JP2023076122A - 磁気センサ - Google Patents

Abstract

【課題】可飽和コイルの磁気飽和時における磁気センサの動作不安定化を防止する。【解決手段】電流検出回路が検出した励起電流の遷移に基づいて算出される可飽和コイルの励起時間に基づいて、可飽和コイルの周囲の磁気を測定する磁気測定部７０を備える。磁気測定部７０は、第１の励起電流に基づく第１の励起時間Ｔｃｗと、第２の励起電流に基づく第２の励起時間Ｔｃｃｗとを加算した加算値Ｔｓｕｍと、励起前の磁気飽和状態を検知する加算値用の磁気飽和検知閾値Ｔｔｈとに基づいて、励起前の磁気飽和状態を検知し、また、第１の励起時間Ｔｃｗと第２の励起時間Ｔｃｃｗとの差分値Ｔｓｕｂと、磁性体の接近を検知する閾値Ｔｄｉｓと、励起前の磁気飽和状態の検知結果とに基づいて、磁性体の接近を検知する。【選択図】図１４

Description

本発明は、例えば、磁界の大きさや向きを電気信号に変換する磁気センサに関し、特に、可飽和コイルを用いた磁気センサの回路技術に関するものである。

従来、磁界の大きさや向きを検知して電気信号に変換する磁気センサが知られている。例えば、特許文献１に、磁気センサの回路技術として、可飽和コイルを応用した磁気検出方法が開示されている。

特開２００３－２１５２２１号公報

特許文献１に記載された可飽和コイル（以下、「コイル」と略称することがある）を応用した磁気検出方法では、電流励起による可飽和コイルの電流励起開始から磁気飽和直後に励起を停止するまでの時間Ｔ（励起時間）が、可飽和コイルにかかる外部磁界の向き、大きさによって線形に変化する現象を応用して測定を実施していた（例えば、特許文献１の段落［００１７］～［００５０］、及び図２参照）。このとき、測定する外部磁界の向き、大きさの程度の差はあるとしても、可飽和コイルに電流励起をする前の段階では、可飽和コイルは飽和していない（非飽和）状態であることが前提としてあった。もし、電流励起する前の段階で可飽和コイル自体が飽和していた場合、特許文献１に記載の磁気センサで想定されていた現象どおりには可飽和コイルの状態が遷移せず、正常に測定できないという問題があった。

本発明は、上記の状況に鑑み、可飽和コイルの磁気飽和時における磁気センサの動作不安定化を防止することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の一態様の磁気センサは、可飽和コイルと、第１の方向の第１の励起電流と、第１の方向とは逆向きの第２の方向の第２の励起電流とを可飽和コイルに供給することができる励起回路と、可飽和コイルにかかる外部磁界と、可飽和コイルの自己誘導磁界とに基づいて可飽和コイルに発生する励起電流を検出する電流検出回路と、電流検出回路が検出した励起電流の遷移に基づいて算出される可飽和コイルの励起時間に基づいて、可飽和コイルの周囲の磁気を測定する磁気測定部と、を備える。
磁気測定部は、第１の励起電流に基づく第１の励起時間と、第２の励起電流に基づく第２の励起時間とを加算した加算値と、励起前の磁気飽和状態を検知する加算値用の磁気飽和検知閾値とに基づいて、励起前の磁気飽和状態を検知し、
第１の励起時間と第２の励起時間との差分値と、磁性体の接近を検知する閾値と、励起前の磁気飽和状態の検知結果とに基づいて、磁性体の接近を検知する。

また、本発明の他の態様の磁気センサは、可飽和コイルと、第１の方向の第１の励起電流と、第１の方向とは逆向きの第２の方向の第２の励起電流とを可飽和コイルに供給することができる励起回路と、可飽和コイルにかかる外部磁界と、可飽和コイルの自己誘導磁界とに基づいて可飽和コイルに発生する励起電流を検出する電流検出回路と、電流検出回路が検出した励起電流の遷移に基づいて算出される可飽和コイルの励起時間に基づいて、可飽和コイルの周囲の磁気を測定する磁気測定部と、を備える。
磁気測定部は、第１の励起電流に基づく第１の励起時間と、励起前の磁気飽和状態を検知する個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第１の個別比較結果と、第２の励起電流に基づく第２の励起時間と、個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第２の個別比較結果との論理和を演算し、論理和の演算結果に基づいて、励起前の磁気飽和状態を検知し、
第１の励起時間と第２の励起時間との差分値と、磁性体の接近を検知する閾値と、励起前の磁気飽和状態の検知結果とに基づいて、磁性体の接近を検知する。

さらに、本発明の他の態様の磁気センサは、可飽和コイルと、第１の方向の第１の励起電流と、第１の方向とは逆向きの第２の方向の第２の励起電流とを可飽和コイルに供給することができる励起回路と、可飽和コイルにかかる外部磁界と、可飽和コイルの自己誘導磁界とに基づいて可飽和コイルに発生する励起電流を検出する電流検出回路と、電流検出回路が検出した励起電流の遷移に基づいて算出される可飽和コイルの励起時間に基づいて、可飽和コイルの周囲の磁気を測定する磁気測定部と、を備える。
磁気測定部は、第１の励起電流に基づく第１の励起時間と、励起前の磁気飽和状態を検知する個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第１の個別比較結果と、第２の励起電流に基づく第２の励起時間と、個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第２の個別比較結果との論理和を演算し、論理和の演算結果に基づいて、励起前の第１の磁気飽和状態を検知し、
第１の励起時間と第２の励起時間との差分値と、磁性体の接近を検知する閾値と、励起前の第１の磁気飽和状態の検知結果とに基づいて、磁性体の接近を検知し、
第１の励起時間と第２の励起時間とを加算した加算値と、励起前の磁気飽和状態を検知する加算値用の磁気飽和検知閾値とを比較し、当該比較結果から励起前の第２の磁気飽和状態を検知し、励起前の第２の磁気飽和状態の検知結果と励起前の第１の磁気飽和状態の検知結果の論理積を演算し、論理積の演算結果に基づいて、励起前の第３の磁気飽和状態を検知する。

本発明の少なくとも一態様によれば、外部磁界により電流励起前の時点で可飽和コイルが磁気飽和していた場合における励起電流の推移を検知することが可能となり、可飽和コイルの磁気飽和時における磁気センサの動作不安定化を防止することができる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

可飽和コイルのインダクタンスの変動と可飽和コイル内部の磁束密度の関係を示す図である。 可飽和コイルの電流励起する基本的な回路構成例を示す図である。 可飽和コイルの励起電流の向きを２方向（ＣＷ、ＣＣＷ方向）に出力可能な励起回路を用いて電流励起を行う際の回路構成例を示す図である。 Ｈブリッジ回路を用いて交互に電流励起した際のコイル電流の遷移を示す図である。 磁気飽和状態の可飽和コイルにおける外部磁界Ｈｅｘの強さ度合い別の励起電流の遷移例を示す図である。 外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が同方向ベクトルの場合の電流遷移例を示す図である。 外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が逆方向ベクトルであって、外部磁界の強さ度合いが小さい場合の電流遷移例を示す図である。 外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が逆方向ベクトルであって、外部磁界の強さ度合いが中くらいの場合の電流遷移例を示す図である。 外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が逆方向ベクトルであって、外部磁界の強さ度合いが大きい場合の電流遷移例を示す図である。 外部磁界Ｈｅｘの強さと向きにより変化する励起時間Ｔの遷移例を示す図である。 Ｈブリッジ回路においてＣＷ方向とＣＣＷ方向に電流励起した場合のそれぞれの励起時間の推移と、それぞれの励起時間の差分の推移と、外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いとの関係を示す図である。 Ｈブリッジ回路においてＣＷ方向とＣＣＷ方向に電流励起した場合のそれぞれの励起時間の推移と、それぞれの励起時間の和の推移と、外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いとの関係を示す図である。 本発明の一実施形態に係る加算方式と個別判定方式の磁気飽和判定の違いを示す図である。 本発明の一実施形態に係る加算方式の判定ブロックの構成例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る個別判定方式の判定ブロックの構成例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る複合方式の判定ブロックの構成例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る磁気センサの測定システムのブロック構成例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る磁気センサの測定システムによるワンパルス測定の手順例を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態に係る磁気センサの測定システムによる測定動作全体の手順例を示すフローチャートである。

以下、本発明を実施するための形態の例について、添付図面を参照して説明する。本明細書及び添付図面において実質的に同一の機能又は構成を有する構成要素については、同一の符号を付して重複する説明を省略する。

はじめに、本発明の実施の形態を説明する前に一般的な磁気センサの測定原理について図１～図４を参照して説明する。

図１は、可飽和コイルのインダクタンスの変動と可飽和コイル内部の磁束密度の関係を示す図である。
図１は、外部から可飽和コイル１の軸方向に対し平行な２方向のベクトル成分の外部磁界（磁場Ｈ）をかけた際の、当該可飽和コイル１のインダクタンスＬの変化と、可飽和コイル１内部の磁束密度Ｂの変化との対応をグラフ化したものである。“Ｌｏ”は磁気飽和していない場合（非飽和状態）のインダクタンス、“Ｌｓａｔ”は磁気飽和した場合のインダクタンスである。

可飽和コイル１内部の磁界強さがどちらかの方向で一定値（＝｜Ｈｓａｔ｜）を上回ると可飽和コイル１は磁気飽和を起こす。そして、図１に示すように、インダクタンスＬが“Ｌｏ”から“Ｌｓａｔ”に急峻に低下する。この可飽和コイル１内部の磁界強さにより急峻にインダクタンスＬが変動する現象を応用し、磁界強さをセンシングする方法を示したのが、特許文献１に記載の技術である。

図２は、可飽和コイル１の電流励起を起こす基本的な回路構成例を示す図である。
図２に示す電流励起回路１０は、例えば、駆動回路１１と、可飽和コイル１を介して駆動回路１１と接続される電流検出回路１２とを備える。例えば、駆動回路１１は、定電圧電源Ｅに接続されて、励起ＯＮ信号によりスイッチング駆動するスイッチング素子（例えば、電界効果トランジスタ）を用いたスイッチング回路を含む。駆動回路１１は、特許文献１の駆動回路に相当する。電流検知抵抗Ｒ及びコンパレータ入力（電流Ｉｄ）から構成される電流検出回路１２は、特許文献１の電流検出回路に相当する。

駆動回路１１から電流検出回路１２に励起電流ｉ（ｔ）が入力されることで、可飽和コイル１に自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が発生する。一方向の励起電流ｉ（ｔ）により、一方向の自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が生じる。

図３は、可飽和コイル１の励起電流の向きを２方向（ＣＷ方向、ＣＣＷ方向）に出力可能な励起回路を用いて電流励起を行う際の回路構成例を示す図である。ＣＷ方向（第１の方向）とＣＣＷ方向（第２の方向）は平行で、お互いに逆向きである。

図３に示す電流励起回路２０では、Ｈブリッジ回路２１を用いて電流励起の方向を制御できるように構成されており、自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）の発生方向を可変することで、可飽和コイル１を逆向きに取り付けた場合と同じ効果を得る。双方向の励起電流ｉ（ｔ）により、お互いに逆方向ベクトルの自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が生じる。特許文献１の段落［００１２］にも記載されているように、本発明では、この電流励起回路２０のＣＷ方向、ＣＣＷ方向の励起結果の差分（励起時間差）をとってセンシングを行う。

図４は、Ｈブリッジ回路２１を用いて交互に電流励起した際のコイル電流の遷移を示す図である。
可飽和コイル１にかかる外部磁界Ｈｅｘの大きさと、電流励起により可飽和コイル１自身から自己誘導により発生する励起磁界（自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ））との向きの組合せにより、可飽和コイル１が磁気飽和するまでに必要な励起時間Ｔが前後していることは、特許文献１の段落［００３６］～［００４９］に記載された原理のとおりである。図４左側のグラフ（１）は外部磁界Ｈｅｘが正方向の場合、図４中央のグラフ（２）は外部磁界Ｈｅｘの強さが０の場合、そして、図４右側のグラフ（３）は外部磁界Ｈｅｘが負方向の場合における磁束密度Ｂと励起電流ｉ（ｔ）の遷移をそれぞれ示している。

このように、図４では、外部磁界Ｈｅｘの向き及びオフセット量（ガウス）“一定”と、自己誘導磁界Ｈｄｒｖの向き及びオフセット量に応じて、励起時間Ｔが異なる例を示している。磁気センサでは、外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）を足した合成磁界の大きさが、一点鎖線で示した｜Ｈｓａｔ｜を超えるように電流励起する。例えば、｜Ｈｓａｔ｜が２０Ｇである場合には、外部磁界Ｈｅｘが“＋５Ｇ”のとき自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）を“＋１５Ｇ”加算し、又は自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）を“－２５Ｇ”加算することで、可飽和コイル１は磁気飽和し、励起電流ｉ（ｔ）が即座に閾値Ｉｔｈまで急上昇する。そして、励起電流ｉ（ｔ）が閾値Ｉｔｈに達すると電流励起が停止する。

ここで、特許文献１に記載の原理では、暗黙の了解として外部磁界Ｈｅｘのスカラー値｜Ｈｅｘ｜に関して、｜Ｈｅｘ｜≦｜Ｈｓａｔ｜であることが電流励起前の可飽和コイル１の初期状態の前提条件としてあった。なぜなら、この条件が成り立たない場合、つまり｜Ｈｅｘ｜＞｜Ｈｓａｔ｜の状態は、自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）をかける前に最初から可飽和コイル１が外部磁界Ｈｅｘによって磁気飽和していることを示しているからである。この場合、自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）をかけて磁気飽和するまでの時間を測定することができない。

従来の方式では、この前提条件が成り立たない場合、つまり｜Ｈｅｘ｜＞｜Ｈｓａｔ｜となるような強い外部磁界Ｈｅｘが可飽和コイル１に加わった場合についての挙動は示されていない。かつ、従来の原理どおりの機構で磁気センサを構成した場合、後述する現象により磁気センサとしての運用に課題が残っていた。

図５は、磁気飽和状態の可飽和コイル１における外部磁界Ｈｅｘの強さ度合い別の励起電流の遷移例を示す図である。
図５のグラフ（１）～（３）は、特許文献１では言及されていない、外部磁界Ｈｅｘにより電流励起前から可飽和コイル１が磁気飽和している場合（｜Ｈｅｘ｜＞｜Ｈｓａｔ｜）の励起電流の遷移（以下「電流遷移」と記載することがある）を外部磁界Ｈｅｘの強さ度合い別に示している。図５に示すように、外部磁界Ｈｅｘのスカラー値が同程度でも、外部磁界Ｈｅｘの磁気ベクトルの向き（図５上側又は図５下側のいずれか）によって、その電流遷移は大きく異なることがわかる。

例えば、外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）の磁気ベクトルの向きが同一の場合は、励起時間Ｔに大きな差は見られない（図５上側）。しかし、外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）の磁気ベクトルの向きが逆の場合には、外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いが大きいほど、短い励起時間Ｔで励起電流ｉ（ｔ）が閾値Ｉｔｈに達して電流励起が停止する（図５下側）。

図６は、外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が同方向ベクトルの場合の電流遷移例を示す図である。
外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）の向きが同方向（図５上側）であれば可飽和コイル１は常に飽和した状態であり、電流励起中は、図６に示すように常に低インダクタンスのままで、電流励起を終えている。これは、可飽和コイル１内部の磁界が磁気飽和の閾値（Ｈｓａｔ）以上の強さであれば、低インダクタンスのまま一定値で安定するからである。これは通常知られている芯材入り可飽和コイル１の磁気飽和現象と同様である。可飽和コイル１のインダクタンスが変化しないため、電流励起の電流増加の割合も一定であり、したがって、励起時間Ｔも最短の状態で一定である。この安定状態にある最短の励起時間Ｔを“Ｔｍｉｎ”とおく。

互いに逆ベクトルの場合、図５下側のグラフから理解されるように、外部磁界Ｈｅｘの強さによって励起電流の遷移の仕方は大きく異なる。
このような遷移になる原因は、外部磁界Ｈｅｘを自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が相殺するように作用する点にある。外部磁界Ｈｅｘで磁気飽和している可飽和コイル１に逆向きの自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が加わると、外部磁界Ｈｅｘが相殺されて可飽和コイル１内部にかかる磁界の強さが小さくなる。可飽和コイル１は可飽和コイル１内部に一定以上の強さの磁界が発生すると磁気飽和するので、逆に内部磁界が一定の強さ以下になると磁気飽和が非飽和状態に遷移してインダクタンスが急峻に上昇する。この現象の起こり方が外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いにより変化するため、励起電流の遷移の仕方が変化する。この変化を正確に把握することが本発明の重要なポイントである。

以下に、図７～図９を参照して外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いによる電流遷移の変化を順に説明する。ただし、図７～図９の各図右側に示すいずれのグラフの場合も｜Ｈｅｘ｜＞｜Ｈｓａｔ｜とする（グラフ（２））。比較対象として、強さ度合いごとの電流遷移の状態を表すグラフの左側に、外部磁界Ｈｅｘの強さが磁気飽和の閾値Ｈｓａｔと同じ（｜Ｈｅｘ｜＝｜Ｈｓａｔ｜）である場合のグラフ（１）を記載する。

［外部磁界Ｈｅｘが小さい場合］
図７は、外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が逆方向ベクトルであって、外部磁界の強さ度合いが小さい場合の電流遷移例を示す図である。図中の励起電流ｉ（ｔ）上に記載した等号は、図７右側（グラフ（２））と左側（グラフ（１））とで非飽和状態における励起電流ｉ（ｔ）の線形部分の長さと傾きがほぼ同じであることを表し、不等号は、飽和状態における励起電流ｉ（ｔ）の傾きがほぼ同じであることを表している。

ここでは、可飽和コイル１に対し、比較的小さな自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）で非飽和状態に戻る程度の、ＣＣＷ方向の外部磁界Ｈｅｘがかかっている場合の電流遷移を述べる。電流遷移の様子は図７に示すとおりであり、電流励起直後は磁気飽和しているので急峻な傾き（実線部分）で励起電流ｉ（ｔ）が増加しているが、合成磁界の強さがマイナス側のＨｓａｔを閾値として非飽和状態に戻りインダクタンスが急峻に上昇するため、電流増加の傾き（破線部分）は小さくなる。

自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）は電流励起を続ける限り増大するため、やがて増え続ける自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）により今度は外部磁界Ｈｅｘと逆方向の合成磁界が可飽和コイル１の中を流れるようになる。そして、合成磁界の強さが反対側（プラス側）のＨｓａｔを上回ると、再び磁気飽和を起こしてインダクタンスが低下する。

この（Ｈｅｘ：小）状態の基準としては、励起開始直後と、励起停止直前の２カ所において可飽和コイル１が磁気飽和を起こしているか否かが基準になる。この状態の励起時間Ｔの長さは、｜Ｈｅｘ｜＝｜Ｈｓａｔ｜の場合と同じであると近似できる。その理由は、どちら側のベクトル方向で磁気飽和していてもインダクタンスの値が同じ、すなわち励起電流ｉ（ｔ）の傾きが同じだからである。図７左側のグラフ（１）に示す｜Ｈｅｘ｜＝｜Ｈｓａｔ｜の場合と、図７右側のグラフ（２）に示す｜Ｈｅｘ｜＞｜Ｈｓａｔ｜の場合とを比較するとわかるように、どちらの場合も非飽和状態で２×Ｈｓａｔ分の自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）を共通して発生させている。

残りの磁気飽和後の自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）に関しては、片側で一気に磁界を増やしているか、両側で分散して２箇所で増やしているかの違いだけである。正確には、飽和－非飽和の遷移の際、励起電流ｉ（ｔ）のグラフに屈折点ができるため、グラフ（２）の屈折点が一つ多い（Ｈｅｘ：小）状態の方が、全体の励磁時間Ｔはわずかに長くなる。

外部磁界Ｈｅｘがさらに大きくなり、励起停止直前に磁気飽和が起こらなくなる次の（Ｈｅｘ：中）状態になると、励起時間Ｔに関する上記の平衡条件が崩れる。

［外部磁界Ｈｅｘが中くらいの場合］
図８は、外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が逆方向ベクトルであって、外部磁界の強さ度合いが中くらいの場合の電流遷移例を示す図である。
外部磁界Ｈｅｘがある程度以上大きくなると、図８右側のグラフ（２）に示すように、励起時間Ｔは外部磁界Ｈｅｘが大きくなるほど短くなっていく。図８右側のグラフ（２）を見るとわかるように、実線の磁気飽和状態から非飽和状態に遷移する前に閾値Ｉｔｈ近くまで励起電流ｉ（ｔ）を流すため、図７右側のグラフ（２）のように終端で再び磁気飽和する前に、励起電流ｉ（ｔ）が閾値Ｉｔｈまで達して電流励起が停止する。厳密には、上記外部磁界Ｈｅｘが小さい場合及び｜Ｈｅｘ｜＝｜Ｈｓａｔ｜の場合よりも実線分の励起時間は増えるのだが、インダクタンス（＝励起時間単位の電流の増加量）の都合上、破線領域の減少分に比べて微々たる増加である。そのため、全体としては、実線の磁気飽和状態の領域が増える（すなわち｜Ｈｅｘ｜が大きくなる）ほど励起時間は短くなる。

外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いがさらに大きくなると、終端状態（Ｈｅｘ：大）に移行する。

［外部磁界Ｈｅｘが大きい場合］
図９は、外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が逆方向ベクトルであって、外部磁界の強さ度合いが大きい場合の電流遷移例を示す図である。
外部磁界Ｈｅｘがさらに大きくなり、閾値Ｉｔｈの電流を流して発生する自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）よりも大きくなると、電流励起の間、常に可飽和コイル１は低インピーダンスのままである。そのため、電流遷移は、外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）の向きが同方向の遷移と同一の状態になり、励起時間Ｔもまた最小値（Ｔｍｉｎ）で一定になる。外部磁界Ｈｅｘが一定以上の強さになり、この状態に遷移したら外部磁界Ｈｅｘがこれ以上大きくなってもここから先は大きな特性の変化はない（終端状態）。図９右側のグラフ（２）に示す（Ｈｅｘ：大）状態と、図９左側のグラフ（１）に示す外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）同士が同ベクトルである場合の遷移とを比べると、どちらも電流励起中は常に低インピーダンス状態であることがわかる。

図７～図９に示したように、可飽和コイル１が外部磁界Ｈｅｘにより予め磁気飽和した状態において、その向きによって電流励起時の遷移が異なる。特に外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）のベクトルの向きが逆の場合は、終端状態に至るまでの励起電流ｉ（ｔ）の変化が外部磁界Ｈｅｘの強さにより大きく異なる。

図１０は、外部磁界Ｈｅｘの強さと向きにより変化する励起時間Ｔの遷移例を示す図である。
ここでは、電流励起で発生する自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）のベクトルは、グラフの外部磁界Ｈｅｘ軸（横軸）のプラス方向と同一とする。そして、外部磁界Ｈｅｘと自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）の向きが逆方向となる領域（ａ）～（ｃ）に着目して説明する。領域（ａ）の状態における｜Ｈｅｘ｜＝｜Ｈｓａｔ｜の励起時間の近似値を“Ｔｌ”、Ｈｅｘ＝０の場合の励起時間を“Ｔ０”とおく。外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いの推移（領域（ａ）～（ｃ））を見るとわかるように、磁気飽和後の推移はある程度の強さまでは平衡状態である。しかし、マイナス方向の外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いが領域（ａ）よりも大きい領域（ｂ）の状態から励起時間が短くなり、さらに領域（ｃ）では最短励起時間Ｔｍｉｎに収束することがわかる。

図１１は、Ｈブリッジ回路においてＣＷ方向とＣＣＷ方向に電流励起した場合のそれぞれの励起時間の推移と、それぞれの励起時間の差分の推移と、外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いとの関係を示す図である。
図１１において、縦軸（励起時間Ｔ軸）を境に、片側の自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）と外部磁界Ｈｅｘのベクトル向きが同じであればもう片側は逆になるため、励起時間Ｔの遷移は互いに対称になる。

特許文献１のように、通常、磁気センサとして差動方式の磁気センサを用いた場合、図１１の励起時間Ｔの遷移を見てもわかるとおり、磁気飽和後はＣＷ方向励起時間とＣＣＷ方向励起時間のうち、片側の励起時間だけが短くなって差分が縮まる。このため、外部磁界Ｈｅｘが図１０の領域（ｂ）～（ｃ）のように大きすぎる場合、差動出力が無磁界の状態に近くなる。それにより、磁気センサは、検査対象磁性体が過接近しているにも関わらず検査対象磁性体が離れているとみなして磁気センサのスイッチがＯＮ状態からＯＦＦ状態に戻ってしまう問題があった。また、差動ではなく図１０のように、単極で用いた場合でも外部磁界Ｈｅｘの向きにより励起時間Ｔの遷移が大きく変わってしまうため、状態の推定ができなかった。特に自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）と外部磁界Ｈｅｘの向きが逆の場合、図１１と同様、励起時間Ｔの長さが無磁界と変わらない領域（領域（ｂ））があるため、過接近によるスイッチＯＮからＯＦＦへの切替えが起こってしまう。

＜本発明の一実施形態＞
そこで、本発明では、上述した問題に対し、可飽和コイル１が電流励起前から磁気飽和していることを検知して、磁気センサの誤判定を防ぎ、磁気近接スイッチセンサとしての運用に安全性を持たせる。すなわち、本発明は、可飽和コイル１が電流励起前に磁気飽和している場合において、励起時間Ｔの差分が図１１に示すスイッチオン閾値ΔＴｔｈを下回っていても、強磁界を受けていると判定して変わらずにＯＮ状態を維持できるということである。

［加算方式による判定］
差動出力の読み取りでは磁気センサの磁気飽和を一意に検知するのは難しいことは既に述べたとおりである。図１１を見ればわかるとおり、縦軸（励起時間Ｔ軸）に対して対称な領域（ｃ）において差分が極小になっていくため、無磁界との判別ができなくなるためである。

一方で、磁気飽和後の励起時間Ｔの特性変化を図１１から見ると、磁界の向き（ベクトル）が同方向側は最短励起時間Ｔｍｉｎで固定になる。一方、逆方向側は外部磁界Ｈｅｘで固定になり、逆方向側は外部磁界Ｈｅｘの大きさに従って、外部磁界Ｈｅｘの各強さ度合いどおりに推移している。つまり、片側だけが変化してもう片側が固定なパラメータであるので、ＣＷ方向励起時間ＴｃｗとＣＣＷ方向励起時間Ｔｃｃｗの和をとると磁気飽和後の励起時間Ｔは、特に（Ｈｅｘ：中）～（Ｈｅｘ：大）間において一意な変化を示すパラメータとなる。

ここで、同方向と逆方向の励起時間Ｔ同士の加算値Ｔｓｕｍを考えると、同方向側では最短励起時間Ｔｍｉｎが固定値で動かないため、実質逆方向側の励起時間Ｔの変動だけが加算値Ｔｓｕｍの変数成分として残る。図１１のＨブリッジ回路の励起時間Ｔｃｗと励起時間Ｔｃｃｗの和を加算値Ｔｓｕｍとした場合の外部磁界Ｈｅｘとの関係を図１２に示す。

図１２は、Ｈブリッジ回路においてＣＷ方向とＣＣＷ方向に電流励起した場合のそれぞれの励起時間の推移と、それぞれの励起時間の和の推移と、外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いとの関係を示す図である。
図１２内における加算値Ｔｓｕｍの変化を見るとわかるとおり、磁気飽和後の加算値Ｔｓｕｍは、領域（ｂ）～（ｃ）において加算値Ｔｓｕｍが下がるため、図１０に示す励起時間Ｔｃｗと励起時間Ｔｃｃｗの差分のように磁気飽和前後で閾値をまたぐことがなくなる。図１２より、加算値Ｔｓｕｍ軸（縦軸）上に閾値Ｔｔｈを１点だけ設定すれば、領域（ｂ）～（ｃ）において容易に磁気飽和を検知できることがわかる。

この方式のよいところは、外部磁界Ｈｅｘの向きにかかわらず加算値Ｔｓｕｍの挙動が励起時間Ｔ軸（縦軸）を中心に対称的であるため、２つの値（励起時間Ｔｃｗと励起時間Ｔｃｃｗ）を加算するだけで磁気飽和の判定が可能である点である。また、従来方式（差動出力を計算するための減算回路）から追加する回路として、２つの励起時間Ｔ（励起時間Ｔｃｗ、励起時間Ｔｃｃｗ）の和を求める加算回路が１つと、従来の差動回路の磁気検知出力結果とのＯＲ回路（論理和回路）のみでよい。後述する個別判定方式と比較して、どの回路もアナログ演算回路としては比較的ありふれた回路であるため、実装が容易である。

加算値Ｔｓｕｍの閾値の基準としては、領域（ｂ）～（ｃ）における加算値Ｔｓｕｍが目減りする領域に設定するようにする。また、図１２より可飽和コイル１の電流励起が正常に行えている間は、最大でも加算値Ｔｓｕｍの値は２Ｔ程度の範囲に収まる。可飽和コイル１の断線などで電流励起が正常に行えない場合、励起電流が流せないため、特許文献１の段落［００４６］のように励起パルス停止のトリガ信号がかからず、励起信号がいつまでも停止しない、つまり励起時間Ｔは正常な挙動ではあり得ないほど長くなる（実際の回路では一定時間後にＯＦＦするように通常設定しているので、このこと自体は回路動作上、問題にはならない）。

この極端に長い加算値Ｔｓｕｍを閾値として検知できるようにすれば（図１２中における閾値Ｔｄｉｓ）、可飽和コイル１の断線検知を容易に自己診断できる副次的作用がある。従来の差動では、極端に長い励起時間Ｔも、差分をとると同程度の大きさ同士でゼロになるので検知することができない。

［個別判定方式による判定］
加算方式による磁気飽和測定では、回路機能が単純化できる反面、（Ｈｅｘ：小）の領域は仕組み上、磁気飽和しているとはみなされない。図１２の領域（ａ）～（ｃ）に共通していることは、縦軸（励起時間Ｔ軸）を挟んで片側（ＣＷ方向又はＣＣＷ方向）の励起時間Ｔが最短励起時間Ｔｍｉｎで固定されている点である。可飽和コイル１が磁気飽和している状態で両方の方向で励起すれば、どちらかの方向の励起時間は最短励起時間Ｔｍｉｎになる。そこで、個別に判定する必要があるものの、双方向の測定結果のうち、１つ（単方向）でも最短励起時間Ｔｍｉｎがあれば磁気飽和しているとみなす方式を提案する。

この方式の優れている点は、可飽和コイル１が飽和した状態を即座に捕捉することができるため、アナログデータの正確性が大きな意味を持つソリューションにおいて有利となることである。つまり、可飽和コイル１が（Ｈｅｘ：小）状態（＝領域（ａ））のように中途半端に磁気飽和して、見かけ上磁気飽和していないように見えるというケースがなくなる。この点は図１３に示す加算方式による判定と比較すると明らかである。実用上、磁気飽和検知の励起時間閾値ｔｔｈは、最短励起時間Ｔｍｉｎよりもわずかに長く設定する。

［加算方式と個別判定方式の磁気飽和判定の違い］
図１３は、本発明の一実施形態に係る加算方式と個別判定方式の磁気飽和判定の違いを示す図である。
図１３において、加算方式の領域Ａｒ１及び個別判定方式の領域Ａｒ２はそれぞれ、各判定で可飽和コイル１が磁気飽和していないとみなされる領域を表している。図１３下側における加算方式の判定では、ＣＷ方向及びＣＣＷ方向の外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いが図１２に示した領域（ｂ）に食い込むレベルかどうかを判定する。励起時間Ｔｃｗと励起時間Ｔｃｃｗを加算した加算値Ｔｓｕｍが励起時間閾値Ｔｓｕｍを超えていれば、外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いが領域Ａｒ１内であり、可飽和コイル１は磁気飽和していない。なお、安定的な判定のために、励起時間閾値Ｔｔｈは、領域Ａｒ１が所定のマージンを有して領域（ｂ）にかかるように設定するとよい。

また、図１３上側における個別判定方式での判定では、ＣＷ方向及びＣＣＷ方向の外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いが閾値｜Ｈｓａｔ｜を超えて領域（ａ）に食い込むレベルかどうかを判定する。個別の励起時間Ｔｃｗ及び励起時間Ｔｃｃｗがそれぞれ励起時間閾値ｔｔｈを超えていれば、外部磁界Ｈｅｘの強さ度合いが領域Ａｒ２内であり、可飽和コイル１は磁気飽和していない。なお、安定的な判定のために、励起時間閾値ｔｔｈは、領域Ａｒ２が所定のマージンを有して閾値｜Ｈｓａｔ｜の内側となるように設定するとよい。

［加算方式による具体例な処理］
以下に、加算方式による処理の具体例について図１４を参照して説明する。
図１４は、本発明の一実施形態に係る加算方式の判定ブロックの構成例を示す図である。

既述の［加算方式による判定］で述べたように、本実施形態の加算方式では、従来のＣＷ及びＣＣＷの双方向出力時の励起時間Ｔｃｗ、Ｔｃｃｗの差動アナログデータ（Ｔｓｕｂ＝Ｔｃｗ－Ｔｃｃｗとおく）の閾値判定（アナログスイッチ判定）に優先する形で、出力の和（Ｔｓｕｍ＝Ｔｃｗ＋Ｔｃｃｗとおく）による磁気飽和検知によるスイッチオン判定（磁気飽和スイッチ判定）を追加する。具体的には、アナログスイッチ判定と磁気飽和スイッチ判定との論理和を演算することで、どちらかのスイッチ判定でＯＮであれば、スイッチ出力はＯＮ（論理和が真値）になるという構成にする。

また、加算値Ｔｓｕｍによる判定では、磁気飽和スイッチ判定とは別に、可飽和コイル１に電流が流れていれば取り得ないほど励起時間Ｔが長い場合には（［加算方式による判定］における閾値Ｔｄｉｓ）、可飽和コイル１が断線したものと判定するエラー判定（断線検知判定）も同時に行うものとする。

図１４に示す加算方式の判定ブロック３０は、第１比較器３１、第２比較器３２、第３比較器３３、及び論理和回路３４を備える。第１比較器３１は、従来のアナログスイッチ判定を行うものであり、励起時間Ｔｃｗ，Ｔｃｃｗの差分値Ｔｓｕｂとスイッチオン閾値ΔＴｔｈを比較し、｜Ｔｓｕｂ｜＞ΔＴｔｈのときＯＮ信号を出力する。

第２比較器３２は、本発明で追加したブロックであり、励起時間Ｔｃｗ，Ｔｃｃｗの和である加算値Ｔｓｕｍと閾値Ｔｔｈを比較し、Ｔｓｕｍ＜ＴｔｈのときＯＮ信号を出力する。第２比較器３２のＯＮ信号は磁気飽和検知出力であり、例えば磁性体の過接近が疑われる。
第３比較器３３は、本発明で追加したブロックであり、２方向の励起時間Ｔの和である加算値Ｔｓｕｍと閾値Ｔｄｉｓを比較し、Ｔｓｕｍ＞ＴｄｉｓのときＯＮ信号を出力（断線検知のエラー出力）する。
論理和回路３４は、 第１比較器３１と第２比較器３２のそれぞれの出力を比較し、いずれかの比較器がＯＮ信号を出力していれば、ＯＮ信号を出力する（スイッチ出力）。

［個別判定方式による具体的な処理］
次に、個別判定方式による処理の具体例について図１５を参照して説明する。
図１５は、本発明の一実施形態に係る個別判定方式の判定ブロックの構成例を示す図である。

上記［個別判定方式による判定］で述べたように、［加算方式による具体的な処理］におけるアナログスイッチ判定に優先する形で、励起時間Ｔｃｗ，Ｔｃｃｗのどちらか片側だけでも最短励起時間Ｔｍｉｎと近い閾値ｔｔｈ未満であった場合、磁気飽和したとみなす判定(単方向磁気飽和スイッチ判定)を追加する。具体的には、アナログスイッチ判定と、励起時間Ｔｃｗ，Ｔｃｃｗにおける単方向磁気飽和スイッチ判定の結果からそれぞれ論理和を演算する構成とする。

図１５に示す個別判定方式の判定ブロック４０は、第１比較器４１、第２比較器４２、第３比較器４３、論理和回路４４、及び論理和回路４５を備える。第１比較器４１は、図１４に示した第１比較器３１と同様に従来のアナログスイッチ判定を行うものであり、励起時間Ｔｃｗ，Ｔｃｃｗの差分値Ｔｓｕｂとスイッチオン閾値ΔＴｔｈを比較し、｜Ｔｓｕｂ｜＞ΔＴｔｈのときＯＮ信号を出力する。

第２比較器４２は、本発明で追加したブロックであり、励起時間Ｔｃｗと閾値ｔｔｈを比較し、Ｔｃｗ＜ｔｔｈのときＯＮ信号を出力する。第２比較器３２のＯＮ信号は磁気飽和検知出力であり、例えば磁性体の過接近が疑われる。
第３比較器４３は、本発明で追加したブロックであり、励起時間Ｔｃｃｗと閾値ｔｔｈを比較し、Ｔｃｃｗ＜ｔｔｈのときＯＮ信号を出力する。

論理和回路４４は、第２比較器４２と第３比較器４３のそれぞれの出力を比較し、いずれかの比較器がＯＮ信号を出力していれば、ＯＮ信号を出力する。論理和回路４４のＯＮ信号は単方向磁気飽和検知出力であり、例えば磁性体の過接近が疑われる。
論理和回路４５は、第１比較器４１と論理和回路４４のそれぞれの出力を比較し、いずれかの出力がＯＮであればＯＮ信号を出力する（スイッチ出力）。

［複合方式による具体的な処理］
次に、加算方式と個別判定方式の双方の機能を取り入れた処理の具体例について図１６を参照して説明する。
図１６は、本発明の一実施形態に係る複合方式の判定ブロックの構成例を示す図である。

このような複合方式が用いられるケースとして、図１２のように可飽和コイル１の磁気飽和を鋭敏に捉えつつ、かつ可飽和コイル１のエラー診断も同時に行いたい場合が想定される。この場合は、個別判定方式の出力を磁気飽和検知の判定で用いつつ、加算判定方式のエラー検知機能を併用する形になる。

また、図１３に示したように、加算方式と個別判定方式における磁気飽和検知の領域Ａｒ１，Ａｒ２の違いを利用して、磁気飽和を起こしている外部磁界Ｈｅｘの強さを段階的に評価することも、この複合方式は可能になる。つまり、加算方式にのみ判定で引っかかる程度の軽度の磁気飽和であるのか、個別判定方式でも引っかかる重度の磁気飽和であるのかが新たに測定情報として出力が可能になる。この判定は、図１６で示した破線箇所のように、加算方式と個別判定方式の論理積をとれば容易に実装が可能になる。このような可飽和コイル１の磁気飽和の程度といった細かな測定情報は、従来の１本の信号線が１ｂｉｔのＨ（ハイ）／Ｌ（ロー）情報に対応するようなバイナリーセンサにおいては信号線の本数が増えるため、必ずしも用いられるものではない。ただし、シリアル出力方式のような情報密度の高い方式においては有用になり得る。

図１６に示す複合方式の判定ブロック５０は、第１比較器５１、第２比較器５２、第３比較器５３、第４比較器５４、第５比較器５５、論理和回路５６、論理和回路５７、及び論理積回路５８を備える。

第１比較器５１、第２比較器５２、及び第３比較器５３は、図１５に示した個別判定方式で用いられるブロックと同じである。第１比較器５１、第２比較器５２、及び第３比較器５３はそれぞれ、図１５に示した第１比較器４１、第２比較器４２、及び第３比較器４３と同じ構成であるので、詳細な説明を省略する。

第４比較器５４、及び第５比較器５５は、図１４に示した加算方式で用いられるブロックと同じである。第４比較器５４、及び第５比較器５５はそれぞれ、図１４に示した第２比較器３２、及び第３比較器３３と同じ構成であるので、詳細な説明を省略する。

論理和回路５６、及び論理和回路５７は、図１５に示した個別判定方式で用いられるブロックと同じである。論理和回路５６、及び論理和回路５７はそれぞれ、図１５に示した論理和回路４４、及び論理和回路４５と同じ構成であるので、詳細な説明を省略する。

論理積回路５８は、第４比較器５４と論理和回路５６のそれぞれの出力を比較し、両方の出力がＯＮであればＯＮ信号を出力する。このＯＮ出力は、強磁界に起因する磁気飽和検知出力である。

［測定システムの構成］
次に、実際の磁気センサの測定システムについて図１７を参照して説明する。
図１７は、本発明の一実施形態に係る磁気センサの測定システムのブロック構成例を示す図である

実際の磁気センサの測定システムにおいては、特許文献１における段落［００５３］～［００５４］に記載された応用のように、いったん励起時間Ｔをサンプルホールド回路などで電圧値に変換後、ＡＤＣなどでデジタルデータに変換し、マイクロコントローラ（以下「マイコン」と略記）内部に測定データとして取り込み、マイコンに予め記録されたデジタルデータの閾値と比較判定する方式を用いている。

マイコンにとって、デジタルデータの加算、減算、又は個別の値の比較判定処理はいずれも容易である。処理時間が許す範囲で、［複合方式による具体的な処理］に記載したように、複合的に判定を行っている。つまり、図１３において、磁気飽和検知の判定として個別判定方式を採用して、加算方式を可飽和コイル１の自己診断機能として応用する。

図１７に示す磁気センサ６０の測定システムは、マイコン７０、ＲＳフリップフロップ回路８０、デマルチプレクサ（図中「ＤＥＭＵＸ」）９０、励起回路１００、電流検出回路１１０、サンプルホールド回路１２０、及び論理和回路１３０を備える。

ＲＳフリップフロップ回路８０は、特許文献１の図１におけるＲＳフリップフロップ回路と同じ役割を有する。すなわち、ＲＳフリップフロップ回路８０の役割は、マイコン７０から入力される励起開始トリガ信号により電流励起を開始すること（Ｓｅｔ）と、電流検出回路１１０からの閾値電流検知、又は一定時間経過後にシーケンシャルに発する励起停止トリガ信号により励起パルスを停止すること（Ｒｅｓｅｔ）である。このＲＳフリップフロップ回路８０の出力Ｑは、ＣＷ又はＣＣＷの向きにデマルチプレクサ９０で分岐されて、Ｈブリッジ回路からなる励起回路１００を駆動させる。また、出力Ｑ自体のＳｅｔ－Ｒｅｓｅｔまでのパルス幅が１測定分の励起時間Ｔに相当する。

励起回路１００は、例えば、Ｈブリッジ回路から構成される。励起回路１００は、ＲＳフリップフロップ回路の出力Ｑに基づいて、可飽和コイル１をＣＷ方向又はＣＣＷ方向に電流励起する。可飽和コイル１には、外部磁界Ｈｅｘの大きさと向き、及び電流励起の方向に応じた強さ度合いと方向を持つ自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）が発生する。

電流検出回路１１０は、Ｈブリッジ回路（励起回路１００）に流れる駆動電流を監視し、閾値電流Ｉｔｈ以上の電流が流れた場合に電流励起停止のトリガパルスを出力する。例えば、電流検出回路１１０は、電流検知抵抗Ｒと不図示のコンパレータ（図３参照）とで構成される。

サンプルホールド回路１２０は、ＲＳフリップフロップ回路８０からの出力信号Ｔ（励起時間Ｔの情報に相当）を時間情報から電圧情報に変換し、マイコン７０のＡＤＣ７４０による電圧値読み取りが実施される保持する。保持した電圧値は、マイコン７０からのリセットトリガ信号によりリセットされる。

論理和回路１３０は、電流検出回路１１０からの励起停止トリガ信号、又は、マイコン７０からの励起停止トリガ信号のいずれかが入力された場合に、ＲＳフリップフロップ回路８０にリセット信号を出力する。

［マイコンの内部構成］
マイコン７０は、クロック７００、プロセッサ７１０、フラッシュＲＯＭ７２０、ＣＷ／ＣＣＷセレクタ７３０、ＡＤＣ７４０、デマルチプレクサ７５０、ＲＡＭ７６０、比較演算回路７７０、フラッシュＲＯＭ７８０、及びＩ／Ｆ回路７９０を備える。クロック７００のクロック信号により、マイコン７０の各ブロックの動作が同期される。また、クロック数を計数することで、クロック数に応じて時間を計測することができる。

プロセッサ７１０（制御部の一例）は、フラッシュＲＯＭ７２０に記録されている制御プログラムをＲＡＭ７６０に読み出して実行することで、センシング動作の全体的な進行制御（例えばシーケンス制御）を行う。プロセッサ７１０は、図１８及び図１９に示すフローチャートの処理を実行するため、ＣＷ／ＣＣＷセレクタ７３０への方向指示、サンプルホールド回路１２０の保持値リセット、励起パルスの開始から停止までの制御、ＡＤＣ７４０のアナログデータの取り込み、Ｔｃｗ記憶メモリ７６１及びＴｃｃｗ記憶メモリ７６２への測定結果の保存などの処理を適宜実行する。

フラッシュＲＯＭ７２０は、プロセッサ７１０によって実行されるプログラムを格納したコンピューター読取可能な非一過性の記録媒体の一例として用いられる。なお、プロセッサ７１０として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）又はＭＰＵ（Micro Processing Unit）等を用いることができる。

ＣＷ／ＣＣＷセレクタ７３０は、励起回路１００（Ｈブリッジ回路）の励起方向と、サンプルホールド回路１２０の読み取り結果を、Ｔｃｗ記憶メモリ７６１又はＴｃｃｗ記憶メモリ７６２のどちらに保存するかを制御する。実際は、ＣＷ／ＣＣＷセレクタ７３０はプロセッサ７１０のシーケンス動作内に組み込まれるため、概念的なものと考えて差し支えない。

ＡＤＣ７４０は、サンプルホールド回路１２０で保持された出力信号Ｔの電圧情報（測定データ）を取得し、アナログ信号からデジタルデータに変換する。デジタルに変換された測定データは、ＣＷ／ＣＣＷセレクタ７３０からの指示に応じて、マイコン７０内部のデマルチプレクサ７５０を介してＣＷ又はＣＣＷ用の記憶メモリに割り振られて保存される。

Ｔｃｗ記憶メモリ７６１及びＴｃｃｗ記憶メモリ７６２は、ＲＡＭ７６０の所定のメモリ領域として構成され、磁気センサ６０の測定システムによる測定結果を一時的に保存する。測定結果は、比較演算回路７７０での入力変数に用いられる。

フラッシュＲＯＭ７８０は、従来技術の差分演算、及び本実施形態により追加した加算演算及び加算方式の判定、及び個別判定方式の各判定を行うための設定閾値を保存している。設定閾値は、比較演算回路７７０に読み込まれて各判定の基準値になる。

比較演算回路７７０は、加算方式及び個別判定方式の磁気飽和判定と、従来技術の差分値による磁気検知判定を行う。内部の処理ロジックは、図１６に示した複合方式の判定ブロックの構成に準じる。比較演算回路７７０の入力パラメータとしては、ＲＡＭ７６０から取得した測定データである励起時間Ｔｃｗ及び励起時間Ｔｃｃｗと、それらの測定データから内部の演算回路で導出された加算値Ｔｓｕｍ及び差分値Ｔｓｕｂとに対する計４つの判定パラメータと、フラッシュＲＯＭ７８０に記憶された判定ロジック（図１４～図１６）に対応する４つの閾値パラメータとがある。

比較演算回路７７０内部の演算回路の判定結果及び演算により、図１４～図１６の各スイッチング判定結果と、外部磁界Ｈｅｘのアナログ測定データとして差分値Ｔｓｕｂを得られる。演算結果は、センサ構成に応じて次段のＩ／Ｆ回路７９０において、デジタルの情報データからセンサ出力として加工される。なお、本実施形態では、比較演算回路７７０には、加算方式（図１４）、個別判定方式（図１５）、又は複合方式（図１６）のいずれかの判定ブロックが実装されるが、比較演算回路７７０に全ての方式の判定ブロックを実装し、プロセッサ７１０が任意に又はユーザの指示により判定ブロックを切り替えられるように構成してもよい。

Ｉ／Ｆ回路７９０（インターフェース回路）は、マイコン７０内の判定結果を電気信号に変換してセンサ出力とする。スイッチ出力であればＧＰＩＯ、アナログ出力であればＤＡＣなどを用いることができる。実際の磁気センサでは、マイコン７０の周辺機器においては電気的特性に劣る場合や、シリアル通信規格ＲＳ－４８５など特殊な電気的制御が必要な場合が多い。このため、通常さらにもう１段アナログ素子や専用通信ＩＣによるＩ／Ｆ回路を経由してセンサ出力としてもよい。

例えば、磁気センサ６０においては、ＩＥＣ６１１３１－９で規定されたＩＯ－Ｌｉｎｋという１本のセンサ出力信号線が、シリアル通信出力及びスイッチング出力に任意で切り替えられるインターフェースを採用することができる。この場合、通信モードにおいてはスイッチング出力、外部磁界Ｈｅｘの強さと向き、可飽和コイル１の磁気飽和の有無、可飽和コイル１の断線エラーの有無を同一のパケットデータに封入してシリアル通信データ、スイッチセンサーモードにおいてはスイッチング出力のＯＮ／ＯＦＦ信号を１本の信号線から出力することができる。比較演算回路７７０において、スイッチングセンサであるがアナログ出力も得られるとしているのは、つまりはシリアル通信方式など、情報密度を多く発信できる出力形態に対応可能であるからである。

［磁気センサのワンパルス測定］
次に、磁気センサ６０の測定システムによる測定動作の手順について説明する。
図１８に示すワンパルス測定は、ＣＷ又はＣＣＷ方向における１回分の測定動作を示し、図１９が磁器センサとしての動作全体のフローチャートになる。図１９に示すフローチャートのとおり、ＣＷ／ＣＣＷセレクタ７３０による励起方向の設定をＣＷ又はＣＣＷ方向に変更しつつワンパルス測定を複数回行い、測定結果を保存している。

はじめに、磁気センサ６０の測定システムによるワンパルス測定の手順について図１８を参照して説明する。
図１８は、本発明の一実施形態に係る磁気センサ６０の測定システムによるワンパルス測定の手順例を示すフローチャートである。

まず、マイコン７０のプロセッサ７１０は、ワンパルス測定処理を開始するとサンプルホールド回路１２０にリセットトリガ信号を出力し、サンプルホールド回路１２０をリセットする（Ｓ１）。次いで、プロセッサ７１０は、励起開始トリガパルスをＲＳフリップフロップ回路８０に入力する（Ｓ２）。次いで、プロセッサ７１０は、励起開始から一定時間が経過したかどうかを判定し（Ｓ３）、一定時間が経過していない場合は（Ｓ３のＮＯ）、ステップＳ３の判定処理を繰り返す。

一方、プロセッサ７１０は、励起開始から一定時間が経過した場合（Ｓ３のＹＥＳ）、励起停止トリガパルスをＲＳフリップフロップ回路８０に入力する（Ｓ４）。次いで、プロセッサ７１０は、ＡＤＣ７４０にサンプルホールド回路１２０から出力される測定データを取り込み、デマルチプレクサ７５０を介してＲＡＭ７６０のＴｃｗ記憶メモリ７６１又はＴｃｃｗ記憶メモリ７６２に記憶する。ステップＳ５の処理後、本フローチャートの処理を終了する。

［磁気センサの測定動作全体］
次に、磁気センサ６０の測定システムによる測定動作全体の手順について図１９を参照して説明する。
図１９は、本発明の一実施形態に係る磁気センサ６０の測定システムによる測定動作全体の手順例を示すフローチャートである。

まず、マイコン７０のプロセッサ７１０は、ＣＷ／ＣＣＷセレクタ７３０をＣＷ方向に設定する（Ｓ１１）。次いで、プロセッサ７１０は、図１８に示したワンパルス測定を実施する（Ｓ１２）。図１８のワンパルス測定が終了したら処理を図１９のステップＳ１３に進める。

次いで、プロセッサ７１０は、ワンパルス測定の測定結果をＲＡＭ７６０に保存する（Ｓ１３）。次いで、プロセッサ７１０は、ＣＷ／ＣＣＷセレクタ７３０を前回と逆の判定方向、ここではＣＣＷ方向に設定する（Ｓ１４）。

次いで、プロセッサ７１０は、ＣＷ、ＣＣＷともに測定が完了したかどうかを判定する（Ｓ１５）。ＣＷ又はＣＣＷのいずれかの測定が完了していない場合には（Ｓ１５のＮＯ）、ステップＳ１２のワンパルス測定に戻る。

一方、ＣＷ、ＣＣＷともに測定が完了した場合には（Ｓ１５のＹＥＳ）、比較演算回路７７０で加算方式、個別判定方式、又は複合方式による判定を実施する（Ｓ１６）。次いで、比較演算回路７７０は、判定結果を演算結果としてＩ／Ｆ回路７９０に出力する（Ｓ１７）。そして、Ｉ／Ｆ回路７９０は、比較演算回路７７０から入力された演算結果を電気信号に変換してセンサ出力とする。ステップＳ１７の処理後、本フローチャートの処理を終了する。

以上のとおり、本発明の一実施形態に係る磁気センサは、特許文献１における磁気センサの測定原理を踏襲しつつ、磁気検出式スイッチセンサへの応用において運用上の制約であった可飽和コイルの磁気飽和時における磁気センサの動作不安定化の課題を解消することができた。すなわち、本願の発明者は、従来技術で言及されていなかった、外部磁界により電流励起前の時点で可飽和コイルが磁気飽和していた場合における、外部磁界と自己誘導磁界との向き及び大きさの組合せによる励起電流の推移の特異性に着目し、これを積極的に応用することで、可飽和コイルの磁気飽和検知機能を新たに付加することができた。

上記構成の本実施形態に係る磁気センサによれば、このような外部磁界により電流励起前の時点で可飽和コイルが磁気飽和していた場合における励起電流の推移を検知することで、可飽和コイルの磁気飽和時における磁気センサの動作不安定化を防止し、スイッチセンサへの応用において安全性を担保することが可能となる。例えば、可飽和コイルに対する磁性体の過接近時、又は、強磁性体の接近時においても、正常なスイッチ動作の継続が可能となる。かつ、本実施形態に係る磁気センサは、可飽和コイル自身の詳細な状態（磁気飽和、断線故障）を測定パラメータとして新たに得ることを可能にしている。

なお、本発明の一実施形態として、以下のような構成もとることができる。
本発明の一実施形態は、可飽和コイルと、パルス発生器と、２方向の電流励起部と、パルス幅変調部と、電流検出部と、２つのパルス幅の差（差分値）と和（加算値）を演算できる演算部と、を備える。

電流励起部は、可飽和コイルに対して２方向からの電流を励起し、電流励起により発生する自己誘導磁界Ｈｄｒｖ（ｔ）の磁気ベクトル方向を任意に設定できるように構成される。例えば、電流励磁部は、ＣＷ／ＣＣＷセレクタ７３０と励起回路１００を用いて構成することができる。

パルス発生器は、任意のパルス開始トリガによりＯＦＦ－ＯＮの立ち上がり信号を生成し、任意のパルス停止トリガによりＯＮ－ＯＦＦの立ち下がり信号を生成し、２つのトリガ入力により１つの矩形波パルス信号を生成する機構を持つものとする。例えば、パルス発生器は、ＲＳフリップフロップ回路８０を用いて構成することができる。

電流検出部は、可飽和コイルに流れる電流を検知し、その電流量が一定の閾値を超えた時にパルス発生器のパルス停止トリガを発して励起を停止するように構成される。その閾値は、励起電流量が著しく増加し、可飽和コイルが磁気飽和したと判断できる電流値とする。例えば、電流検出部は、電流検出回路１１０を用いて構成することができる。

パルス幅変調部は、可飽和コイルを励振し、上記パルス発生器のパルス停止トリガにより励起を停止するまでの時間をパルス幅とするパルス幅変調信号を出力する。例えば、パルス幅変調部は、サンプルホールド回路１２０を用いて構成することができる。

パルス幅変調信号は、可飽和コイルを電流励起して発生する自己誘導磁界と外部磁界Ｈｅｘによる合成磁界の強さにより変化するインダクタンスと、励起電流量の遷移の違いにより生ずる閾値電流に達するまでの励起時間の違いとによりパルス幅が変化する。

２つのパルス幅の差（差分値）と和（加算値）を演算できる演算部は、可飽和コイルを励起した電流の向きごとにその励起によるパルス幅を記憶する。そして、上記演算部は、当該２つのパルス幅の和と差を演算し、その判定結果により可飽和コイルの強磁性体接近による、励起前から磁気飽和状態になり正常な測定ができない状態、又は可飽和コイルに励起電流が流せない断線故障のエラーを検知するエラー検知機能を備えるように構成される。かつ、上記演算部は、強磁性体による磁気飽和を含めた、磁性体接近を検知してスイッチ出力信号として出力する。例えば、この演算部は、比較演算回路７７０を用いて構成することができる。

さらに、本発明の一実施形態として、以下のような構成もとることができる。
（１）（加算方式）
可飽和コイルと、
第１の方向の第１の励起電流と、上記第１の方向とは逆向きの第２の方向の第２の励起電流とを上記可飽和コイルに供給することができる励起回路と、
上記可飽和コイルにかかる外部磁界と、上記可飽和コイルの自己誘導磁界とに基づいて上記可飽和コイルに発生する励起電流を検出する電流検出回路と、
上記電流検出回路が検出した励起電流の遷移に基づいて算出される上記可飽和コイルの励起時間に基づいて、上記可飽和コイルの周囲の磁気を測定する磁気測定部（例えば、マイコン７０）と、を備え、
上記磁気測定部は、
上記第１の励起電流に基づく第１の励起時間と、上記第２の励起電流に基づく第２の励起時間とを加算した加算値と、励起前の磁気飽和状態を検知する加算値用の磁気飽和検知閾値とに基づいて、上記励起前の磁気飽和状態を検知し、
上記第１の励起時間と上記第２の励起時間との差分値と、磁性体の接近を検知する閾値と、上記励起前の磁気飽和状態の検知結果とに基づいて、上記磁性体の接近を検知する
磁気センサ。
（２）（断線検知）
上記磁気測定部は、上記第１の励起時間と上記第２の励起時間との加算値と、上記可飽和コイルの断線を検知する閾値とを比較した結果に基づいて、上記可飽和コイルの断線を検知する
上記（１）に記載の磁気センサ。
（３）（個別判定方式）
可飽和コイルと、
第１の方向の第１の励起電流と、上記第１の方向とは逆向きの第２の方向の第２の励起電流とを上記可飽和コイルに供給することができる励起回路と、
上記可飽和コイルにかかる外部磁界と、上記可飽和コイルの自己誘導磁界とに基づいて上記可飽和コイルに発生する励起電流を検出する電流検出回路と、
上記電流検出回路が検出した励起電流の遷移に基づいて算出される上記可飽和コイルの励起時間に基づいて、上記可飽和コイルの周囲の磁気を測定する磁気測定部（例えば、マイコン７０）と、を備え、
上記磁気測定部は、
上記第１の励起電流に基づく第１の励起時間と、励起前の磁気飽和状態を検知する個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第１の個別比較結果と、上記第２の励起電流に基づく第２の励起時間と、上記個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第２の個別比較結果との論理和を演算し、上記論理和の演算結果に基づいて、上記励起前の磁気飽和状態を検知し、
上記第１の励起時間と上記第２の励起時間との差分値と、磁性体の接近を検知する閾値と、上記励起前の磁気飽和状態の検知結果とに基づいて、上記磁性体の接近を検知する
磁気センサ。
（４）（複合方式）
可飽和コイルと、
第１の方向の第１の励起電流と、上記第１の方向とは逆向きの第２の方向の第２の励起電流とを上記可飽和コイルに供給することができる励起回路と、
上記可飽和コイルにかかる外部磁界と、上記可飽和コイルの自己誘導磁界とに基づいて上記可飽和コイルに発生する励起電流を検出する電流検出回路と、
上記電流検出回路が検出した励起電流の遷移に基づいて算出される上記可飽和コイルの励起時間に基づいて、上記可飽和コイルの周囲の磁気を測定する磁気測定部（例えば、マイコン７０）と、を備え、
上記磁気測定部は、
上記第１の励起電流に基づく第１の励起時間と、励起前の磁気飽和状態を検知する個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第１の個別比較結果と、上記第２の励起電流に基づく第２の励起時間と、上記個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第２の個別比較結果との論理和を演算し、上記論理和の演算結果に基づいて、上記励起前の第１の磁気飽和状態を検知し、
上記第１の励起時間と上記第２の励起時間との差分値と、磁性体の接近を検知する閾値と、上記励起前の上記第１の磁気飽和状態の検知結果とに基づいて、上記磁性体の接近を検知し、
上記第１の励起時間と上記第２の励起時間とを加算した加算値と、励起前の磁気飽和状態を検知する加算値用の磁気飽和検知閾値とを比較し、当該比較結果から上記励起前の第２の磁気飽和状態を検知し、上記励起前の上記第２の磁気飽和状態の検知結果と上記励起前の上記第１の磁気飽和状態の検知結果の論理積を演算し、上記論理積の演算結果に基づいて、上記励起前の第３の磁気飽和状態を検知する
磁気検知センサ。
（５）（断線検知）
上記磁気測定部は、上記第１の励起時間と上記第２の励起時間との加算値と、上記可飽和コイルの断線を検知する閾値とを比較した結果に基づいて、上記可飽和コイルの断線を検知する
上記（４）に記載の磁気センサ。

なお、本発明は上述した実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、その他種々の応用例、変形例を取り得ることは勿論である。例えば、上述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために磁気センサの測定システムの構成を詳細かつ具体的に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成要素を備えるものに限定されない。

また、上記の各構成、機能、処理部等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計するなどによりハードウェアで実現してもよい。ハードウェアとして、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）などの広義のプロセッサデバイスを用いてもよい。また、ある処理部により実施される処理が、１つのハードウェアにより実現されてもよいし、複数のハードウェアによる分散処理により実現されてもよい。

１…可飽和コイル、 １０…電流励起回路、 １１…駆動回路、 １２…電流検出回路、 ２０…電流励起回路、 ２１…Ｈブリッジ回路、 ３０…加算方式の判定ブロック、 ３１…第１比較器、 ３２…第２比較器、 ３３…第３比較器、 ３４…論理和回路、 ４０…個別判定方式の判定ブロック、 ４１…第１比較器、 ４２…第２比較器、 ４３…第３比較器、 ４４…論理和回路、 ４５…論理和回路、 ５０…複合方式の判定ブロック、 ５１…第１比較器、 ５２…第２比較器、 ５３…第３比較器、 ５４…第４比較器、 ５５…第５比較器、 ５６…論理和回路、 ５７…論路和回路、 ５８…論理積回路、 ６０…磁気センサ、 ７０…マイコン、 ８０…ＲＳフリップフロップ回路、 ９０…デマルチプレクサ、 １００…励起回路、 １１０…電流検出回路、 １２０…サンプルホールド回路、 １３０…論理和回路、 ７００…クロック、 ７１０…プロセッサ、 ７２０…フラッシュＲＯＭ、 ７３０…ＣＷ／ＣＣＷセレクタ、 ７４０…ＡＤＣ、 ７５０…デマルチプレクサ、 ７６０…ＲＡＭ、 ７６１…Ｔｃｗ記憶メモリ、 ７６２…Ｔｃｃｗ記憶メモリ、 ７７０…比較演算回路、 ７８０…フラッシュＲＯＭ、 ７９０…Ｉ／Ｆ回路、 Ａｒ１…領域、 Ａｒ２…領域、 Ｈｅｘ…外部磁界、 Ｈｄｒｖ（ｔ）…自己誘導磁界（励起磁界）、 ｉ（ｔ）…励起電流

Claims (5)

1. 可飽和コイルと、
   第１の方向の第１の励起電流と、前記第１の方向とは逆向きの第２の方向の第２の励起電流とを前記可飽和コイルに供給することができる励起回路と、
   前記可飽和コイルにかかる外部磁界と、前記可飽和コイルの自己誘導磁界とに基づいて前記可飽和コイルに発生する励起電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路が検出した励起電流の遷移に基づいて算出される前記可飽和コイルの励起時間に基づいて、前記可飽和コイルの周囲の磁気を測定する磁気測定部と、を備え、
   前記磁気測定部は、
   前記第１の励起電流に基づく第１の励起時間と、前記第２の励起電流に基づく第２の励起時間とを加算した加算値と、励起前の磁気飽和状態を検知する加算値用の磁気飽和検知閾値とに基づいて、前記励起前の磁気飽和状態を検知し、
   前記第１の励起時間と前記第２の励起時間との差分値と、磁性体の接近を検知する閾値と、前記励起前の磁気飽和状態の検知結果とに基づいて、前記磁性体の接近を検知する
   磁気センサ。
2. 前記磁気測定部は、前記第１の励起時間と前記第２の励起時間との加算値と、前記可飽和コイルの断線を検知する閾値とを比較した結果に基づいて、前記可飽和コイルの断線を検知する
   請求項１に記載の磁気センサ。
3. 可飽和コイルと、
   第１の方向の第１の励起電流と、前記第１の方向とは逆向きの第２の方向の第２の励起電流とを前記可飽和コイルに供給することができる励起回路と、
   前記可飽和コイルにかかる外部磁界と、前記可飽和コイルの自己誘導磁界とに基づいて前記可飽和コイルに発生する励起電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路が検出した励起電流の遷移に基づいて算出される前記可飽和コイルの励起時間に基づいて、前記可飽和コイルの周囲の磁気を測定する磁気測定部と、を備え、
   前記磁気測定部は、
   前記第１の励起電流に基づく第１の励起時間と、励起前の磁気飽和状態を検知する個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第１の個別比較結果と、前記第２の励起電流に基づく第２の励起時間と、前記個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第２の個別比較結果との論理和を演算し、前記論理和の演算結果に基づいて、前記励起前の磁気飽和状態を検知し、
   前記第１の励起時間と前記第２の励起時間との差分値と、磁性体の接近を検知する閾値と、前記励起前の磁気飽和状態の検知結果とに基づいて、前記磁性体の接近を検知する
   磁気センサ。
4. 可飽和コイルと、
   第１の方向の第１の励起電流と、前記第１の方向とは逆向きの第２の方向の第２の励起電流とを前記可飽和コイルに供給することができる励起回路と、
   前記可飽和コイルにかかる外部磁界と、前記可飽和コイルの自己誘導磁界とに基づいて前記可飽和コイルに発生する励起電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路が検出した励起電流の遷移に基づいて算出される前記可飽和コイルの励起時間に基づいて、前記可飽和コイルの周囲の磁気を測定する磁気測定部と、を備え、
   前記磁気測定部は、
   前記第１の励起電流に基づく第１の励起時間と、励起前の磁気飽和状態を検知する個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第１の個別比較結果と、前記第２の励起電流に基づく第２の励起時間と、前記個別用の磁気飽和検知閾値とを比較した第２の個別比較結果との論理和を演算し、前記論理和の演算結果に基づいて、前記励起前の第１の磁気飽和状態を検知し、
   前記第１の励起時間と前記第２の励起時間との差分値と、磁性体の接近を検知する閾値と、前記励起前の前記第１の磁気飽和状態の検知結果とに基づいて、前記磁性体の接近を検知し、
   前記第１の励起時間と前記第２の励起時間とを加算した加算値と、励起前の磁気飽和状態を検知する加算値用の磁気飽和検知閾値とを比較し、当該比較結果から前記励起前の第２の磁気飽和状態を検知し、前記励起前の前記第２の磁気飽和状態の検知結果と前記励起前の前記第１の磁気飽和状態の検知結果の論理積を演算し、前記論理積の演算結果に基づいて、前記励起前の第３の磁気飽和状態を検知する
   磁気センサ。
5. 前記磁気測定部は、前記第１の励起時間と前記第２の励起時間との加算値と、前記可飽和コイルの断線を検知する閾値とを比較した結果に基づいて、前記可飽和コイルの断線を検知する
   請求項４に記載の磁気センサ。

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