のトランジスタと、これら第１の相
補型の第１，第２のトランジスタのコレクタにベースが
それぞれ接続され、エミッタが定電源に接続され、かつ
コレクタ同士が互いに接続されて出力端とした第２の相
補型の第３，第４トランジスタと、前記第１の相補型の
第１，第２トランジスタのベースにベースがそれぞれ接
続され、エミッタがいずれも定電源に接続され、かつコ
レクタがそれぞれ抵抗を介して前記定電源に接続された
第３の相補型の第５，第６トランジスタとを備え、かつ
前記出力端と入力端との間に接続された帰還抵抗を含む
電圧並列帰還回路とを備えた増幅器において、互いに直
列接続されたコンデンサとインダクタンスとを含む直列
共振回路を前記電圧並列帰還回路に並列に接続したこと
を特徴とする。
【０００９】
【実施例】図１は本発明の第１の実施例の増幅器の等価
回路を示す回路図である。
回路を示す回路図である。
【００１０】図１において、本実施例の増幅器は、ＩＮ
入力端１が第１の相補型トランジスタ１０，２０の共通
エミッタ１２，２２に接続され、これらの相補型トラン
ジスタ１０，２０のコレクタ１３，２３はそれおれ第２
の相補型トランジスタ３０，４０のベース３１，４１に
接続される。
入力端１が第１の相補型トランジスタ１０，２０の共通
エミッタ１２，２２に接続され、これらの相補型トラン
ジスタ１０，２０のコレクタ１３，２３はそれおれ第２
の相補型トランジスタ３０，４０のベース３１，４１に
接続される。
【００１１】第２の相補型トランジスタ３０，４０のエ
ミッタ３２，４２は、それぞれ正（＋Ｖ）の電源７０，
及び負（−Ｖ）の電源８０を介して接地されており、そ
れぞれのコレクタ３３，４３は、互いに接続されて、Ｏ
ＵＴ出力端２になっている。
ミッタ３２，４２は、それぞれ正（＋Ｖ）の電源７０，
及び負（−Ｖ）の電源８０を介して接地されており、そ
れぞれのコレクタ３３，４３は、互いに接続されて、Ｏ
ＵＴ出力端２になっている。
【００１２】また、エミッタ５２，６２が互いに接地さ
れ、ベース５１，６１が第１の相補型トランジスタ１
０，２０のベース１１，２１にそれぞれ接続され、この
第１の相補型トランジスタ１０，２０をベース接地型と
して動作させる第３の相補型トランジスタ５０，６０が
設けられる。この第３の相補型トランジスタ５０，６０
のコレクタ５３，６３は、それぞれ抵抗１００，２００
を介して、正の電源７０及び負の電源に接続される。ま
た、コレクタ５３，６３は、ベース５１，６１とも接続
されており、この第３の相補型トランジスタ５０，６０
は、アイドリング電流設定用ダイオードとして使用され
ている。また、前記ＯＵＴ出力端２とＩＮ入力端１との
間に並列帰還回路としての帰還抵抗３００と、互いに直
列接続されたコンデンサ５００，インダクタンス４００
を含む直列共振回路とが並列に接続されている。
れ、ベース５１，６１が第１の相補型トランジスタ１
０，２０のベース１１，２１にそれぞれ接続され、この
第１の相補型トランジスタ１０，２０をベース接地型と
して動作させる第３の相補型トランジスタ５０，６０が
設けられる。この第３の相補型トランジスタ５０，６０
のコレクタ５３，６３は、それぞれ抵抗１００，２００
を介して、正の電源７０及び負の電源に接続される。ま
た、コレクタ５３，６３は、ベース５１，６１とも接続
されており、この第３の相補型トランジスタ５０，６０
は、アイドリング電流設定用ダイオードとして使用され
ている。また、前記ＯＵＴ出力端２とＩＮ入力端１との
間に並列帰還回路としての帰還抵抗３００と、互いに直
列接続されたコンデンサ５００，インダクタンス４００
を含む直列共振回路とが並列に接続されている。
【００１３】次に、図１の増幅器の動作について説明す
る。無信号電圧時には出力電流Ｉｃは、〔ｈFE×Ｉｂ〕
で決定される。但し、Ｉｂは、トランジスタ３０，４０
のベース電流、ｈFEは電流増幅率である。
る。無信号電圧時には出力電流Ｉｃは、〔ｈFE×Ｉｂ〕
で決定される。但し、Ｉｂは、トランジスタ３０，４０
のベース電流、ｈFEは電流増幅率である。
【００１４】また、Ｉｂは電流ミラー対を形成するトラ
ンジスタ１０−トランジスタ５０，及びトランジスタ２
０−トランジスタ６０により決定される。又、トランジ
スタ１０−５０，トランジスタ２０−６０，トランジス
タ３０−４０は、それぞれ互いに整合されているものと
する。正の電源〔＋Ｖ〕と負の電源〔−Ｖ〕は、互いに
同一の値をもつものとする。前記の様に設定されたＩｃ
の値はトランジスタのｈFEが温度変化に対して小さいの
で、温度に対して充分安定である。トランジスタ１０と
２０の接続形式は、入力信号に対し、ベース接地型とし
て動作し、入力インピーダンスは、１０Ω前後であり、
充分小さい。
ンジスタ１０−トランジスタ５０，及びトランジスタ２
０−トランジスタ６０により決定される。又、トランジ
スタ１０−５０，トランジスタ２０−６０，トランジス
タ３０−４０は、それぞれ互いに整合されているものと
する。正の電源〔＋Ｖ〕と負の電源〔−Ｖ〕は、互いに
同一の値をもつものとする。前記の様に設定されたＩｃ
の値はトランジスタのｈFEが温度変化に対して小さいの
で、温度に対して充分安定である。トランジスタ１０と
２０の接続形式は、入力信号に対し、ベース接地型とし
て動作し、入力インピーダンスは、１０Ω前後であり、
充分小さい。
【００１５】入力端子１の正極性の信号が、トランジス
タ１０をオフ，トランジスタ２０をオンにバイアスしよ
うとすれば、入力信号の大半がベース接地型トランジス
タ２０のコレクタを介してトランジスタ４０のコレクタ
からこのベース電流のｈFE倍の信号電流が流れる。入力
端子１に負極性の入力信号が供給される場合も同様であ
る。
タ１０をオフ，トランジスタ２０をオンにバイアスしよ
うとすれば、入力信号の大半がベース接地型トランジス
タ２０のコレクタを介してトランジスタ４０のコレクタ
からこのベース電流のｈFE倍の信号電流が流れる。入力
端子１に負極性の入力信号が供給される場合も同様であ
る。
【００１６】ここで、出力端子２以外の全ての回路部分
において、電圧変動は非常に少ない。また出力端子２に
おける電圧変動は、使用する負荷抵抗値や入力信号の振
幅，トランジスタ３０，４０のｈFEの値等に依存する。
さらに入力端子１と出力端子２との間に接続された電圧
並列帰還用の抵抗３００と、互いに直列接続されたイン
ダクタンス４００とコンデンサ５００とから構成される
直列共振回路とは、電圧並列帰還回路を形成している。
において、電圧変動は非常に少ない。また出力端子２に
おける電圧変動は、使用する負荷抵抗値や入力信号の振
幅，トランジスタ３０，４０のｈFEの値等に依存する。
さらに入力端子１と出力端子２との間に接続された電圧
並列帰還用の抵抗３００と、互いに直列接続されたイン
ダクタンス４００とコンデンサ５００とから構成される
直列共振回路とは、電圧並列帰還回路を形成している。
【００１７】図２において、一点鎖線で示す無帰還時の
利得周波数特性曲線１０を有する増幅器に対し、互いに
直列接続されたインダクタンス４００とコンデンサ５０
０の共振回路のない電圧並列帰還を施すと、破線１１と
実線１２，１３とで連ねて示すように低域から高域まで
伸びた広帯域の利得周波数特性曲線を示す。
利得周波数特性曲線１０を有する増幅器に対し、互いに
直列接続されたインダクタンス４００とコンデンサ５０
０の共振回路のない電圧並列帰還を施すと、破線１１と
実線１２，１３とで連ねて示すように低域から高域まで
伸びた広帯域の利得周波数特性曲線を示す。
【００１８】ここで、利得周波数帯域を、例えばＶＨＦ
対（３０ＭＨｚ〜３００ＭＨｚ）およびＵＨＦ対（４７
０ＭＨｚ〜９００ＭＨｚ）の二つに分割したい場合は、
電圧並列帰還用の抵抗３００に並列にインダクタンス４
００とコンデンサ５００との直列共振回路を挿入する。
そして、インダクタンス４００とコンデンサ５００との
共振周波数（約３８０ＭＨｚ）ではインピーダンスが低
いため並列帰還が増加し、帯域の中間部の利得が制限を
受ける。
対（３０ＭＨｚ〜３００ＭＨｚ）およびＵＨＦ対（４７
０ＭＨｚ〜９００ＭＨｚ）の二つに分割したい場合は、
電圧並列帰還用の抵抗３００に並列にインダクタンス４
００とコンデンサ５００との直列共振回路を挿入する。
そして、インダクタンス４００とコンデンサ５００との
共振周波数（約３８０ＭＨｚ）ではインピーダンスが低
いため並列帰還が増加し、帯域の中間部の利得が制限を
受ける。
【００１９】一方、低域および広域ではインダクタンス
４００とコンデンサ５００の直列共振回路のインピーダ
ンスが増加し、電圧並列帰還用の抵抗３００の作用だけ
が働くことになり、図２に実線で示す二つに分割された
利得周波数曲線１２および１３を得ることができる。
４００とコンデンサ５００の直列共振回路のインピーダ
ンスが増加し、電圧並列帰還用の抵抗３００の作用だけ
が働くことになり、図２に実線で示す二つに分割された
利得周波数曲線１２および１３を得ることができる。
【００２０】図３は本発明の第２の実施例の等価回路を
示す回路図である。図３において、本実施例は、図１の
第２の相補型トランジスタ３０，４０のエミッタ３２，
４２と正の電源７０及び負の電源８０の間に、それぞれ
電流直列帰還抵抗６００，７００並びにエミッタピーキ
ング容量８００，９００を挿入したものである。その他
の部分は図１と同様である。これにより、高域側の利得
対周波数特性の帯域を伸ばすことができる。
示す回路図である。図３において、本実施例は、図１の
第２の相補型トランジスタ３０，４０のエミッタ３２，
４２と正の電源７０及び負の電源８０の間に、それぞれ
電流直列帰還抵抗６００，７００並びにエミッタピーキ
ング容量８００，９００を挿入したものである。その他
の部分は図１と同様である。これにより、高域側の利得
対周波数特性の帯域を伸ばすことができる。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、クロス
オーバー歪を大幅に軽減し、安定した無信号特性を持
ち、低い電源電圧で動作し、しかも電源電圧変動が出力
端に現われない効果があり、また特に入出力端子間に接
続された電圧並列帰還回路部に互いに直列接続されたイ
ンダクタンスとコンデンサとを含む直列共振回路を設け
た場合帯域を二つに分割するのにバンドパスパスフィル
タを用いることを要せず、またトランスなども使用せ
ず、簡単な構成で安価にできる効果もある。
オーバー歪を大幅に軽減し、安定した無信号特性を持
ち、低い電源電圧で動作し、しかも電源電圧変動が出力
端に現われない効果があり、また特に入出力端子間に接
続された電圧並列帰還回路部に互いに直列接続されたイ
ンダクタンスとコンデンサとを含む直列共振回路を設け
た場合帯域を二つに分割するのにバンドパスパスフィル
タを用いることを要せず、またトランスなども使用せ
ず、簡単な構成で安価にできる効果もある。
【図１】本発明の一実施例の増幅器の等価回路を示す回
路図である。
路図である。
【図２】図１の回路の動作を説明する利得対周波数の関
係を示す特性図である。
係を示す特性図である。
【図３】本発明の第２の実施例の等価回路を示す回路図
である。
である。
１，１′ 入力端 ２，２′ 出力端 １０，１０′，２０，２０′ 第１の相補型トランジ
スタ ３０，３０′，４０，４０′ 第２の相補型トランジ
スタ ５０，５０′，６０，６０′ 第３の相補型トランジ
スタ １１，１１′，２１，２１′ 第１の相補型トランジ
スタのベース ３１，３１′，４１，４１′ 第２の相補型トランジ
スタのベース ５１，５１′，６１，６１′ 第３の相補型トランジ
スタのベース １２，１２′，２２，２２′ 第１の相補型トランジ
スタのエミッタ ３２，３２′，４２，４２′ 第２の相補型トランジ
スタのエミッタ ５２，５２′，６２，６２′ 第３の相補型トランジ
スタのエミッタ １３，１３′，２３，２３′ 第１の相補型トランジ
スタのコレクタ ３３，３３′，４３，４３′ 第２の相補型トランジ
スタのコレクタ ５３，５３′，６３，６３′ 第３の相補型トランジ
スタのコレクタ ７０，７０′ 正の電源端子 ８０，８０′ 負の電源端子 １００，１００′，２００，２００′，３００，３０
０′，６００，７００抵抗器 ５００，５００′，８００，９００ コンデンサ ４００，４００′ インダクタンス
スタ ３０，３０′，４０，４０′ 第２の相補型トランジ
スタ ５０，５０′，６０，６０′ 第３の相補型トランジ
スタ １１，１１′，２１，２１′ 第１の相補型トランジ
スタのベース ３１，３１′，４１，４１′ 第２の相補型トランジ
スタのベース ５１，５１′，６１，６１′ 第３の相補型トランジ
スタのベース １２，１２′，２２，２２′ 第１の相補型トランジ
スタのエミッタ ３２，３２′，４２，４２′ 第２の相補型トランジ
スタのエミッタ ５２，５２′，６２，６２′ 第３の相補型トランジ
スタのエミッタ １３，１３′，２３，２３′ 第１の相補型トランジ
スタのコレクタ ３３，３３′，４３，４３′ 第２の相補型トランジ
スタのコレクタ ５３，５３′，６３，６３′ 第３の相補型トランジ
スタのコレクタ ７０，７０′ 正の電源端子 ８０，８０′ 負の電源端子 １００，１００′，２００，２００′，３００，３０
０′，６００，７００抵抗器 ５００，５００′，８００，９００ コンデンサ ４００，４００′ インダクタンス
Claims (2)
- 【請求項１】 エミッタ同士を互いに接続して入力端と
した第１の相補型の第１，第２のトランジスタと、これ
ら第１の相補型の第１，第２のトランジスタのコレクタ
にベースがそれぞれ接続され、かつエミッタが定電源に
接続され、かつコレクタ同士が互いに接続されて出力端
とした第２の相補型の第３，第４トランジスタと、前記
第１の相補型の第１，第２トランジスタのベースにベー
スがそれぞれ接続され、かつエミッタがいずれも定電位
に接続され、かつコレクタがそれぞれ抵抗を介して前記
定電源に接続された第３の相補型の第５，第６トランジ
スタと、前記出力端と前記入力端との間に接続された帰
還抵抗を含む電圧並列帰還回路とを備えた増幅器におい
て、互いに直列接続されたコンデンサとインダクタンス
とを含む直列共振回路を、前記電圧並列帰還回路に並列
に接続したことを特徴とする増幅器。 - 【請求項２】 前記第２の相補型の第３，第４トランジ
スタのエミッタと、前記定電源との間に、それぞれ抵抗
とコンデンサとの並列体を介在させた請求項１に記載の
増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20166292A JPH0653752A (ja) | 1992-07-29 | 1992-07-29 | 増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20166292A JPH0653752A (ja) | 1992-07-29 | 1992-07-29 | 増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0653752A true JPH0653752A (ja) | 1994-02-25 |
Family
ID=16444823
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20166292A Withdrawn JPH0653752A (ja) | 1992-07-29 | 1992-07-29 | 増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0653752A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001298329A (ja) * | 2000-03-21 | 2001-10-26 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | 無線周波増幅器 |
-
1992
- 1992-07-29 JP JP20166292A patent/JPH0653752A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001298329A (ja) * | 2000-03-21 | 2001-10-26 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | 無線周波増幅器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991005 |