JPS6210905A - 高周波増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、互いに結合されているそれらのエミッタが
第１の電流源に接続され、それらのベースが入力信号を
受取り、それらのコレクタがそれぞれ第３と第４のトラ
ンジスタに接続される第１と第２のトランジスタを具え
、第３と第４のトランジスタのコレクタはそれぞれ第１
のバイアス抵抗と第２のバイアス抵抗によって供給電圧
源に各々接続され、第３と第４のトランジスタのベース
がそれぞれ第４と第３のトランジスタのコレクタに接続
される少なくとも１つの差動段を具えた高周波増幅器に
関するものである。

冒頭に規定した形の増幅器は１９８２年４月２２日に公
開されたドイツ国特許出願叶３．１２１．３１４号（フ
ィリップス・フルーイランペンファブリケン）に公知で
ある。前記特許出願には周波数分割器を増幅するに特に
適した高周波増幅器が記載されており、そこではコレク
タ抵抗と同じ値のベース抵抗を介して第３と第４のトラ
ンジスタのベースがそれぞれ第４と第３のトランジスタ
のコレクタに接続され、バイアス電流の値は、その高周
波動作を最適化し同時に理想的状態では直流成分を除去
する（６頁、１５〜１９行）よう６頁、　”５−３１行
に与えた方程式に従って選択される。

周波数分割器用入力増幅器として特に好適に使用され動
作周波数範囲の中央部で例えば２０から３０程度の高い
利得を有する多段高周波増幅器は公知である。しかし、
これら増幅器はその応答曲線が比較的強いロール・オフ
（−１８から２４ｄＢ　／オクターブ）を示すより高い
周波数に制限される通過帯域を有する。事実、例えば６
１１２程度のこの周波数が使用されるトランジスタのカ
ット・オフ周波数に接近すると、例えば前記カット・オ
フ周波数の１７５または１／３になると、かかる増幅器
では増幅器の最大動作周波数で１より高い利得をうるの
が困難となる。これら周波数ではトランジスタは非常に
厄介な付加的な減衰を生じる。単一段増幅器の手段で広
帯域通過帯域を得ることは可能であるが、通過帯域中央
部の利得は例えば４から５程度の値に制限される。

他方同じ形の２つの段がカスケードに接続された場合に
は、かく得られた増幅器は１段のみの時１に等しい利得
である周波数より低い周波数で１より小さい利得になる
だろう。これは増幅器の出力段を形成するこの段の入力
インピーダンスが入力段の付加的減衰をひき起すからで
、この減衰はトランジスタに起因する前記減衰に加わる
。言いかえれば、出力段に連絡されるので入力段はその
高周波に制限される通過帯域を有し、どんな結合も問題
となる。

本発明の目的はこれらの問題点を和らげ、高い周波数に
おいて高利得を有し２つのカスケード差動段、すなわち
入力段と出力段を具えた広帯域増幅器を提供せんとする
もので、その増幅器はほぼ１ＧＩＩｚより高い例えば１
．８Ｇｌｌｚの、および使用されるトランジスタのカッ
ト・オフ周波数にほぼ近い例えば６　Ｇ）Ｉｚの増幅器
の最大動作周波数で１より高い利得をそれでも有し、そ
の動作周波数範囲の中央部分に位置する周波数の利得（
まそれでも高い。

各々がその動作周波数範囲で１に等しいかそれより高い
利得を有する２つの段の各々に本発明の基本的な思想は
以下の関係を与えるニ ー入力段は小さな信号が増幅可能で、その動作周波数範
囲の中央部分の周波数で相当な利得をそしてその動作周
波数範囲のより高い部分に位置する周波数でかなりより
高い最大利得を有する共振増幅器で、前記より高い最大
利得が出力段に結合する結果の強いロール・オフにもか
かわらず高い周波数でどこでも少なくとも１の利得が得
られるようにしている。

一出力段は強い信号を取扱う位相進み形の増幅器で、そ
れは動作周波数範囲の中央部分に位置する周波数でかな
りの利得を提供でき、高い周波数で約−６ｄＢ／オクタ
ーブのより小さいロール・オフを有している。位相進み
形の増幅器はアメリカ合衆国特許第３．６６０．７７３
号明細書に記述されている（第１図参照）。前記増幅器
では位相進みは高い周波数でフィードバック効果を削減
するため、差動段のエミッタ・フィードバック抵抗をよ
ぎりコンデンサを接続することで得られる。

この目的で本発明に関わる増幅器の段は以下のように構
成される； 一入力段は前述の形の差動段で構成され、そこでは第３
のトランジスタと第４のトランジスタのベースはそれぞ
れ第４のトランジスタと第３のトランジスタのコレクタ
に直接接続される。

−出力段は、それらのベースがそれぞれ第１のトランジ
スタと第２のトランジスタのコレクタに接続され、それ
らのコレクタがそれぞれ第３と第４のバイアス抵抗によ
って前記供給電圧源に接続され、それらのエミッタが中
央が第２の電流源に接続される第１の抵抗分割ブリッジ
と並列な第１のコレデンサによって互いに接続される第
５のトランジスタと第６のトランジスタを具えている。

−第１の抵抗分割ブリッジの要素と第１のコンデンサと
バイアス抵抗は、動作周波数範囲で１より大きな利得を
全体にわたってその増幅器が有するように選択される。

本発明の実施態様では、前記第５のトランジスタと第６
のトランジスタのコレクタが各々エミッタホロアとして
配置された出力トランジスタのベースに接続されている
。

入力信号の直流成分の利得を制限するため、本発明に関
わる増幅器は第２の抵抗分割ブリッジと第３の抵抗分割
ブリッジとを具え、前記第２の抵抗分割ブリッジは第５
のトランジスタのコレクタと接地間に配置され、第２の
コンデンサの手段でデカップルされ第１の入力抵抗を介
して第１のトランジスタのベースに接続される中央を有
し、前記第３の抵抗分割ブリッジは第６のトランジスタ
のコレクタと接地間に配置され、第３のコンデンサの手
段でデカップルされ第２の入力抵抗を介して第２のトラ
ンジスタのベースに接続される中央を有している。

出力段が飽和モードで動作されかくて正弦波入力信号に
応答するクリップされた出力信号を発生し、それでそれ
が周波数分割用入力増幅器として特に好適な成形機能を
するのは注目すべきことである。

以下本発明の実施態様を添付図面を参照し例をあげて詳
細に説明する。

第１図示のごとく増幅器の入力段は２つのエミッタが結
合されたトランジスタＴ１とＴ２を備えた差動段を具え
、その２つのトランジスタはそのエミッタが抵抗Ｒ３に
よって接地されるトランジスタＴ５で構成される電流源
に接続され、電流源により供給される電流２１＋　を決
定する制御電圧ＵがトランジスタＴ５のベースに印加さ
れる。

・増幅器の入力Ｂ１とＢ２はそれぞれトランジスタＴ１
と１２のベースにより形成される。入力段の共振回路を
形成する２つのトランジスタＴ３とＴ４のエミッタはそ
れぞれトランジスタＴ１とＴ２のコレクタに接続し、ト
ランジスタＴ３のベースはトランジスタＴ４のコレクタ
に逆もまた同様に接続されている。ｌ・ランジスタＴ３
とＴ、のコレクタはそれぞれ同じ値のバイアス抵抗Ｒ１
とＲ２を介して供給電圧源に接続されている。この電圧
源はそのコレクタとベースが電力供給＋Ｖに接続されそ
のエミッタが抵抗Ｒ１とＲ２の接合点に接続されるダイ
オード・接続されたトランジスタＴ１４の手段でその電
位が１つのベース・エミッタ電圧（約０．８Ｖ）だけ削
減されるミノＪ供給＋Ｖとして現れる。

出力段は２つのトランジスタＴ６とＴ７を具えた差動段
で、２つのトランジスタのエミッタは抵抗ブリッジ（Ｒ
８、　Ｒ９）　　と並列に配列されたコンデンサＣ１に
よって相互接続され、ブリッジの中央はそのエミッタが
抵抗Ｒ，Ｏにより接地されるトランジスタＴ８で構成さ
れる電流源に接続されており、トランジスタＴ８のベー
スは電流源により供給される電流２１２を決定する制御
電圧Ｕを受取る。抵抗Ｒ８とＲ９とコンデンサＣ１とは
位相進み回路を形成し、この手段で動作周波数範囲のよ
り高い部分で出力段の利得が改善される。

入力段の出力信号はトランジスタＴ、とＴ２のコレクタ
からそれぞれトランジスタＴ６とＴ７のベースに印加さ
れる。トランジスタＴ６とＴ、のコレクタはそれぞれ抵
抗Ｒ６とＲ７を介して供給電圧に接続される。

この電圧源は電力供給Ｖと抵抗Ｒ６およびＲ１の接合点
との間に直列に配列された抵抗Ｒ５によってその電圧が
削減される電力供給■の形態をとり、それで電流２＋２
　は抵抗Ｒ５を常に流れる。

トランジスタＴ６とＴ７のコレクタは直接使用される出
力段の出力を形成する。トランジスタＴ９とＴｌはそれ
らのコレクタが電力供給Ｖに接続され、ベースがそれぞ
れトランジスタＴ６とＴ７のコレクタに接続され、エミ
ッタが正方向にバイアスされるダイオード接続されたト
ランジスタＴｌｌ　　とＴｌ２　に接続され、その結果
全偏位は２つのベース・エミッタ電圧（約１．６シ）と
なるエミッタ・ホロワとして示されている。

この目的でトランジスタＴｌｌ　とＴ１゜のコレクタは
それらのベースと短絡されそれぞれトランジスタＴ９と
ＴＩＯのエミッタに接続されている。抵抗Ｒ２５とＲ２
Ｂそれぞれで接地されるトランジスタＴｌｌ　とＴｌ２
のエミッタは増幅器のそれぞれの出力Ｓ、と８２を構成
する。

第２図は最小周波数Ｆ、と最大周波数り間増幅器の動作
周波数帯域での出力段に結合した入力段および出力段の
周波数応答曲線を示している。

入力段の応答曲線１は出力段に結合される時は増幅器の
周波数範囲のより低い部分でほぼ一定の利得Ｇ１を示す
。共振回路の影響下では利得は周波数Ｐ１から最大利得
に相当する並列共振周波数Ｆ１′までほぼ増加し、それ
以」―では利得は一１２ｄＢ／オクターブの傾斜を有す
る漸近線】０に接近して再び減少し、最大周波数Ｆ、で
は利得は１　（ＯｄＢ）より大きいか等しくなる。

出力段の応答曲線２はほぼ一定の利得Ｇ２を有し、それ
は増幅器の周波数範囲のより低い部分で６＋にほぼ等し
い。位相進み回路の影響のもとでは利用は周波数Ｆ。か
ら周波数Ｆ。′まで僅かに増加し、それ以上では利得は
−６ｄｌ／オクターブの傾斜を有する漸近線２０に接近
して再び減少し、選択された最大周波数Ｆｔ＋で利得は
１（Ｏｄｅ）より大きいか等しくなる。

増幅器の動作周波数範囲のより低い部分では２つの段は
周波数Ｆ１まではほぼ等しい利（）因子（Ｇ。

〜Ｇ２）を有し、それ以上では入力段の利得が前記共振
回路の結果としてどんどん増加しはじめる（ハツチをほ
どこした領域）。曲線１の漸近線１０は曲線２の漸近線
２０よりより急峻な傾斜を有するから、Ｆ、よりより低
いか適当により高いクロス・オーバ周波数がある。

以下、上述の周波数応答曲線を得るには回路媒介変数が
いかに適切に選択されるかを説明しよう。

この目的で例証のため１例としてＦＩＩ＝４０ＭＨ２お
よびＦ、さＩ　ＧＨｚの、前記周波数帯域で動作するテ
レビジョン受信機に使用して適切な周波数分割器用入力
増幅器をとる。

出順人によれば、入力段のみの応答曲線Ｇ＋（ｓ＞は、
すなわち出力段に結合されていない時は、次の方程式で
近似される： ココテに＝４．　Ｖｒ−２６ｍＶ ＣＢＣとＣＢＢはトランジスタＴ３とＴ、のベース・コ
レクタおよびベース・エミッタ容量でＲ６はこれらトラ
ンジスタの真性ベース抵抗である。

関係Ｔ、＞　Ｔ２は常に妥当である。関係Ｔ２〉Ｔ３も
集積化トランジスタではＣＢＥ〜２Ｃａｃであり項ｔ □　がＲｂ　＋４Ｌ　に比し小さい（１＋　〜１ｍＡ＞
から満足され、それで： ｐ、　＜Ｆ２　＜Ｆ３ 第２図の曲線ｌはそれ故入力段の回路配列の特徴である
。

非常に高い周波数でのトランジスタの設計に関するより
詳細な情報はＰ、Ｒ，ＧｒａｙとＲｌＧ、　Ｍｅｙｅｒ
になる著書“Ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　Ｄｅｓｉｇｎ
　ｏｆ　ＡｎａｌｏｇＩｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃ１ｒｃ
ｕｉｔｓＩｌ（Ｊｏｈｎ　１ｌｌｉｌｅｙ　ａｎｄ　５
ｏｎｓ　ｌｌ５Ａ−１９７７発行）を参照されたい。

５Ｇｌｌｚ程度の本来備わっているカット・オフ周波数
ｆ、を有するトランジスタではＲ，＝１００Ω、ｌｌ−
１ｍＡ従ってＧ＋＝４の時数の値が得られる二Ｆ、＝　
３００　ＭＨｚ、　ｐ２＝　５４０　ＭＨｚ、　Ｆ３＝
　９００　ＭｌｌｚｏＧ、として大きな値を選択せんと
する時は、結果的にＦ３の値が減少するのは注目される
。適正な結果を得るには種々の媒介変数はＦ。ができる
だけ高くなければならない（２つの段が結合される時）
。

入力段が出力段に結合されると、Ｔ、、　Ｔ２とＴ３の
値はわずかに変化しそして曲線Ｇ　（ｓ）はＦ３より高
い周波数で一１８ｄＢ／オクターブの傾斜を有する漸近
線に接近する。上述の例では入力段が１の利得を有する
周波数Ｆ、は１Ｇｌｌｚより稍高い。Ｆ、近傍で付加的
な減衰が生じるのはまた注目すべきで、それはカット・
オフ周波数１．が回路にあるトランジスタの配置により
削減されるからである。

中央部分と動作周波数帯域以下ではトランジスタＴ、と
Ｔ、のフィードバックは作用せず利得は値Ｇｌであり、
それは通常の差動段と同じ方法で計算される。

Ｖ。

第１の段の出力からみた第２の段のインピーダンスは第
４図に略図的に示される。それはトランジスタＴ６のベ
ース・エミッタ間抵抗ＲＢＥ６　と抵抗Ｒ８の抵抗部分
と直列なＴ６の真性ベース抵抗Ｒｂ６およびＲＢＥ６を
またぐＴ６のベース・エミッタ間容量ＣＢＥ６と抵抗Ｒ
８をまたぐ値２Ｃ＋の容量とを具えている。

第２の段の応答曲線Ｇ　’　（Ｓ）は次の方程式で表さ
れるニ ア ここでＴ。＝２ＲｅＣ＋　、それで そしてＲ，＝Ｒ，なら 例えばＣ＋＝２．５　ｐＦ　　、　　Ｒａ＝　３６０Ω
、Ｒ８−８０ΩとすればＧ２＝４．５でＰａ　’　＝　
４００ＭＨｚ　０しかしながら、増幅器の設定が２つの
段が互いに結合される間に調整されさえすれば最適化さ
れ、出力段がそれ自身駆動されるべき回路に好適に接続
されるというのは注目されるべきことである。

実際上述のごとく出力段の入力インピーダンスは人ノｊ
段の高周波特性に著しく影響する。

増幅器のすべての調整を満足いくようにするにる最大周
波数が得られるまでＲ８＝Ｒ，とＣ１の値を変化させる
ことで、これは２つの段が互いに正確に整合されること
を意味する。

好適な実施態様では増幅器は直流利得を制限するためそ
の出力と入力間結合を導入する回路を具えている。

この目的でトランジスタＴ６のコレクタは２つの抵抗Ｒ
１１とＲ’＋２を具えた第２の分割ブリッジを介して接
地され、コンデンサＣ２は分割ブリッジの中央と接地間
抵抗Ｒ１□をまたいで接続される。分割ブリッジの中央
は入力抵抗Ｒ，４を介してトランジスタＴ１のベースに
接続される。同様にトランジスタＴ７のコレクタは２つ
の抵抗Ｒ２１とＲ２２を具えた第３の分割ブリッジを介
して接地され、コンデンサＣ３は第３の分割ブリッジの
中央と接地間抵抗１１２ａをまたいで接続される。分割
ブリッジの中央は入力抵抗Ｒ２４を介してトランジスタ
Ｔ２のベースに接続される。Ｒ１２，Ｒ２２，Ｃ２とＣ
３は増幅器の動作周波数帯域でＣ２−０３が短絡回路と
して動作するよう選択され、それでこれら周波数ではあ
たかもＲ１４とＲ２４がそれぞれのトランジスタＴ、と
Ｔ２のベースと接地間に配置されたように回路が動作す
る。かくてＲ，４とＲ２４は入力段の入力インピーダン
スを決定する。例えばＲ１１＝Ｒ２，＝５００　Ω。周
波数ＦＩＩ＝−一−−−−−−− ２πＲ１２Ｃ２２πＲ２゜Ｃ３ 以下では増幅器利得は Ｒ・・　　　　Ｒ２＋ １＋−−ｌ十− Ｒ・２Ｒ２゜ に等しい値Ｇ。（第５図参照）まで削減される。これは
信号の直流成分に関して得られる利得の値である。２よ
り小さな利得を得るにはＲ１１＜Ｒ１２が要求される。

実際直流電流の場合コンデン′ｖＣ２とＣ３はそれぞれ
抵抗Ｒ１４とＲ２４を介して充電される。

Ｒ１４をよぎる電位はｅＬ＋　Ｒ２４をよぎる電位はＣ
２とする。この結果等価回路線図は第３図に示されるよ
うになり、２つの入力ｅ１と０２および２つの出力ｓ１
と８２を具えた増幅器Ａが示され、抵抗Ｒ１２はｅｌと
接地間に抵抗Ｒ２２はＣ２と接地間に、抵抗Ｒ１＋　は
と０１間に抵抗Ｒ２１はｓ２と０２間に配置される。

各分岐における電流の平衡条件は上述の利得値を生じる
。

例えばＲ１１＝Ｒ２１−５，４にΩ、Ｒ，□−Ｒ２２＝
　７．４にΩ、Ｃ２＝Ｃ３＝　１ｐＦではＦ、　＝　４
２　Ｎ１ｆｌｚ　、増幅器の全判ｔ’４Ｇ＝Ｇ、・Ｇ２
ユ１８ではＧ。−１４７３、ただし上述の値はそのまま
で。

出力段は正弦波信号をクリップすることで信号成形機能
をなしとげることができる（飽和モードにおける動作）
。これを達成するため、出力段供給電圧は、与えられた
利得Ｇに対して４増幅器の動作条件下で予想される最も
低いレベルの入力信号Ｂ、、ＩＩ！２がクリップされる
ような方法で、例えば抵抗Ｒ５の値を選択することによ
り選択されるべきである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に関わる増幅器の回路線図を示し、 第２図は増幅器の動作周波数帯域における２つの段の各
々の応答曲線を示し、 第３図は信号の直流成分の利得を制限するループの等価
回路線図を示し、 第４図は出力段の入力インピーダンスの等価回路線図を
示し、 第５図は増幅器の応答曲線を示す。 Ｔｌｌ　Ｔ２＋　Ｔ３’＋　Ｔ４１　Ｔ６．　Ｔｑ・・
・それぞれ第１．第２゜第３．第４．第５．第６のトラ
ンジスタＴ、、　Ｔ、、　Ｔ９．　Ｔ、。＋　Ｔｌｌ＋
　ＴＩ２＋　Ｔｌ４・・・各トランジスタＲ，，Ｒ１１
Ｒ１１Ｒ，・・・それぞれ第１．第２．　第３゜第４の
バイアス抵抗 Ｒ８とＲ９＋　Ｒ１１とＲＩ２＋　Ｒ２１とＲ２２・・
・それぞれ第１゜第２．第３　の抵抗分割ブリッジ Ｒ１４＋　Ｒ２４・・・それぞれ第１．第２の入力抵抗
Ｒ３，Ｒｓ、　Ｌｎ、　Ｒ２５，Ｒ２６”’各抵抗Ｃ，
，Ｃ２，Ｃ３・・それぞれ第１．第２．第３のコンデン
サ Ｂ、、　Ｅ２・・・増幅器入力 Ｓ、、　Ｓ２・・・増幅器出力 ■・・・制御電圧 １．２・・・入力差動段と出力差動段 特許出願人　　エヌ・べ−・フィリップス・フルーイラ
ンペンファブリケン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、互いに結合されているそれらのエミッタが第１の電
   流源に接続され、それらのベースが入力信号を受取り、
   それらのコレクタがそれぞれ第３と第４のトランジスタ
   に接続される第１と第２のトランジスタを具え、第３と
   第４のトランジスタのコレクタはそれぞれ第１のバイア
   ス抵抗と第２のバイアス抵抗によって供給電圧源に各々
   接続され、第３と第４のトランジスタのベースがそれぞ
   れ第４と第３のトランジスタのコレクタに接続される少
   なくとも１つの差動段を具えた高周波増幅器において、 前記差動段が差動入力段を構成し、第３の トランジスタ（Ｔ＿３）と第４のトランジスタ（Ｔ＿４
   ）のベースがそれぞれ第４のトランジスタ（Ｔ＿４）と
   第３のトランジスタ（Ｔ＿３）のコレクタに直接接続さ
   れ、それらのベースがそれぞれ第１のトランジスタ（Ｔ
   ＿１）と第２のトランジスタ（Ｔ＿２）のコレクタに接
   続され、それらのコレクタが第３のバイアス抵抗と第４
   のバイアス抵抗 （Ｒ＿６、Ｒ＿７）によって前記供給電圧源に各々接続
   され、それらのエミッタが中央が第２の電流源（Ｒ＿１
   ＿０、Ｔ＿８）に接続される第１の抵抗分割ブリッジと
   並列な第１のコンデンサ（Ｃ＿１）によって互いに接続
   される第５のトランジスタ（Ｔ＿６）と第６のトランジ
   スタ（Ｔ＿７）を具えた出力段を具え、第１の抵抗分割
   ブリッジの要素（Ｒ＿８、Ｒ＿９）と第１のコンデンサ
   （Ｃ＿１）とバイアス抵抗が動作周波数範囲で１より大
   きな利得を全体にわたってその増幅器が有するように選
   択されることを特徴とする高周波増幅器。 ２、最低動作周波数で与えられた名目上の値より大きな
   利得を増幅器がまた有するよう前記選択がなされること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の高周波増幅
   器。 ３、前記第５のトランジスタ（Ｔ＿６）と第６のトラン
   ジスタ（Ｔ＿７）のコレクタが各々エミッタホロアとし
   て配置された出力トランジスタ（Ｔ＿９、Ｔ＿１＿０）
   のベースに接続されることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項または第２項に記載の高周波増幅器。 ４、入力信号（Ｅ＿１、Ｅ＿２）の直流成分の利得を制
   限するため、前記増幅器が第２の抵抗分割ブリッジ（Ｒ
   ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）と第３の抵抗分割ブリッジ（Ｒ
   ＿２＿１、Ｒ＿２＿２）とを具え、前記第２の抵抗分割
   ブリッジは第５のトランジスタ（Ｔ＿６）のコレクタと
   接地間に配置され第２のコンデンサ（Ｃ＿２）の手段で
   デカップルされるその中央が第１の入力抵抗（Ｒ＿１＿
   ４）を介して第１のトランジスタ（Ｔ＿１）のベースに
   接続され、前記第３の抵抗分割ブリッジは第６のトラン
   ジスタ（Ｔ＿７）のコレクタと接地間に配置され第３の
   コンデンサ （Ｃ＿３）の手段でデカップルされるその中央が第２の
   入力抵抗（Ｒ＿２＿４）を介して第２のトランジスタ（
   Ｔ＿２）のベースに接続されることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項から第３項いずれかに記載の高周波増幅
   器。 ５、名目上の最低レベルより高いレベルの入力信号では
   正弦波入力信号がクリップされた出力信号を生じるよう
   な方法で出力段が飽和モードで動作するような利得を有
   することを特徴とする特許請求の範囲第１項から第４項
   いずれかに記載の高周波増幅器。