JPS6046796B2 - 高周波誘導加熱装置の発振制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はワークコイル上に磁性材料よりなる鍋を載置
してこれを加熱することにより調理できるようにした高
周波加熱装置に関し、特にスイッチング素子のオン時点
を適切に制御することにより、この素子が損傷を受ける
のを回避しようとしたものである。

本発明の目的の理解を容易となす為に、第１図につい
て説明すると、１は商用交流電源のコンセントに差込ま
れる電源プラグであり、これに電源スイッチ２を通じて
一対のダイオード３ａ、３ｂと、一対のＳＣＲ（半導体
制御整流素子）４ａ、４ｂとがブリッジに接続されて構
成された整流回路５が接続され、その出力側に高周波信
号（例えば２０ＫＨｚ〜５０ＫＨｚ）を除去するフィル
タ６を通じてワークコイル７及びスイッチング素子８の
直列回路が接続され、スイッチング素子８と並列にダン
パーダイオード９及びコンデンサ１０が接続されている
。

このコンデンサ１０はワークコイル７のインダクタンス
と共に共振回路を構成する。尚スイッチング素子８はい
わゆるＧＣＳを使用することができ、フィルタ６として
はチョークコイル６ａとコンデンサ６ｂ、６ｃとをもつ
て構成することができる。 １１は低電圧の電源であり
、降圧用変圧器１２とその２次側に接続されたダイオー
ド１３とコンデンサ１４とから構成され、後述する各回
路の動作に適する電圧を得ている。

尚この電源１１よりダイオード１５を通じて上述したワ
ークコイル７に電流を供給できるようにしているが、こ
れは後述するところから明らかなように、加熱装置を動
作させる初期に於ける整流回路５のＳＣＲ４ａ、４ｂが
未だオフ状態に於て、電源１１より電流をワークコイル
７に供給してワークコイル７上の鍋即ち負荷の大きさが
加熱に適する大きさであるかどうかを検知する為のもの
である。 １６は発振器例えば無安定マルチバイブレー
タであつて、一対のトランジスタ１７ａ及び１７ｂより
構成されており、その出力がエミッタホロワに接続され
たトランジスタ１８及びプリドライブ用トランジスタ１
９を通じてドライブ回路２０に供給され、このドライブ
回路２０の出力がＧＣＳ８のゲートに供給され、よつて
ＧＣＳ８は発振器１６よりの信号によつてオンオフされ
る。

第２図Ａに示す信号Ｓａはトランジスタ１８のエミッタ
（以下Ａ点と云う）に得られる信号波形、同Ｂに示す信
号Ｓｂはプリドライブ用トランジスタ１９のコレクタ（
同Ｂ点）に得られる信号波形、同Ｃに示す信号Ｓｃはド
ライブ回路２０の出力端（同Ｃ点）の波形である。

尚発振器１６を構成する一方のトランジスタ１７ｂのベ
ースは抵抗器２１を介して出力調整用可変抵抗器２２の
可動端子に接続されており、電源１１よりの直流電圧が
分圧されてこのトランジスタ１７ｂのベースに供給され
るようになされている。

よつてこの可変抵抗器２２を調整することにより、無安
定マルチバイブレータ１６の発振周波数即ち発振信号の
周期を手動により変更することができ、このように発振
周期を変更することにより出力を変更することができる
ものである。又電源１１よりの直流電圧がいわゆるマグ
ネットスイッチ２３を通じ、更にアンド回路２４を通じ
て負荷検知用シユミツトトリガ回路２５に供給され、こ
の出力が更にトリガ信号発生回路２６に供給され、その
出力がＳＣＲ４ａ，４ｂのゲートに供給されるようにな
されている。よつてワークコイル７上に磁性材よりなる
鍋が載置されると、これによりマグネットスイッチ２３
がオンし、後述するようにアンド回路２４のもう一方の
端子に信号が供給されることによつてトリガ信号発生回
．路２６より出力が得られ、これによりＳＣＲ４ａ及び
４ｂが共にオンし、整流回路５により全波整流された出
力がワークコイル７に供給されるようになされている。
従つて電源スイッチ２をオンし、ワークコイル．゛７上
に鍋を載置することによつてワークコイル７に電流が供
給され、一方発振器１６が動作してＧＣＳ８が第２図Ｃ
に示す信号Ｓｃにて駆動され、これに応じてＧＣＳ８に
はアノード電流１Ａ（第２図Ｆの上半部の電流）が、又
ダンパーダイオード９にはダンパ電流１Ｄ（第２図Ｆの
下半部の電流）が夫々流れることにより、ワークコイル
７には第２図Ｇに示すような高周波信号Ｓｃが供給され
るようになり、これによつて鍋が加熱される。

又ＧＣＳ８のオフ後には、このＧＣＳ８のアノードＤ点
にはパルスＰ（第２図Ｄ参照）が生ずる。以上の説明は
従来周知である。ところで、発振器１６の発振周期は上
述したように、手動によリセットされた可変抵抗器２２
の可動子の位置により決まり、これに応じてＧＣＳ８が
オンオフされる。

第２図に於てはＧＣＳ８のオン時点は、信号Ｓｃの０レ
ベルからの立上り時点（ＴＯで示す）であるから、この
時点はパルスＰｌの後のいわゆるダンパ期間ＴＤ内にあ
り、即ちＤ点の電位が低い状態（この場合は負電圧）の
ときにＧＣＳ８がオンされるので、いわゆるスイッチン
グロスは少ない。しかし乍らパルスＰの巾Ｗｐは、ワー
クコイル７上に載置した負荷即ち鍋の材質により変化し
、発振器１６が第２図Ａにて示す状態に於て発振してい
るとき、鍋の材質の変化により、即ち負荷の実効インダ
クタンスの変化によりパルス巾Ｐの巾Ｗｐが大となつて
点線図示の状態となつたとすると、未だＤ点が高い電位
にあるときにＧＣＳ８がオンするようになるので、スイ
ッチングロスが大きくなり、即ち熱損失を発生して場合
によつては損傷を受けるおそれがある。

以上はＧＣＳ８のオン時点がパルスＰ内に時間的に位置
した場合であるが、このオン時点が第２図Ｆに示す期間
ＴＡ内に位置するような場合にあつても、この時点では
既にＤ点には高い電圧が生じている状態となつているの
で、上述と同様にスイッチングロスを生ずることになる
。本発明はこのような欠点を回避したもので、以下本発
明による装置を、引続き第１図を用いて説明すると、本
発明に於ては、ＧＣＳ８のオフ後のダンパ期間ＴＤを検
知する検出回路２７を設け、この検出回路２７よりの信
号にてＧＣＳ８をオンとなすように発振器１６を制御す
るようにしたものである。

即ち電源１１の出力側に抵抗器２８−２９−コンデンサ
３０よりなる直列回路と、抵抗器３１一３２よりなる直
列回路とを設け、トランジスタ３３のベースを抵抗器２
９とコンデンサ３０との接続点に、コレクタを抵抗器３
１と３２との接続点に、エミッタを接地点に夫々接続し
、抵抗器２８と２９との接続点をダイオード３４を通じ
てＧＣＳ８のアノードに、トランジスタ３３のコレクタ
（以下Ｅ点と云う）を抵抗器３５（又はダイオード）を
通じて発振器１６のトランジスタ１７ａのベースに夫々
接続することにより、検出回路２７を構成している。

この動作を説明すると、ワークコイル７上に鍋が載置さ
れて正常に動作しているものとする。

しかして今第２図Ｄに示すパルスＰがＤ点に生じた後は
いわゆるダンパー期間Ｔｃ．となり、この期間に於ては
ダイオード３４を通じて抵抗器２８及び２９の接続点が
接地又は接地より更に負電位に引かれる為にトランジス
タ３３がオフとなり、従つて第２図Ｅに示すようにＥ点
の電圧（信号ジとして示す）は高くなり、この信号ＳＥ
が抵抗器３５を通じて発振器１６のトランジスタ１７ａ
のベースに供給されるので、この信号ＳＥの前縁におい
て発振器１６は反転（トランジスタ１７ａがオン）する
。その後発振器１６に於て決まる時定数に基ずく期間Ｔ
ａの後、発振器１６は再び反転（トランジスタ１７ｂが
オン）し、よつてＡ点はほぼ接地電位となり、Ｃ点に第
２図Ｃに示す比較，的大きな負のパルスＰｃが生じてＧ
ＣＳ８がオフする。しかるときはこれに基ずいてＤ点に
パルスＰが生じ、その後再びダンパ期間Ｔ。に入る。以
上説明したように発振器１６はダンパ期間の信号Ｓ。の
前縁により反転され、その後、発振器１６のもつ時定数
によつて再ひ反転され、これに基ずいてパルスＰが生じ
、このパルスＰの後縁で発振器１６が再度反転されると
云うくり返しを行う。尚第２図においてはＢ点の電位（
第２図Ｂ）が立上つた時点より僅かに遅れてＣ点の電位
（第２図Ｃ）が大きく負方向に立下り、即ちパルスＰ。
が生ずるようになつているが、これはドライブ回路２０
内に有するドライブトランスのりーケージインダクタン
スによる為である。尚図面に示す実施例にあつては、電
源１１よりダイオード１５を通じて、先ずワークコイル
７に電流を供給し、その状態で負荷即ち鍋の大きさを検
知するようにしている。

即ち電源スイッチ２をオンしてもＳＣＲ４ａ，４ｂは未
だオフ状態にあり、このときは電源１１よりダイオード
１５を通じて低い電圧でワークコイル７に電流が供給さ
れる。しかして適当な大きさの負荷としての鍋が使用状
態であれば上述と同様にＥ点に信号ＳＥが得られる。

但し正常の動作状態に比してその出力電圧は小さい。よ
つてマグネットスイッチ２３がオンしており、且つこの
ような信号Ｓ。がアンド回路２５に供給されることによ
り、ＳＣＲ４ａ，４ｂは夫々オンされ、これによりワー
クコイル７には整流回路５より正常な電流が供給される
ようになる。尚第２図Ｄに示すように、Ｄ点の電位はパ
ルスＰの前縁に於ても一瞬負（パルスＰ″にて示す）に
なる。

この傾向は正常の動作時よりも、最初の電源１１よりの
電流によつて検知動作をしている期間の方が強い。この
ようにＤ点の電圧が負になると、パルスＰの後にあるダ
ンパ期間の負電圧と判別が出来なくなり、発振器１６に
対するトリガ（制御）が正常でなくなる。そこて第１図
の実施例にあつては、Ｂ点をコンデンサ３６−ダイオー
ド３７を通じてトランジスタ３３のベースに接続し、コ
ンデンサ３６とダイオード３７との接続点を抵抗器３８
を通じて接地して土述したパルスＰ″（即ち疑似ダンパ
）の消去回路３９を構成している。即ちＢ点には第２図
Ｂに示すように、パルスＰの前縁を含み、その巾Ｗｐに
対応した期間中正の信号が得られる。この信号Ｓｂがコ
ンデンサ３６及び抵抗器３８よりなる微分回路により微
分されるので、信号Ｓｂの立上りにおいて正のパルスが
発生し、これがダイオード３７を通じてトランジスタ３
３のベースに印加される。よつて第２図Ｄに示す負のパ
ルスＰ″の期間においてトランジスタ３３はオン状態に
あり、負のパルスＰ″の影響ノが回避される。この場合
、コンデンサ３６及び抵抗器３８よりなる時定数回路の
時定数を適切に選定することにより、上述した微分パル
スによつて、信号Ｓｂの立上りのすぐ後に発生する負の
パルスＰ″の発生期間ではトランジスタ３３がオンす７
るようになし、パルスＰの後に生ずるダンパ期間ＴＤに
は全く関係しないように、即ちダンパ期間ＴＯではトラ
ンジスタ３３がオフするようになすものである。以上説
明したように本発明によれば、ＧＣＳ８９のオン時点は
パルスＰの後のダンパ期間Ｔ。

内に持ち来たされるように発振器１６が制御され、即ち
発振器１６よりの信号Ｓａの負の期間Ｗａ（オフ周期）
はパルスＰの巾Ｗｐに対応して変化するようになるので
、冒頭に述べたようなスイッチングロスを生ずるが如き
欠点は回避される。尚可変抵抗器２２の調整により信号
Ｓａの正の期間Ｔａを変更することができるので、これ
により発振周期Ｔを変更でき、よつて、出力電圧の調整
ができる。

尚、ダンパ期間を検出し、この検出出力と発振器よりの
出力とをアンド回路を通じてスイッチング素子に供給す
るように構成することにより、ダンパ期間以外ではスイ
ッチング素子をオンとする信号を与えないようにするこ
とによつても、スイッチングロスを回避することは可能
であるが、このような構成では、負荷即ち鍋の材質の変
化によりダンパ期間が欠除することもあるが、このよう
なときにスイッチング素子をオンする信号が欠除して加
熱装置が有効に動作しなくなる欠点がある。

しかし乍ら、本発明によれば、発振器１６として無安定
マルチバイブレータを使用するときは、上述のようにダ
ンパ期間が欠除してもこの発振器が有する時定数によつ
て自ずと反転し、ＧＣＳ８にオン信号が供給されるよう
になるので、加熱装置は動作される。この場合、ＧＣＳ
８のオン時点は第２図Ｆに示す期間Ｔ，，内に入り、こ
のオン時点では既にＤ点に於て電圧が生じていることが
考えられるが、この期間ＴＡ内でもその初期であれば比
較的電圧が低いのでスイッチングロスは小さい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による高周波誘導加熱装置の発振制御装
置の１例を示す接続図、第２図はその動作の波形図であ
る。 ７はワークコイル、８はスイッチング素子、１６は発振
器、２０はドライブ回路、２７はダンパ期間検知回路て
ある。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電源に対しワークコイルとスイッチング素子とが直
   列に接続されるとともに、上記スイッチング素子と並列
   にダンパーダイオード及び共振用コンデンサの夫々が接
   続され、上記スイッチング素子のオン、オフによつて上
   記ワークコイルに高周波電流が供給されるようになされ
   た高周波誘電加熱装置に於て、上記ダンパーダイオード
   が導通するダンパー期間を検出するダンパー期間検出回
   路を設け、該検出回路よりの出力信号により上記スイッ
   チング素子を駆動する発振器を制御し、これにより上記
   ダンパー期間の開始点を基準にしてこれより所定時間後
   の上記ダンパー期間内に於て上記スイッチング素子にオ
   ン信号が供給されるようにしたことを特徴とする高周波
   誘導加熱装置の発振制御装置。