JP2504967B2 - インバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タ装置Info
- Publication number
- JP2504967B2 JP2504967B2 JP61255027A JP25502786A JP2504967B2 JP 2504967 B2 JP2504967 B2 JP 2504967B2 JP 61255027 A JP61255027 A JP 61255027A JP 25502786 A JP25502786 A JP 25502786A JP 2504967 B2 JP2504967 B2 JP 2504967B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- transistor
- current
- voltage
- timer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、調光機能を有する放電灯点灯装置等に用い
られるインバータ装置に関するものである。
られるインバータ装置に関するものである。
（背景技術） 第３図は従来のインバータ装置の回路図である。直流
電源Ｅの両端には、主スイッチング素子たるトランジス
タQ1,Q2が直列接続され、各トランジスタQ1,Q2にはそれ
ぞれダイオードD1,D2が逆並列接続されている。トラン
ジスタQ1の両端には、直流成分をカットするための結合
コンデンサC0と、負荷電流を帰還するための電流トラン
ジスタT1とを介して、負荷回路Ｚが接続されている。負
荷回路Ｚは、インダクタL1、コンデンサC1及び放電灯ｌ
よりなるLC共振回路にて構成されており、負荷電流は振
動電流となる。この振動電流は電流トランスT1の１次巻
線n1を介して流れる。したがって、電流トランスT1の２
次巻線n2,n3には、負荷回路Ｚに流れる振動電流に応じ
て極性の変化する電圧が誘起され、この誘起電圧をトラ
ンジスタQ1,Q2のベースに印加して、トランジスタQ1,Q2
を交互にスイッチングさせる。なお、抵抗R1〜R3はトラ
ンジスタQ1,Q2のベース抵抗である。
電源Ｅの両端には、主スイッチング素子たるトランジス
タQ1,Q2が直列接続され、各トランジスタQ1,Q2にはそれ
ぞれダイオードD1,D2が逆並列接続されている。トラン
ジスタQ1の両端には、直流成分をカットするための結合
コンデンサC0と、負荷電流を帰還するための電流トラン
ジスタT1とを介して、負荷回路Ｚが接続されている。負
荷回路Ｚは、インダクタL1、コンデンサC1及び放電灯ｌ
よりなるLC共振回路にて構成されており、負荷電流は振
動電流となる。この振動電流は電流トランスT1の１次巻
線n1を介して流れる。したがって、電流トランスT1の２
次巻線n2,n3には、負荷回路Ｚに流れる振動電流に応じ
て極性の変化する電圧が誘起され、この誘起電圧をトラ
ンジスタQ1,Q2のベースに印加して、トランジスタQ1,Q2
を交互にスイッチングさせる。なお、抵抗R1〜R3はトラ
ンジスタQ1,Q2のベース抵抗である。
このインバータ装置は、直流電圧Ｅが印加されたとき
に上述の自励発振動作を開始するための起動回路STを備
えている。この起動回路STは電源投入によりコンデンサ
C2が抵抗R5を介して充電され、その充電電圧が２端子サ
イリスタQ4のブレークオーバ電圧に達すると２端子サイ
リスタQ4がオンし、トランジスタQ2のベースに２端子サ
イリスタQ4を通じてベース電流を流してトランジスタQ2
を最初にオン動作させ、インバータ装置を起動するもの
である。
に上述の自励発振動作を開始するための起動回路STを備
えている。この起動回路STは電源投入によりコンデンサ
C2が抵抗R5を介して充電され、その充電電圧が２端子サ
イリスタQ4のブレークオーバ電圧に達すると２端子サイ
リスタQ4がオンし、トランジスタQ2のベースに２端子サ
イリスタQ4を通じてベース電流を流してトランジスタQ2
を最初にオン動作させ、インバータ装置を起動するもの
である。
さらに、主トランジスタQ2のベース・エミッタ間に
は、副スイッチング素子たるトランジスタQ3が接続さ
れ、このトランジスタQ3のベースには、負荷電流路を１
次側として２次側に負荷電流に比例した出力を発生する
電流トランスT2の２次側を、ダイオードD3と調光用スイ
ッチSW1及び抵抗R9を介して接続し、この調光用スイッ
チSW1をオフ又はオンさせることにより、全点灯状態と
調光状態とを切り換えることができるようになってい
る。なお、第３図において、抵抗R9やダイオードD3は、
トランジスタQ3のベース電流が所定値に設定され、トラ
ンジスタQ3のベース・エミッタ間の耐圧に問題がなけれ
ば無くても良いものである。
は、副スイッチング素子たるトランジスタQ3が接続さ
れ、このトランジスタQ3のベースには、負荷電流路を１
次側として２次側に負荷電流に比例した出力を発生する
電流トランスT2の２次側を、ダイオードD3と調光用スイ
ッチSW1及び抵抗R9を介して接続し、この調光用スイッ
チSW1をオフ又はオンさせることにより、全点灯状態と
調光状態とを切り換えることができるようになってい
る。なお、第３図において、抵抗R9やダイオードD3は、
トランジスタQ3のベース電流が所定値に設定され、トラ
ンジスタQ3のベース・エミッタ間の耐圧に問題がなけれ
ば無くても良いものである。
第４図（ａ）は調光用スイッチSW1をオフした全点灯
時における各部の動作波形を示し、同図（ｂ）は調光用
スイッチSW1をオンした調光点灯時における各部の動作
波形を示す。また、第４図（ａ）（ｂ）の波形図におい
て、（イ）はインダクタL1に流れる負荷電流iLを示し、
図中IQ1,IQ2はトランジスタQ1,Q2に流れるコレクタ電
流、ID1,ID2はダイオードD1,D2に流れる電流を示す。
（ロ）はトランジスタQ2に流れるコレクタ電流IQ2、
（ハ）はトランジスタQ2のベース電流IB2、（ニ）は電
流トランスT1の２次巻線n3の誘起電圧Vn3、（ホ）はト
ランジスタQ2のベース・エミッタ間電圧VBE2、（ヘ）は
トランジスタQ3のコレクタ・エミッタ間電圧VCE3、
（ト）はトランジスタQ3のコレクタ電流IQ3、（チ）は
トランジスタQ3のベース電流IB3を示す。
時における各部の動作波形を示し、同図（ｂ）は調光用
スイッチSW1をオンした調光点灯時における各部の動作
波形を示す。また、第４図（ａ）（ｂ）の波形図におい
て、（イ）はインダクタL1に流れる負荷電流iLを示し、
図中IQ1,IQ2はトランジスタQ1,Q2に流れるコレクタ電
流、ID1,ID2はダイオードD1,D2に流れる電流を示す。
（ロ）はトランジスタQ2に流れるコレクタ電流IQ2、
（ハ）はトランジスタQ2のベース電流IB2、（ニ）は電
流トランスT1の２次巻線n3の誘起電圧Vn3、（ホ）はト
ランジスタQ2のベース・エミッタ間電圧VBE2、（ヘ）は
トランジスタQ3のコレクタ・エミッタ間電圧VCE3、
（ト）はトランジスタQ3のコレクタ電流IQ3、（チ）は
トランジスタQ3のベース電流IB3を示す。
調光用スイッチSW1がオフした第４図（ａ）の場合、
トランジスタQ1,Q2は電流トランスT1によって帰還され
た電流にて交互にオン・オフし、インバータ装置の出力
がコンデンサC0を介して放電灯ｌとその並列コンデンサ
C1及び直列インダクタL1からなる共振回路に印加され、
放電灯ｌに所定の負荷電流が供給されて、全点灯状態と
なる。
トランジスタQ1,Q2は電流トランスT1によって帰還され
た電流にて交互にオン・オフし、インバータ装置の出力
がコンデンサC0を介して放電灯ｌとその並列コンデンサ
C1及び直列インダクタL1からなる共振回路に印加され、
放電灯ｌに所定の負荷電流が供給されて、全点灯状態と
なる。
次に、調光用スイッチSW1がオンされたときには、第
４図（ｂ）に示すように、トランジスタQ2がオン期間の
開始時点から一定時間遅延した所定時間後よりオン期間
の終了時点までの間（図中t2〜t3の期間）において、電
流トランスT2からダイオードD3を介してトランジスタQ3
にベース電流が供給されて、トランジスタQ3がオンす
る。このため、それまでトランジスタQ2のベースに流れ
ていたベース電流IB2がカットされ、同時にトランジス
タQ2のベース・エミッタ間の浮遊容量に蓄えられていた
電荷がトランジスタQ3に流れるので、トランジスタQ2は
急速にオフする。したがって、調光用スイッチSW1をオ
ンすることによって、トランジスタQ2のオン期間が短く
なり、放電灯ｌに流れる電流は小さくなって、放電灯ｌ
は調光点灯状態となる。
４図（ｂ）に示すように、トランジスタQ2がオン期間の
開始時点から一定時間遅延した所定時間後よりオン期間
の終了時点までの間（図中t2〜t3の期間）において、電
流トランスT2からダイオードD3を介してトランジスタQ3
にベース電流が供給されて、トランジスタQ3がオンす
る。このため、それまでトランジスタQ2のベースに流れ
ていたベース電流IB2がカットされ、同時にトランジス
タQ2のベース・エミッタ間の浮遊容量に蓄えられていた
電荷がトランジスタQ3に流れるので、トランジスタQ2は
急速にオフする。したがって、調光用スイッチSW1をオ
ンすることによって、トランジスタQ2のオン期間が短く
なり、放電灯ｌに流れる電流は小さくなって、放電灯ｌ
は調光点灯状態となる。
この回路の場合、スイッチング周波数は余り変化せ
ず、また、負荷休止区間を生じさせることなく調光する
ことができるが、調光の度合は電流トランスT2の１次側
に流れる電流波形と放電灯ｌに流れる電流波形との位相
のずれ（時間的に言うと遅れ）を利用しているため、調
光の度合がほぼ定まってしまうという問題点があり、連
続調光には適さない。
ず、また、負荷休止区間を生じさせることなく調光する
ことができるが、調光の度合は電流トランスT2の１次側
に流れる電流波形と放電灯ｌに流れる電流波形との位相
のずれ（時間的に言うと遅れ）を利用しているため、調
光の度合がほぼ定まってしまうという問題点があり、連
続調光には適さない。
また、他の方法として、第５図に示すような回路が考
えられる。この回路においては、ダイオードD2に流れる
電流を電流トランスT2で検出して、単安定マルチバイブ
レータMV1,MV2を動作させることにより、主トランジス
タQ2がオンしてから所定時間後にトランジスタQ3をオン
させることにより、主トランジスタQ2を強制的にオフさ
せるものである。単安定マルチバイブレータMV1は主ト
ランジスタQ2がオンしてから強制的にオフされるまでの
時間τ１を設定し、単安定マルチバイブレータMV2はト
ランジスタQ3のオン信号の幅τ２を設定する。このτ２
はトランジスタQ3がオンしてから主トランジスタQ2が完
全にオフするまでの時間よりも長ければ良い。この方法
は、負荷回路Ｚの固有振動周波数よりもスイッチング周
波数が高い場合に限る。その理由は、主トランジスタQ2
とダイオードD2とをまとめて１つの双方向性スイッチと
して考えた場合、ダイオードD2に電流が流れてからトラ
ンジスタQ2に電流が流れるため、ダイオードD2の電流を
検出しても主トランジスタQ2を制御できるからである。
また、ダイオードD2の電流を検出するのではなく、主ト
ランジスタQ2に流れる電流を検出すれば、スイッチング
周波数と負荷回路の固有振動周波数との関係は制限され
ない。
えられる。この回路においては、ダイオードD2に流れる
電流を電流トランスT2で検出して、単安定マルチバイブ
レータMV1,MV2を動作させることにより、主トランジス
タQ2がオンしてから所定時間後にトランジスタQ3をオン
させることにより、主トランジスタQ2を強制的にオフさ
せるものである。単安定マルチバイブレータMV1は主ト
ランジスタQ2がオンしてから強制的にオフされるまでの
時間τ１を設定し、単安定マルチバイブレータMV2はト
ランジスタQ3のオン信号の幅τ２を設定する。このτ２
はトランジスタQ3がオンしてから主トランジスタQ2が完
全にオフするまでの時間よりも長ければ良い。この方法
は、負荷回路Ｚの固有振動周波数よりもスイッチング周
波数が高い場合に限る。その理由は、主トランジスタQ2
とダイオードD2とをまとめて１つの双方向性スイッチと
して考えた場合、ダイオードD2に電流が流れてからトラ
ンジスタQ2に電流が流れるため、ダイオードD2の電流を
検出しても主トランジスタQ2を制御できるからである。
また、ダイオードD2の電流を検出するのではなく、主ト
ランジスタQ2に流れる電流を検出すれば、スイッチング
周波数と負荷回路の固有振動周波数との関係は制限され
ない。
しかしながら、上記のような回路の場合、電流を検出
するために電流トランスT2が必要となり、寸法が大きく
なりコストも高くなるという問題がある。また、主トラ
ンジスタQ2に流れる電流を電流検出抵抗で検出した場合
には、電流が小さければ検出が難しくなるし、電流が大
きいと電流検出抵抗における電力損失が大きくなるなど
の問題があった。
するために電流トランスT2が必要となり、寸法が大きく
なりコストも高くなるという問題がある。また、主トラ
ンジスタQ2に流れる電流を電流検出抵抗で検出した場合
には、電流が小さければ検出が難しくなるし、電流が大
きいと電流検出抵抗における電力損失が大きくなるなど
の問題があった。
（発明の目的） 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、非常に簡単な構成で負荷
への出力電流を任意に設定することができるインバータ
装置を提供するにある。
り、その目的とするところは、非常に簡単な構成で負荷
への出力電流を任意に設定することができるインバータ
装置を提供するにある。
（発明の開示） 本発明に係るインバータ装置を、第１図に示す実施例
について説明すると、直流電源Ｅと、この直流電源Ｅの
両端に直列接続された一対のトランジスタQ1,Q2と、こ
のトランジスタQ1,Q2の少なくとも一方にコンデンサC0
を介して並列接続され、インダクタL1及び放電灯ｌの直
列回路を含む負荷回路Ｚと、この負荷回路Ｚに流れる振
動電流をトランジスタQ1,Q2の制御端に帰還し、上記振
動電流で決まる所定周期で上記一対のトランジスタQ1,Q
2を交互にオン・オフ制御する電流トランスT1のような
帰還手段と、片方のトランジスタQ2の両端電圧を検出す
る電圧検出手段（抵抗R6,R7）と、この電圧検出手段に
より検出される電圧の低下によりタイマー動作を開始
し、任意に設定された所定時間の経過後にタイマー動作
を終了するタイマー回路TM1と、このタイマー回路TM1の
タイマー動作が終了したときに上記片方のトランジスタ
Q2をオフさせる回路とを具備して成るものである。
について説明すると、直流電源Ｅと、この直流電源Ｅの
両端に直列接続された一対のトランジスタQ1,Q2と、こ
のトランジスタQ1,Q2の少なくとも一方にコンデンサC0
を介して並列接続され、インダクタL1及び放電灯ｌの直
列回路を含む負荷回路Ｚと、この負荷回路Ｚに流れる振
動電流をトランジスタQ1,Q2の制御端に帰還し、上記振
動電流で決まる所定周期で上記一対のトランジスタQ1,Q
2を交互にオン・オフ制御する電流トランスT1のような
帰還手段と、片方のトランジスタQ2の両端電圧を検出す
る電圧検出手段（抵抗R6,R7）と、この電圧検出手段に
より検出される電圧の低下によりタイマー動作を開始
し、任意に設定された所定時間の経過後にタイマー動作
を終了するタイマー回路TM1と、このタイマー回路TM1の
タイマー動作が終了したときに上記片方のトランジスタ
Q2をオフさせる回路とを具備して成るものである。
すなわち、本発明は主トランジスタQ2がスイッチング
するときのコレクタ・エミッタ間電圧VCEの変化に着目
し、電圧VCEを検出することで主トランジスタQ2のオン
を検知し、一定期間後に、主トランジスタQ2を強制的に
オフさせて、出力電流を制御するようにしたものであ
る。
するときのコレクタ・エミッタ間電圧VCEの変化に着目
し、電圧VCEを検出することで主トランジスタQ2のオン
を検知し、一定期間後に、主トランジスタQ2を強制的に
オフさせて、出力電流を制御するようにしたものであ
る。
以下、本発明の実施例について説明する。
第１図は本発明の一実施例に係るインバータ装置の回
路図である。インバータ装置の基本構成については従来
例と同じであるので、同一の機能を有する部分には同一
の符号を付して重複する説明は省略する。本実施例にあ
っては、主トランジスタQ2の両端に、電圧検出用の抵抗
R6,R7の直列回路を並列接続し、主トランジスタQ2のコ
レクタ・エミッタ間電圧VCEを分圧した検出電圧（図中
Ａ点の電圧）を得ている。この検出電圧は、タイマー回
路TM1におけるシュミットバッファSBとNOT回路N1、コン
デンサC3と抵抗R8よりなる微分回路、及び、NOT回路N2
を含むゲートパルス回路に入力され、検出電圧の立ち下
がり時点（主トランジスタQ2のオン時点）においてトリ
ガ信号（図中Ｂ点の信号）が作成される。このトリガ信
号は汎用タイマーICtm（例えばμPD5555）のトリガ入力
（２番ピン）に入力される。汎用タイマーICtmの出力
（３番ピン）は、トリガ時点から抵抗R9とコンデンサC4
の時定数で決まる所定の時間は“High"レベルとなる。
この時間により主トランジスタQ2のオン区間τ１が決定
される。
路図である。インバータ装置の基本構成については従来
例と同じであるので、同一の機能を有する部分には同一
の符号を付して重複する説明は省略する。本実施例にあ
っては、主トランジスタQ2の両端に、電圧検出用の抵抗
R6,R7の直列回路を並列接続し、主トランジスタQ2のコ
レクタ・エミッタ間電圧VCEを分圧した検出電圧（図中
Ａ点の電圧）を得ている。この検出電圧は、タイマー回
路TM1におけるシュミットバッファSBとNOT回路N1、コン
デンサC3と抵抗R8よりなる微分回路、及び、NOT回路N2
を含むゲートパルス回路に入力され、検出電圧の立ち下
がり時点（主トランジスタQ2のオン時点）においてトリ
ガ信号（図中Ｂ点の信号）が作成される。このトリガ信
号は汎用タイマーICtm（例えばμPD5555）のトリガ入力
（２番ピン）に入力される。汎用タイマーICtmの出力
（３番ピン）は、トリガ時点から抵抗R9とコンデンサC4
の時定数で決まる所定の時間は“High"レベルとなる。
この時間により主トランジスタQ2のオン区間τ１が決定
される。
タイマー回路TM2は、タイマー回路TM1の出力（３番ピ
ン）の立ち下がり時点から所定幅の信号を発生するため
のゲートパルス回路であり、NOT回路N3と、コンデンサC
6,抵抗R10よりなる微分回路と、NOT回路N4,N5とを含
む。タイマー回路TM2の出力信号が副スイッチング素子
たるトランジスタQ3を直接オン・オフさせている。この
トランジスタQ3のオン信号の幅τ２は、第５図回路につ
いて述べたように、トランジスタQ3がオンしてから主ト
ランジスタQ2がオフするまでの時間よりも長ければ良
い。
ン）の立ち下がり時点から所定幅の信号を発生するため
のゲートパルス回路であり、NOT回路N3と、コンデンサC
6,抵抗R10よりなる微分回路と、NOT回路N4,N5とを含
む。タイマー回路TM2の出力信号が副スイッチング素子
たるトランジスタQ3を直接オン・オフさせている。この
トランジスタQ3のオン信号の幅τ２は、第５図回路につ
いて述べたように、トランジスタQ3がオンしてから主ト
ランジスタQ2がオフするまでの時間よりも長ければ良
い。
本実施例の動作波形図を第２図に示す。ここで、説明
の都合上、スイッチング周波数は負荷回路Ｚの固有振動
周波数よりも高いと仮定する。第２図（イ）は主トラン
ジスタQ2のコレクタ・エミッタ間電圧VCE、同図（ロ）
はインダクタL1に流れる負荷電流iLを示し、図中IQ1,I
Q2はトランジスタQ1,Q2に流れるコレクタ電流、ID1,ID2
はダイオードD1,D2に流れる電流を示している。また、
第２図（ハ）〜（ヘ）は図中Ａ点〜Ｄ点の波形図をそれ
ぞれ示している。
の都合上、スイッチング周波数は負荷回路Ｚの固有振動
周波数よりも高いと仮定する。第２図（イ）は主トラン
ジスタQ2のコレクタ・エミッタ間電圧VCE、同図（ロ）
はインダクタL1に流れる負荷電流iLを示し、図中IQ1,I
Q2はトランジスタQ1,Q2に流れるコレクタ電流、ID1,ID2
はダイオードD1,D2に流れる電流を示している。また、
第２図（ハ）〜（ヘ）は図中Ａ点〜Ｄ点の波形図をそれ
ぞれ示している。
上述のように、トランジスタQ2のコレクタ・エミッタ
間電圧VCEを抵抗R6,R7の直列回路で分圧することにより
検出し、第２図（ハ）に示すような検出電圧を得る。こ
の検出電圧はタイマー回路TM1に入力される。タイマー
回路TM1におけるゲートパルス回路は、汎用タイマーICt
mを動作させるためのトリガ信号（第２図（ニ）参照）
を作成する。このトリガ信号の持続時間τ０は抵抗R8と
コンデンサC3の時定数で決まり、非常に短い時間（例え
ば１μsec以下ぐらい）が好ましい。タイマー回路TM1に
おける汎用タイマーICtmは、主トランジスタQ2のオン期
間τ１を決めるための回路である。このオン期間τ１は
汎用タイマーICtmに接続された抵抗R9とコンデンサC4の
時定数によってほぼ決まり、抵抗R9の値を変化させるこ
とにより連続調光ができる。汎用タイマーICtmの出力
（３番ピン）に得られる信号（第２図（ホ）参照）は、
タイマー回路TM2に入力され、副トランジスタQ3に時間
幅τ２のオン信号（第２図（ヘ）参照）を与える。副ト
ランジスタQ3がオンすることにより、主トランジスタQ2
が強制的にオフされると、第２図（ロ）に示すようにI
Q2からID1に電流が移り、この動作が繰り返される。な
お、本実施例におけるインバータ装置の自励発振動作の
原理や調光の原理等については従来例と同じであるの
で、重複する説明は省略する。
間電圧VCEを抵抗R6,R7の直列回路で分圧することにより
検出し、第２図（ハ）に示すような検出電圧を得る。こ
の検出電圧はタイマー回路TM1に入力される。タイマー
回路TM1におけるゲートパルス回路は、汎用タイマーICt
mを動作させるためのトリガ信号（第２図（ニ）参照）
を作成する。このトリガ信号の持続時間τ０は抵抗R8と
コンデンサC3の時定数で決まり、非常に短い時間（例え
ば１μsec以下ぐらい）が好ましい。タイマー回路TM1に
おける汎用タイマーICtmは、主トランジスタQ2のオン期
間τ１を決めるための回路である。このオン期間τ１は
汎用タイマーICtmに接続された抵抗R9とコンデンサC4の
時定数によってほぼ決まり、抵抗R9の値を変化させるこ
とにより連続調光ができる。汎用タイマーICtmの出力
（３番ピン）に得られる信号（第２図（ホ）参照）は、
タイマー回路TM2に入力され、副トランジスタQ3に時間
幅τ２のオン信号（第２図（ヘ）参照）を与える。副ト
ランジスタQ3がオンすることにより、主トランジスタQ2
が強制的にオフされると、第２図（ロ）に示すようにI
Q2からID1に電流が移り、この動作が繰り返される。な
お、本実施例におけるインバータ装置の自励発振動作の
原理や調光の原理等については従来例と同じであるの
で、重複する説明は省略する。
以上のように本実施例においては、トランジスタQ2の
コレクタ・エミッタ間電圧VCEが矩形波であることを利
用し、非常に簡単な検出回路でトランジスタQ2のオン時
点を検出でき、また、タイマー回路TM1によりトランジ
スタQ2のオン期間τ１を調整して任意に出力電流を設定
することができるものである。
コレクタ・エミッタ間電圧VCEが矩形波であることを利
用し、非常に簡単な検出回路でトランジスタQ2のオン時
点を検出でき、また、タイマー回路TM1によりトランジ
スタQ2のオン期間τ１を調整して任意に出力電流を設定
することができるものである。
なお、実施例では、トランジスタQ2のオン期間を設定
するのに汎用タイマーIC（例えばμPD5555）を用いた
が、汎用タイマーICに代えて、単なるＣ・Ｒの時定数回
路を用いても良いし、カウンターを用いても良い。
するのに汎用タイマーIC（例えばμPD5555）を用いた
が、汎用タイマーICに代えて、単なるＣ・Ｒの時定数回
路を用いても良いし、カウンターを用いても良い。
また、実施例においては、主トランジスタQ2について
オン期間を制御する例を示したが、主トランジスタQ1に
ついても同様にオン期間制御回路を構成することは容易
である。
オン期間を制御する例を示したが、主トランジスタQ1に
ついても同様にオン期間制御回路を構成することは容易
である。
さらに、放電灯ｌに並列接続されたコンデンサC1はイ
ンダクタL1と共に共振回路を構成するために接続されて
いるが、インバータ装置における結合用のコンデンサC0
とインダクタL1とで共振回路を構成するように回路定数
を設定すれば、並列コンデンサC1は無くても良い。
ンダクタL1と共に共振回路を構成するために接続されて
いるが、インバータ装置における結合用のコンデンサC0
とインダクタL1とで共振回路を構成するように回路定数
を設定すれば、並列コンデンサC1は無くても良い。
なお、巻線n3は必ずしも必要なく、直接スイッチング
素子Q2の制御端にオン・オフ信号を印加してもよいこと
は言うまでもないことである。
素子Q2の制御端にオン・オフ信号を印加してもよいこと
は言うまでもないことである。
（発明の効果） 本発明によれば、片方のスイッチング素子の両端電圧
を検出する電圧検出手段を具備しているので、電流検出
用トランスや電流検出用抵抗を用いなくても、スイッチ
ング素子のオン時点を非常に簡単に、且つ、負荷電流の
大きさに影響されずに正確に検出することができ、ま
た、この電圧検出手段により検出される電圧の低下によ
りタイマー動作を開始し、任意に設定された所定時間の
経過後にタイマー動作を終了するタイマー回路を設け
て、このタイマー回路のタイマー動作が終了したときに
上記スイッチング素子をオフさせるようにしたので、タ
イマー回路のタイマー時間は負荷電流の大小には影響さ
れず、任意に設定することができ、したがって、負荷電
流を任意に設定することができるという効果がある。
を検出する電圧検出手段を具備しているので、電流検出
用トランスや電流検出用抵抗を用いなくても、スイッチ
ング素子のオン時点を非常に簡単に、且つ、負荷電流の
大きさに影響されずに正確に検出することができ、ま
た、この電圧検出手段により検出される電圧の低下によ
りタイマー動作を開始し、任意に設定された所定時間の
経過後にタイマー動作を終了するタイマー回路を設け
て、このタイマー回路のタイマー動作が終了したときに
上記スイッチング素子をオフさせるようにしたので、タ
イマー回路のタイマー時間は負荷電流の大小には影響さ
れず、任意に設定することができ、したがって、負荷電
流を任意に設定することができるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は同上の動
作説明図、第３図は従来例の回路図、第４図は同上の動
作説明図、第５図は他の従来例の回路図である。 Ｅは直流電源、Q1,Q2はトランジスタ、C0はコンデン
サ、L1はインダクタ、ｌは放電灯、Ｚは負荷回路、T1は
電流トランス、TM1はタイマー回路、Ｘは制御回路であ
る。
作説明図、第３図は従来例の回路図、第４図は同上の動
作説明図、第５図は他の従来例の回路図である。 Ｅは直流電源、Q1,Q2はトランジスタ、C0はコンデン
サ、L1はインダクタ、ｌは放電灯、Ｚは負荷回路、T1は
電流トランス、TM1はタイマー回路、Ｘは制御回路であ
る。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源と、この直流電源の両端に直列接
続された一対のスイッチング素子と、このスイッチング
素子の少なくとも一方にコンデンサを介して並列接続さ
れ、インダクタ及び負荷の直列回路を含む負荷回路と、
この負荷回路に流れる振動電流をスイッチング素子の制
御端に帰還し、上記振動電流で決まる所定周期で上記一
対のスイッチング素子を交互にオン・オフ制御する帰還
手段と、片方のスイッチング素子の両端電圧を検出する
電圧検出手段と、この電圧検出手段により検出される電
圧の低下によりタイマー動作を開始し、任意に設定され
た所定時間の経過後にタイマー動作を終了するタイマー
回路と、このタイマー回路のタイマー動作が終了したと
きに上記片方のスイッチング素子をオフさせる回路とを
具備して成ることを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61255027A JP2504967B2 (ja) | 1986-10-27 | 1986-10-27 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61255027A JP2504967B2 (ja) | 1986-10-27 | 1986-10-27 | インバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63110962A JPS63110962A (ja) | 1988-05-16 |
| JP2504967B2 true JP2504967B2 (ja) | 1996-06-05 |
Family
ID=17273165
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61255027A Expired - Fee Related JP2504967B2 (ja) | 1986-10-27 | 1986-10-27 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2504967B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0834690B2 (ja) * | 1988-08-26 | 1996-03-29 | 松下電工株式会社 | インバータ装置 |
| JP2562774Y2 (ja) * | 1989-09-26 | 1998-02-16 | 松下電工株式会社 | インバータ装置 |
| JPH08288080A (ja) * | 1995-04-17 | 1996-11-01 | Nakano Denki Seisakusho:Kk | 放電灯点灯装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8201631A (nl) * | 1982-04-20 | 1983-11-16 | Philips Nv | Gelijkstroom-wisselstroomomzetter voor het ontsteken en met wisselstroom voeden van een gas- en/of dampontladingslamp. |
-
1986
- 1986-10-27 JP JP61255027A patent/JP2504967B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63110962A (ja) | 1988-05-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4196469A (en) | DC-AC Converter including synchronized switching | |
| EP0102796A2 (en) | Induction heating apparatus utilizing output energy for powering switching operation | |
| JP2504967B2 (ja) | インバ−タ装置 | |
| JPS6120995B2 (ja) | ||
| JP2721527B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2831062B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2721521B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2746271B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH03207263A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2562818B2 (ja) | インバ−タ装置 | |
| JPH0124353B2 (ja) | ||
| JP2697815B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH06113562A (ja) | 電源装置 | |
| JP2721523B2 (ja) | インバータ回路 | |
| JPH0237278Y2 (ja) | ||
| JPH0713435Y2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPS623917Y2 (ja) | ||
| JPH0713431Y2 (ja) | 電源回路 | |
| JP3030239U (ja) | 電源周波数補正回路付位相制御装置と電源の周波 数検出器 | |
| JPH03230870A (ja) | コンデンサ型スポット溶接機 | |
| JPH078147B2 (ja) | インバータ回路 | |
| JPS6046796B2 (ja) | 高周波誘導加熱装置の発振制御装置 | |
| JPH02192696A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH03198667A (ja) | 負荷制御装置 | |
| JPH05190291A (ja) | 放電灯点灯装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |