JP2022144243A - 光電変換装置および電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】垂直信号線に読み出される信号の振幅に応じた動作が可能な光電変換装置および電子機器を提供すること。【解決手段】光電変換によって信号を生成する画素と、画素から垂直信号線に読み出された信号の振幅を判定する判定回路と、を有し、判定回路は、画素が信号を読み出すために選択されている間に複数回または複数種の判定を行うことを特徴とする光電変換装置である。【選択図】図５

Description

本発明は、光電変換装置および電子機器に関する。

特許文献１には、１本の垂直信号線に対し、２つのサンプル＆ホールド回路を並列に持つサンプル＆ホールド部と、サンプル＆ホールド部から出力される画素信号をデジタル信号に変換するアナログ－デジタル部と、を備えた個体撮像装置が示されている。

国際公開第２０１９／０６９６１４号

特許文献１に示される構成では、垂直信号線に読み出される信号の振幅に応じた動作が考慮されていない。

本発明は、垂直信号線に読み出される信号の振幅に応じた動作が可能な光電変換装置および電子機器を提供することを１つの目的とする。

上述の目的は、光電変換によって信号を生成する画素と、画素から垂直信号線に読み出された信号の振幅を判定する判定回路と、を有し、判定回路は、複数回または複数種の判定を行うことを特徴とする光電変換装置によって達成される。

本発明によれば、垂直信号線に読み出される信号の振幅に応じた動作が可能な光電変換装置および電子機器を提供することができる。

実施形態に係る光電変換装置の構成例を示すブロック図。 図１の光電変換装置の画素の構成例を示す回路図。 図１の光電変換装置のサンプルホールド部および変換部の構成例を示す回路図。 図１の光電変換装置の判定回路の構成例を示す回路図。 図１の光電変換装置の動作例に関するタイミング図。 図１の光電変換装置の変形例１の動作例に関するタイミング図。 図１の光電変換装置の変形例２の動作例に関するタイミング図。 図１の光電変換装置の変形例３の動作例に関するタイミング図。 図１の光電変換装置の変形例４の動作例に関するタイミング図。 図１の光電変換装置の変形例５の動作例に関するタイミング図。 図１の光電変換装置の判定回路の別の構成例に関する回路図。 図１の光電変換装置の判定回路のさらに別の構成例に関する回路図。 図１の光電変換装置の判定回路のさらに別の構成例に関する回路図。 実施形態に係る光電変換装置が組み込まれたカメラの構成例を示す図。

以下、添付図面を参照して実施形態を詳しく説明する。なお、以下の実施形態は特許請求の範囲に係る発明を限定するものではない。実施形態には複数の特徴が記載されているが、これらの複数の特徴の全てが発明に必須のものとは限らず、また、複数の特徴は任意に組み合わせられてもよい。さらに、添付図面においては、同一若しくは同様の構成に同一の参照番号を付し、重複した説明は省略する。

図１は、本発明の実施形態に係る光電変換装置１０００の構成例を示すブロック図である。光電変換装置１０００は、第１の基板１と第２の基板２とが電気的に接続された構造を有する。第１の基板は画素部５を有する。また、第２の基板は電流源４０、判定回路２０、サンプルホールド部（ＳＨ）５０、変換部（ＡＤ）６０、データ処理部９０、出力部１００を有する。光電変換装置１０００は例えばＣＭＯＳイメージセンサであってよい。

画素部５には、フォトダイオードなどの光電変換素子を有する画素１０が行列状に配列されている。以下の説明において、図１における左右方向を行方向もしくは水平方向、図１における上下方向を列方向もしくは垂直方向という。また、画素部５において行方向に沿って配列された画素群を画素行、列方向に沿って配列された画素群を画素列という。また、信号の伝達方向に関して、画素１０に向かう方向を上流または前段、出力部１００に向かう方向を下流もしくは後段という。

個々の画素１０は、露光時間中に入射した光量に応じた電圧値を有する信号を生成する。画素部５には、画素列に対応した垂直信号線３０が設けられている。図１では、画素列ごとに１つの垂直信号線３０が設けられている例を示しているが、画素列ごとに複数の垂直信号線３０が設けられてもよい。垂直信号線３０は、接続されている画素１０のうち、外部の垂直走査回路によって選択されている画素行に属する画素１０から、信号を判定回路２０およびサンプルホールド部５０に伝達する。

電流源４０は、垂直信号線３０のそれぞれに対応して設けられている。電流源４０は、信号を読み出すために選択されている画素１０に対して、垂直信号線３０を介してバイアス電流を供給する。

判定回路２０は、垂直信号線３０を介して供給される信号の振幅を判定し、判定結果を出力する。振幅とは、ある基準電位からの変化量を表す。振幅の判定は例えば基準値との大小関係の判定であってよい。図１には、振幅の判定に用いる基準値が、第１の基準値ＲＥＦ１と第２の基準値ＲＥＦ２の２種類である例を示している。したがって、判定回路２０は、第１の基準値ＲＥＦ１を用いた第１の判定と、第２の基準値ＲＥＦ２を用いた第２の判定とを実施可能である。判定結果は光電変換装置１０００における後段の処理や、光電変換装置１０００の外部回路での処理に用いることができる。判定結果は判定結果を利用する回路や目的に応じて利用可能であり、判定結果の用途は限定されない。

サンプルホールド部５０は、それぞれの画素１０の光電変換素子で生成された信号を画素部５から垂直信号線３０を介してサンプリングし保持する。サンプルホールド部５０は、それぞれが垂直信号線３０に接続された、リセット信号をサンプリングおよび保持するサンプルホールド回路と、データ信号をサンプリングおよび保持するサンプルホールド回路とを有している。リセット信号は、画素が蓄積している電荷をリセットした際の信号である。また、データ信号は、光電変換素子が露光期間に生成した電荷に基づく信号である。

変換部６０は、サンプルホールド部５０ごとに設けられ、対応するサンプルホールド部５０から出力される信号をアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換してデジタル信号として出力するＡ／Ｄ変換回路である。Ａ／Ｄ変換回路の具体例としては、スロープ型アナログデジタル変換回路、逐次比較型アナログデジタル変換回路、デルタシグマ（ΔΣ）型アナログデジタル変換回路などが挙げられるが、これらに限定されない。

データ処理部９０は、変換部６０から出力されるデジタル信号に対して予め定められた処理を適用して出力する。データ処理部９０は、例えばデジタル信号に対してデジタルゲインを適用したり、補正処理や補完処理を適用したりすることができる。
出力部１００は、データ処理部９０で処理されたデジタル信号を光電変換装置１０００の外部へ出力する。

図２は、画素１０の構成例を示す回路図である。画素１０は、フォトダイオードなどの光電変換素子４００と、転送トランジスタ４１０と、リセットトランジスタ４５５と、増幅トランジスタ４３０と、選択トランジスタ４４０とを含む。光電変換素子４００は、主電極のうち一方が、接地電位４５０に接続されており、受光量に応じた量の信号電荷（例えば、光電子）を生成する。光電変換素子４００の主電極のうち他方は、転送トランジスタ４１０を介して増幅トランジスタ４３０のゲート電極に電気的に接続されている。増幅トランジスタ４３０のゲート電極が電気的に繋がったノード４２０は、フローティングディフュージョン（ＦＤ）として機能する。フローティングディフュージョンは、光電変換素子４００で生成された電荷を電圧に変換する電荷電圧変換部である。

転送トランジスタ４１０のゲート電極には、転送信号ＴＸが供給される。転送トランジスタ４１０が転送信号ＴＸに応じて導通状態になることによって、光電変換素子４００で生成され、光電変換素子４００に蓄積された電荷が、フローティングディフュージョンであるノード４２０に転送される。電荷が転送された状態におけるノード４２０の電位が上述したデータ信号に相当する。

リセットトランジスタ４５５は、電源電位４６０とノード４２０との間に接続されている。本明細書において、トランジスタがＡとＢとの間に接続されているとは、トランジスタの主電極の一方がＡに、他方がＢに接続されており、トランジスタのゲート電極がＡまたはＢに接続されていないことを示す。

リセットトランジスタ４５５のゲート電極には、リセット信号ＲＥＳが供給される。リセットトランジスタ４５５がリセット信号ＲＥＳに応じて導通状態になることによって、ノード４２０（フローティングディフュージョン）の電位が、電源電位４６０にリセットされる。リセットトランジスタ４５５の導通状態におけるノード４２０の電位が上述したリセット信号に相当する。

増幅トランジスタ４３０は、ゲート電極がノード４２０に、主電極のうち一方が電源電位４６０に、主電極のうち他方が選択トランジスタ４４０に、それぞれ接続されている。増幅トランジスタ４３０は、画素１０が光電変換素子４００の光電変換によって生成した信号を垂直信号線３０に出力するソースフォロワの入力部である。したがって、増幅トランジスタ４３０の主電極のうち他方は選択トランジスタ４４０を介して垂直信号線３０に電気的に接続されている。増幅トランジスタ４３０と、垂直信号線３０に接続された電流源４０とは、ノード４２０の電圧を垂直信号線３０の電位に変換するソースフォロワを構成している。

選択トランジスタ４４０は、増幅トランジスタ４３０と垂直信号線３０との間に接続されている。選択トランジスタ４４０のゲート電極には、選択信号ＳＥＬが供給される。選択トランジスタ４４０が選択信号ＳＥＬに応じて導通状態になることによって、画素１０が選択状態となる。したがって、垂直信号線３０には、選択状態の画素１０から信号が読み出される。

画素１０の回路構成は、図２に示される構成に限定されるものではない。例えば、選択トランジスタ４４０、電源電位４６０と増幅トランジスタ４３０との間に接続されていてもよい。また、図２に示される構成では、画素１０として、転送トランジスタ４１０、リセットトランジスタ４５５、増幅トランジスタ４３０、選択トランジスタ４４０を備える、４Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（４Ｔｒ．）型の構成を示したが、これに限られるものではない。例えば、選択トランジスタ４４０を省略し、増幅トランジスタ４３０が選択トランジスタとしても機能する３Ｔｒ．型の構成としてもよい。また、光電変換装置１０００に要求される仕様などに応じて、トランジスタの数を増やした５Ｔｒ．型以上の構成にしてもよい。画素１０からは、リセットトランジスタ４５５によってノード４２０の電位をリセットし、光電変換素子４００をリセットした際のリセット信号と、光電変換素子４００で光電変換を行った際の信号レベルであるデータ信号と、が順に出力されうる。

図３は、光電変換装置１０００のうち、第２の基板２が有する回路に着目した構成例を示す図である。１つの垂直信号線３０に、リセット信号をサンプリングし保持するサンプルホールド回路２１０およびデータ信号をサンプリングし保持するサンプルホールド回路２１１が接続されている。サンプルホールド回路２１０および２１１はサンプルホールド部５０を構成する。サンプルホールド部５０の出力は、サンプルホールド回路２１１から変換部６０を構成するアナログデジタル変換回路３９０に供給される。

判定回路２０、サンプルホールド回路２１０、２１１、およびアナログデジタル変換回路３９０は垂直信号線３０ごとに設けられる。そのため、多画素化などによって垂直信号線３０の本数が増えた場合、これらの回路を配置するスペースも増加する。本実施形態ではこれらの回路を画素部５が設けられる第１の基板１とは異なる第２の基板２に配置し、第１の基板１および第２の基板２を積層することにより、回路配置の制約を抑制し、あるいはチップ面積を小型化することが可能となる。

判定回路２０は画素１０から垂直信号線３０に読み出された信号の振幅を、基準値を用いて判定する。基準値は例えば光電変換装置１０００が有する基準値回路または外部にある回路から判定回路２０に供給される。ここでは第１の基準値ＲＥＦ１と第２の基準値ＲＥＦ２が判定回路２０に供給されている。したがって、判定回路２０は、第１の基準値ＲＥＦ１を用いた第１の判定と、第２の基準値ＲＥＦ２を用いた第２の判定とを実行することができる。

ここでは、一例として、第１の判定の結果を信号の自動ゲイン制御（ＡＧＣ）に用い、第２の判定の結果を黒沈みの検出に用いるものとする。したがって、第１の判定の結果は 光電変換装置１０００において、アナログゲイン（可変抵抗２４０の抵抗値）の制御と、デジタルゲイン（データ処理部９０で適用される倍率または係数）の制御に用いられる。また、例えば黒沈みが生じている画素の信号を飽和レベルの信号に置換するために用いられる。この補正は光電変換装置１０００の内部（例えばデータ処理部９０）で行ってもよいし、光電変換装置１０００の外部で行ってもよい。補正を外部で行う場合、第２の判定の結果は出力部１００を通じて光電変換装置１０００の外部に出力することができる。しかし、振幅判定結果の用途はこれらに制限されず、また振幅判定結果の出力先についても用途に応じて変更されうる。

サンプルホールド部５０および変換部６０の回路構成について説明する。リセット信号用のサンプルホールド回路２１０は、容量素子１２０および反転増幅器２２０を含む。スイッチ１１０は、制御信号Ｓｍｐ＿ｎに従って、垂直信号線３０と容量素子１２０との接続状態および切断状態を切り替える。反転増幅器２２０は、ソース接地回路およびソースフォロア回路の組み合わせによって構成されうる。反転増幅器２２０は、トランジスタ１３０、１４０、１５０、１６０、スイッチ１７０、１８０、１９０、電流源２００を含む。スイッチ１７０は、反転増幅器２２０の反転入力端と出力端との間に接続されており、制御信号Ｓｍｐａ＿ｎによって制御される。反転増幅器２２０からリセット信号が、制御信号Ｈｏｌｄ＿ｎに従って出力される。

データ信号用のサンプルホールド回路２１１は、リセット信号用のサンプルホールド回路２１０と同様の構成を有しうる。具体的には、サンプルホールド回路２１１は、容量素子１２１および反転増幅器２２１を含む。スイッチ１１１は、制御信号Ｓｍｐ＿ｓに従って、垂直信号線３０と容量素子１２１との接続状態および切断状態を切り替える。反転増幅器２２１は、ソース接地回路およびソースフォロア回路の組み合わせによって構成されうる。反転増幅器２２１は、トランジスタ１３１、１４１、１５１、１６１、スイッチ１７１、１８１、１９１、電流源２０１を含む。スイッチ１７１は、反転増幅器２２１の反転入力端と出力端との間に接続されており、制御信号Ｓｍｐａ＿ｎによって制御される。反転増幅器２２１からデータ信号が、制御信号Ｈｏｌｄ＿ｓに従って出力される。

リセット信号用のサンプルホールド回路２１０の出力端とデータ信号用のサンプルホールド回路２１１の出力端との間には、可変抵抗素子２４０が設けられている。可変抵抗素子２４０の抵抗値は、判定回路２０による第１の判定の結果に応じて制御される。判定回路２０は、例えば、信号の振幅が小さい（第１の基準値ＲＥＦ１より小さい）場合には、そうでない場合よりも可変抵抗素子２４０の抵抗値を下げる。これにより、振幅が小さい信号に対するゲインを増加させ、撮像画像の暗部ノイズを低減することができる。

可変抵抗素子２４０の抵抗値はアナログ信号に適用されるゲインであるためアナログゲインと呼ばれる。アナログゲインを変更した場合、信号処理部９０において変更を相殺するゲインが適用される。信号処理部９０が適用するゲインはＡ／Ｄ変換後のデジタル信号を対象とするため、デジタルゲインと呼ばれる。アナログゲインとデジタルゲインの値は、積が１となるように定められる。したがって、アナログゲインを１より大きくした場合にはデジタルゲインは１より小さくなる。

可変抵抗素子２４０に流れる電流Ｉは、サンプルホールド回路２１０の出力端の電位、つまりリセット信号の電位をＶｎ、サンプルホールド回路２１１の出力端の電位、つまりデータ信号の電位をＶｓ、可変抵抗素子２４０の抵抗値をＲとすると、
Ｉ＝（Ｖｎ－Ｖｓ）／Ｒ
である。

電流Ｉは、アナログデジタル変換回路３９０へと入力される。可変抵抗素子２４０に流れる電流Ｉは、画素のリセット信号の電位Ｖｎとデータ信号の電位Ｖｓとの差分に比例する。したがって、変換部６０のアナログデジタル変換回路３９０には相関二重サンプリング（ＣＤＳ）後の電流Ｉが入力される。また、可変抵抗素子２４０の抵抗値Ｒを基準値よりも下げることにより、ＣＤＳ後のデータ信号（Ｖｎ－Ｖｓ）にプラスのゲインを適用することができる。

なお、ここで説明した回路構成とは異なり、サンプルホールド回路２１０および２１１の出力を入力とし、データ信号とリセット信号との差分を得るＣＤＳ回路を用いてＣＤＳ後のデータ信号を得る構成としてもよい。

図３には、変換部６０が有するアナログデジタル変換回路３９０の一例としてデルタシグマ（ΔΣ）型のアナログデジタル変換回路３９０が示されている。ΔΣ型のアナログデジタル変換回路３９０は、第１積分器、第２積分器、量子化器３７０、デシメーションフィルタ３８０を含む。アナログデジタル変換回路３９０において、第１積分器は、積分容量３２０によって構成されている。第２積分器は、電圧を電流に変換するＧｍセル３３０および積分容量３６０によって構成されている。

第１積分器の入力ノードには、電流源３００およびスイッチ３１０を含むデジタルアナログ変換器３０５が接続されている。デジタルアナログ変換器３０５は、第２積分器および量子化器３７０を介したデジタル信号に応じて第１積分器への電流を制御する。第２積分器の入力ノードには、電流源３４０およびスイッチ３５０を含むデジタルアナログ変換器３４５が接続されている。デジタルアナログ変換器３４５は、第２積分器の出力を、量子化器３７０で量子化した結果に応じて、第２積分器への電流を制御する。

ΔΣ型のアナログデジタル変換回路３９０では、量子化器３７０で前の量子化値を、デジタルアナログ変換器３０５、３４５を通して、第２積分器および第１積分器にフィードバックする動作が行われる。このように、前の量子化値をデジタルアナログ変換器３０４、３４５にフィードバックしながら積分器を２回通すことによって２次のノイズシェーピング特性を得ることができる。さらに、量子化器３７０の後段に配されているデシメーションフィルタ３８０によって高域ノイズを除去することで、精度が高いアナログデジタル変換出力を得ることができる。

デシメーションフィルタ３８０から出力されるデジタル信号は、データ処理部９０に入力される。データ処理部９０は、デジタル信号に対し、デジタルゲインの適用を含む、予め定められた処理を適用して出力部１００へ出力する。データ処理部９０は判定回路２０から通知される第１の判定の結果に基づいて、デジタル信号に適用するデジタルゲインの大きさを制御する。デジタルゲインの適用は、デジタル信号の値に対するゲイン係数の乗算であってよい。

図４は、判定回路２０の構成例を示す回路図である。図４に示す判定回路２０はいずれも複数種の基準値に対応した構成を有する。図４（ａ）に示す判定回路２０は、判定に用いる基準値の種類と同数の判定器およびラッチを有する。ここでは２種類の基準値を用いる場合の構成を示しており、第１の基準値ＲＥＦ１を用いた第１の判定を行う第１の判定器としての比較器８０と、第２の基準値ＲＥＦ２を用いた第２の判定を行う第２の判定器としての比較器８１とが設けられている。第１の判定の結果はラッチ７０に、第２の判定の結果はラッチ７１に記憶される。比較器８０および８１は垂直信号線３０の電位と基準値との大小関係に応じてハイレベルまたはローレベルを出力する。

図４（ｂ）は、比較器に対して選択的に基準値を入力する構成であり、図４（ａ）の構成よりも比較器の数を減らすことができる。判定回路２０は、１つの比較器８０と１つのラッチ７０を有する。また、判定回路２０は、１つの比較器８０に対して第１の基準値ＲＥＦ１と第２の基準値ＲＥＦ２とを選択的に入力するためのスイッチＳＷ１およびＳＷ２を有している。スイッチＳＷ１およびＳＷ２の制御信号は、例えば画素から信号を読み出す動作を制御する制御信号の１つとして供給される。

図４（ｃ）は、基準値の入力線を１つとした構成であり、図４（ｂ）の構成におけるスイッチＳＷ１およびＳＷ２を減らすことができる。図４（ｃ）の構成の判定回路２０を用いる場合、比較器８０に入力する基準値ＲＥＦの値を可変とする。具体的には、第１の判定を行う期間には第１の基準値ＲＥＦ１を、第２の判定を行う期間には第２の基準値ＲＥＦ２を比較器８０に入力する。

判定回路２０が用いる基準値は、光電変換装置１０００の内部に設けられた基準値回路２１から、あるいは光電変換装置１０００の外部から供給することができる。

図５は、選択されている画素の入射光量の大きさに応じた垂直信号線３０の電位変化と、サンプルホールド回路２１０、２１１の各スイッチの動作タイミングとの例を示した図である。また、判定回路２０で用いる第１の基準値ＲＥＦ１および第２の基準値ＲＥＦ２についても示している。なお、判定回路２０は図４（ａ）に示す構成を有するものとする。

ここでは、垂直信号線３０の電位変化の例を、画素１０の入射光量が少ない場合（低輝度）、多い場合（高輝度）、および非常に多い場合（超高輝度）の３通りについて示している。なお、超高輝度は、画素の光電変換素子で発生した電荷がフローティングディフュージョンに漏れ込む現象（ブルーミングとも言われる）が生じる条件に該当する。低輝度および高輝度はブルーミングが生じない範囲における入射光量が少ない場合と多い場合の典型例である。本実施形態では画素１０が光電変換によって電子を蓄積するものとする。したがって、垂直信号線３０の電位は、画素１０の入射光量が多いほど基準電位から低下する。

図５における制御信号Ｓｍｐ＿ｎ、Ｓｍｐａ＿ｎ，Ｈｌｏｄ＿ｎ，ｓｍｐ＿ｓ，ｓｍｐａ＿ｓ，ｈｌｏｄ＿ｓは、図３において同じ名称が記載されているスイッチの制御信号である。ここでは、制御信号がハイレベルの間、対応するスイッチがオン状態（導通状態）になり、制御信号がローレベルの間、対応するスイッチがオフ状態（不導通状態）になるものとする。

まず、時刻ｔ１で、制御信号Ｓｍｐ＿ｎ，Ｓｍｐａ＿ｎがハイレベルになり、リセット信号用のサンプルホールド回路２１０において、スイッチ１１０、１７０がオン状態になる。次いで、制御信号Ｓｍｐａ＿ｎがハイレベルからローレベルに遷移する時刻ｔ２で、リセット信号の電位Ｖｎがサンプリングされ、容量素子１２０に蓄積される。

次に、時刻ｔ３において、制御信号Ｓｍｐ＿ｎがハイレベルからローレベルへ遷移する。また、制御信号Ｈｏｌｄ＿ｎがハイレベルとなり、スイッチ１８０、１９０がオン状態になることによって、サンプルホールド回路２１０において、容量素子１２０がリセット信号の電位Ｖｎを保持する。この容量素子１２０にサンプリングされ保持された電荷が、リセット信号用のサンプルホールド回路２１０から出力される。

時刻ｔ４で、垂直信号線３０に画素１０から光電変換素子４００で生成された信号が出力される。次いで、時刻ｔ５で、制御信号Ｓｍｐ＿ｓ、Ｓｍｐａ＿ｓがハイレベルになり、データ信号用のサンプルホールド回路２１１において、スイッチ１１１、１７１がオン状態になる。次いで、制御信号Ｓｍｐａ＿ｓがハイレベルからローレベルに遷移する時刻ｔ６で、データ信号の電位Ｖｓがサンプリングされ、容量素子１２１に蓄積される。判定回路２０は、時刻ｔ５からｔ６までの期間に振幅判定を行う。

次に、時刻ｔ７において、制御信号Ｓｍｐａ＿ｓがハイレベルからローレベルに遷移する。また、時刻ｔ８において、制御信号Ｈｏｌｄ＿ｎがハイレベルとなり、スイッチ１８１、１９１がオン状態になることによって、サンプルホールド回路２１１において、容量素子１２１がデータ信号の電位Ｖｓを保持する。この容量素子１２１にサンプリングされ保持された電荷が、データ信号用のサンプルホールド回路２１１から出力される。

上述したように、サンプルホールド回路２１０の出力端のリセット信号の電位Ｖｎとサンプルホールド回路２１１の出力端のデータ信号の電位Ｖｓとの差に応じた電流が、アナログデジタル変換回路３９０へと入力される。次いで、時刻ｔ９において、制御信号Ｈｏｌｄ＿ｎ、Ｈｏｌｄ＿ｓがローレベルになり、次の画素１０のリセット信号およびデータ信号のサンプリングが開始される。

次に、画素の入射光量の大きさと判定回路２０における振幅判定結果との関係についてに説明する。ここでは、ＡＧＣ制御を目的とした第１の基準値ＲＥＦ１と、黒沈みの検出を目的とした第２の基準値ＲＥＦ２とが供給されるものとする。したがって、第１の基準値ＲＥＦ１は、予め定められた、アナログゲインを増加させる範囲に含まれる輝度レベルの信号を検出するための値を有する。また、第２の基準値ＲＥＦ２は、飽和レベルを超える垂直信号線３０の電位を検出するための値を有する。

画素の入射光量が少なく、低輝度に相当する信号が出力される場合、時刻ｔ４における垂直信号線３０の電位低下は小さく、第１の基準値ＲＥＦ１を下回らない。その結果、判定回路２０の比較器８０は第１の判定の結果としてハイレベルを出力する。これは、読み出されたデータ信号がアナログゲインを増加させる輝度範囲の信号であることを意味する。また、垂直信号線３０の電位は第２の基準値ＲＥＦ２を下回らないため、判定回路２０の比較器８１は第２の判定の結果としてハイレベルを出力する。これはデータ信号に黒沈みが生じていないことを意味する。

画素から電荷が漏れない程度に入射光量が多く、高輝度に相当する信号が出力される場合、時刻ｔ４における垂直信号線３０の電位低下は大きくなり、第１の基準値ＲＥＦ１を下回るようになる。その結果、判定回路２０の比較器８０は第１の判定の結果としてローレベルを出力する。これは、読み出されたデータ信号がアナログゲインを増加させる輝度範囲の信号でないことを意味する。また、垂直信号線３０の電位は第２の基準値ＲＥＦ２を下回らないため、判定回路２０の比較器８１は第２の判定の結果としてハイレベルを出力する。これはデータ信号に黒沈みが生じていないことを意味する。

ブルーミングが生じる超高輝度の場合、光電変換素子は飽和している。そのため、時刻ｔ５からｔ６までのデータ信号のサンプリング期間において判定回路２０で検出される垂直信号線３０の電位は第１の基準値ＲＥＦ１を下回る。その結果、判定回路２０の比較器８０は第１の判定の結果としてローレベルを出力する。

また、光電変換素子から漏れ出した電荷により、データ信号が垂直信号線３０に出力される時刻ｔ４において、フローティングディフュージョンの電位は通常よりも低下している。この状態からさらに飽和レベルの電荷がフローティングディフュージョンに転送されるため、時刻ｔ５からｔ６の期間に判定回路２０で検出される垂直信号線３０の電位は過飽和レベルとなり、第２の基準値ＲＥＦ２を下回る。そのため、判定回路２０の比較器８１は第２の判定の結果としてローレベルを出力する。これはデータ信号に黒沈みが生じていることを意味する。

判定回路２０は、画素１０が信号を読み出すために選択されている間に第１の基準値ＲＥＦ１を用いた第１の判定と、第２の基準値ＲＥＦ２を用いた第２の判定とを行う。そして、判定の結果はラッチ７０および７１にそれぞれ保持され、光電変換装置１０００内における後段の処理および光電変換装置１０００の外部における処理の少なくとも一方に用いることができる。

ここでは、第１の判定の結果は、光電変換装置１０００において、判定回路２０による可変抵抗素子２４０の抵抗値（アナログゲイン）の調整および、データ処理部９０で適用するデジタルゲインの調整に用いられる。また、第２の判定の結果は、例えば黒沈みが生じているデータ信号を補正するために用いることができる。この補正は光電変換装置１０００の内部（例えばデータ処理部９０）で行ってもよいし、光電変換装置１０００の外部で行ってもよい。いずれの場合においても、第２の判定の結果はメモリなどに保持しておくことができる。補正は、例えば第２の判定によって黒沈みが検出されたデータ信号を、飽和レベルのデータ信号に置換する処理であってよい。

判定結果と判定結果に基づく動作の例を以下に示す。表において低輝度データ信号に対して適用するゲインは単なる例示である。また、上述の通り、判定の目的はここで例示したＡＧＣ制御および黒沈み検出に限定されない。また、３種類以上の判定を行ってもよい。例えば、低輝度の範囲を複数に分割してＡＧＣ制御をより細かく行うために判定の種類を増やしてもよい。

画素から垂直信号線に読み出された信号の振幅を判定する判定回路を有することにより、本実施形態の光電変換装置は、光電変換装置内部もしくは外部において、判定結果に基づいて適切な処理を実行することを可能にする。特に、画素が信号を読み出すために選択されている間に判定回路において複数種の振幅判定を行うことで、例えば、黒沈みの検出と、データ信号に適用するゲインの調整といった、画質の向上に寄与する処理を実現することができる。

（変形例１）
図６は、判定回路２０を図４（ｂ）の構成とした変形例１についての、垂直信号線３０の電位変化と、サンプルホールド回路２１０、２１１の各スイッチおよび判定回路２０のスイッチの動作タイミングとの例を示した図である。本変形例でも、第１の判定および第２の判定は、データ信号のサンプリング期間に行うものとする。

図６において、データ信号のサンプリング期間は時刻ｔ５からｔ７までの期間である。ここでは、時刻ｔ５からｔ６までの期間に第２の判定を行い、時刻ｔ６からｔ７までの期間に第１の判定を行う例を示している。時刻ｔ６は時刻ｔ５とｔ７を２等分する時刻である。

時刻ｔ１から時刻ｔ５までの間、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の制御信号はいずれもローレベルである。したがって、スイッチＳＷ１およびＳＷ２はオフであり、振幅判定処理は行われない。時刻ｔ５になると、スイッチＳＷ２の制御信号がハイレベルになり、スイッチＳＷ２がオンする。スイッチＳＷ１はオフのままである。これにより、比較器８０の反転入力に第２の基準値ＲＥＦ２が入力される。比較器８０の非反転入力には垂直信号線３０を通じてデータ信号が入力されているため、比較器８０の出力は第２の判定の結果としてラッチ７０に保持されたのち、出力部１００から光電変換装置１０００の外部へ出力される。光電変換装置１０００内部で第２の判定の結果を利用する回路がある場合には、その回路が時刻ｔ５以降、時刻ｔ６までの期間にラッチ７０の状態を参照する。

時刻ｔ６になると、スイッチＳＷ２の制御信号がローレベルになり、スイッチＳＷ２がオフする。また、スイッチＳＷ１の制御信号がハイレベルになり、スイッチＳＷ１がオンする。これにより、比較器８０の反転入力に第１の基準値ＲＥＦ１が入力される。比較器８０の非反転入力には垂直信号線３０を通じてデータ信号が入力されつづけているため、比較器８０の出力は第１の判定の結果としてラッチ７０に保持される。

判定回路２０は第１の判定の結果に基づいて可変抵抗素子２４０の抵抗値を調整することにより、アナログデジタル変換回路３９０に入力される、ＣＤＳ後のデータ信号に対するアナログゲインを調整する。また、データ処理部９０は、アナログデジタル変換回路３９０から出力されるデジタル信号に適用するデジタルゲインを、ラッチ７０に保持された第１の判定の結果に基づいて調整する。

他の動作については図５を用いて説明した通りであるため、説明を省略する。なお、第１の判定と第２の判定の順序は逆であってもよい。

本変形例では、上述した効果に加え、判定回路２０の構成を簡略化できるため、回路規模を低減することができる。

（変形例２）
変形例１では、データ信号のサンプリング期間に第１の判定と第２の判定とを順次行う構成であった。本変形例では、第１の判定と第２の判定との一方を、データ信号のサンプリング期間外に行う。具体的には、第２の判定をデータ信号の出力開始より前の期間（例えばリセット信号のサンプリング期間）に行う。

図７は、変形例２についての、垂直信号線３０の電位変化と、サンプルホールド回路２１０、２１１の各スイッチおよび判定回路２０のスイッチの動作タイミングとの例を示した図である。ここでは、判定回路２０が図４（ｂ）の構成であるものとする。第１の判定と第２の判定とを並行して実施する必要がないため、比較器を１つ有する構成の判定回路２０での実施に適している。

時刻ｔ１からリセット信号の読み出し期間が開始する。判定回路２０でリセット信号に対して振幅の判定を行うため、スイッチＳＷ２の制御信号が時刻ｔ１でハイレベルになる。スイッチＳＷ１の制御信号はローレベルのままである。これにより、比較器８０の反転入力に第２の基準値ＲＥＦ２が入力される。垂直信号線３０にはリセット信号が読み出されているため、比較器８０の出力は第２の判定の結果に相当する。なお、本変形例ではデータ信号ではなくリセット信号に対して第２の判定を行うため、第２の基準値ＲＥＦ２の値が実施形態および変形例１とは異なる。ブルーミングが生じていない状態では起こりえないリセット信号の振幅を検出するための値が第２の基準値ＲＥＦ２として用いられる。例えば、第２の基準値ＲＥＦ２は、フルスケールの１／８振幅相当の値であってよい。

ブルーミングが生じている場合、リセット信号の読み出し期間において光電変換素子から溢れた電荷がフローティングディフュージョンに漏れ込み、リセット信号のレベルが経時的に変化する。図７の例では、時刻ｔ１の時点ではリセット信号のレベルは第２の基準値ＲＥＦ２を下回っていないが、リセット信号が保持される時刻ｔ２までの間に第２の基準値ＲＥＦ２を下回るようになる。これにより、時刻ｔ２における比較器８０の出力はローレベルとなり、黒沈みが生じていることを示す判定結果となる。

時刻ｔ２になると、スイッチＳＷ２の制御信号がローレベルとなり、第２の判定は終了する。その後、時刻ｔ４からデータ信号の読み出し期間が始まり、時刻ｔ５でデータ信号のサンプリングが行われるタイミングで、スイッチＳＷ１の制御信号がハイレベルになる。スイッチＳＷ２の制御信号はローレベルのままである。これにより、比較器８０の反転入力に第１の基準値ＲＥＦ１が入力される。垂直信号線３０にはデータ信号が読み出されているため、比較器８０の出力は第１の判定の結果に相当する。

その後、データ信号のサンプリングが行われる時刻ｔ６で、スイッチＳＷ１の制御信号がローレベルとなり、第１の判定が終了する。

本変形例では、変形例１と同様の効果に加え、判定処理に対する時間の制約を変形例１よりも緩和することができる。

（変形例３）
図８は、判定回路２０を図４（ｃ）の構成とした変形例３についての、垂直信号線３０の電位変化と、基準値サンプルホールド回路２１０、２１１の各スイッチの動作タイミングと、判定回路２０で用いる基準値の制御との例を示した図である。本変形例において、第１の判定および第２の判定は、変形例２と同じタイミングで行う。

本変形例では比較器８０の反転入力に供給する基準値を可変とし、第２の判定を行う期間には第２の基準値ＲＥＦ２を、第１の判定を行う期間には第１の基準値ＲＥＦ１を供給する。例えば、基準値回路２１が、時刻ｔ１からｔ２までは第２の基準値ＲＥＦ２を、時刻ｔ５からｔ６までは第１の基準値ＲＥＦ１を、基準値ＲＥＦとして比較器８０の反転入力に供給する。基準値の供給方法以外は、変形例２と共通である。

本変形例では、変形例２と同様の効果に加え、基準値を供給するための信号線を削減することができる。

（変形例４）
ここまでは第１の判定と第２の判定とにそれぞれ個別の基準値を用いる構成について説明した。しかし、第１の判定と第２の判定とに同一の基準値を用いることもできる。図９は、変形例４における、垂直信号線３０の電位変化と、基準値サンプルホールド回路２１０、２１１の各スイッチの動作タイミングと、判定回路２０で用いる基準値の制御との例を示した図である。

図９は、図８における基準値ＲＥＦの値が変化しないものに相当する。本変形例では、それぞれの判定に最適な基準値を用いることはできないが、基準値を可変にする必要が無いため、基準値を供給するための構成（例えば基準値回路２１）の構成をより単純にすることができる。本変形例の他の効果は変形例３と同様である。

ここでは、第２の判定に適した第２の基準値ＲＥＦ２を第１の判定にも流用している。しかし、第１の判定に適した第１の基準値ＲＥＦ１を第２の判定に流用したり、第１の基準値ＲＥＦ１および第２の基準値ＲＥＦ２と異なる第３の基準値ＲＥＦ３を第１の判定および第２の判定に用いたりしてもよい。第１の判定の結果は、光電変換装置１０００において用いられる。第２の判定の結果は、例えば光電変換装置１０００の外部に出力される。第２の判定の結果は例えば外部に出力するためにメモリなどに保持しておくことができる。

（変形例５）
上述の例は目的の異なる複数種の振幅判定を行うものであった。しかし、本発明は同じ目的の振幅判定を複数回行う場合にも適用できる。例えば、画素のフローティングディフュージョン（ノード４２０）の容量が可変である場合、フローティングディフュージョンの容量を変えて複数回データ信号を読み出すことがある。

図１０は、フローティングディフュージョンの容量を変えて複数回データ信号を読み出す場合の、垂直信号線３０の電位変化と、基準値サンプルホールド回路２１０、２１１の各スイッチの動作タイミングと、判定回路２０で用いる基準値との例を示した図である。本変形例では図４（ｃ）の構成を有する判定回路２０を用いるものとする。

ここでは、２回読み出されるデータ信号のそれぞれに対して第１の判定を行う場合を想定している。したがって、判定回路２０には第１の基準値ＲＥＦ１が継続して供給される。１回目のデータ信号のサンプリング期間（時刻ｔ５からｔ６）に、１回目の第１の判定を行う。

データ信号がホールドされた後、時刻ｔ１０で、例えば画素のダイナミックレンジを拡大するためにフローティングディフュージョンの容量が増加される。そして、時刻ｔ１１から２回目のデータ信号のサンプリング期間が開始される。フローティングディフュージョンの容量が変化したことにより、データ信号の振幅が変化する。そのため、２回目のデータ信号のサンプリング期間（時刻ｔ１１からｔ１２）に、２回目の第１の判定を行う。ラッチ７０に保持された１回目の判定結果は２回目の判定結果で上書きされる。

本変形例によれば、フローティングディフュージョンの容量が変更された場合には、変更後の容量に応じた信号について改めて振幅を判定することができる。そのため、例えばＡＧＣを目的とした振幅の判定を行う場合、最終的なデータ信号の振幅に応じた適切なゲイン調整が可能である。

なお、ここでは同じ判定を複数回行う例として、画素のフローティングディフュージョンの容量が変更される都度、データ信号の振幅を判定する例を説明した。しかし、リセット信号レベルに対して同じ判定を複数回行ってもよい。例えば、リセット信号レベルをＡ／Ｄ変換する場合、リセット信号に対する第２の判定の結果によってフローティングディフュージョンの容量を変更することがあり得る。容量の変更後に読み出されたリセット信号に対して２回目の第２の判定を行うことで、フローティングディフュージョンの容量が変更される場合についても適切に黒沈みの検出を行うことができる。

本変形例によれば、振幅を判定した後にフローティングディフュージョンの容量が変更された場合、容量の変更後に読み出された信号に対して再び振幅を判定する。そのため、フローティングディフュージョンの容量が可変な画素から読み出される信号について適切な振幅判定を行うことができる。

（変形例６）
判定回路２０に用いる比較器８０および８１を差動増幅器で実現する場合、入力オフセットが精度低下の原因となりうる。そのため、入力オフセットを補正する構成を有する比較器８０を用いることで、判定精度を高めることができる。

図１１は判定回路２０の比較器８０および８１として用いることのできる、入力オフセットが補正可能な比較器の構成例を示す図である。

図１１（ａ）において比較器８０は、入力用の２つの容量素子５００、５１０と、フィードバックスイッチ５２０、５３０とを有する。フィードバックスイッチ５２０は、一端が反転入力端子に、他端が非反転出力端子に接続されている。また、フィードバックスイッチ５３０は、一端が非反転入力端子に、他端が反転出力端子に接続されている。

なお、比較器８０の出力は非反転出力端子であり、この端子がラッチ７０の入力端子に接続される。反転入力端子には容量素子５００が接続され、非反転入力端子には容量素子５１０が接続される。反転入力端子には容量素子５００を介して基準値が供給され、非反転入力端子には容量素子５００を介して垂直信号線３０が接続される。

非反転入力にリセット信号が、反転入力に基準値ＲＥＦが供給されている状態で、この状態でスイッチ５２０および５３０をオン（導通）させたのち、オフさせると、容量素子５００および５１０はそれぞれ同じ電位差を有するようになる。これにより、比較器８０の入力オフセット電圧をキャンセルすることができる。

図１１（ｂ）は、比較器８０を構成する差動増幅器がシングルエンドであることを除き、図１１（ａ）と同じである。この構成によっても、非反転入力にリセット信号が、反転入力に基準値ＲＥＦが供給されている状態で、この状態でスイッチ５２０および５３０をオン（導通）させたのち、オフさせることにより、比較器８０の入力オフセット電圧をキャンセルすることができる。

なお、比較器８０はいわゆるオートゼロ方式の差動増幅器として公知の任意の構成を採ることができる。図１１に示した構成は単なる例示である。

（変形例７）
図１２は、判定回路２０を、画素１０の選択トランジスタ４４０、増幅トランジスタ４３０に電流を供給する垂直信号線３０の電流源４０で駆動する構成を示す。これにより、判定回路２０を別電源で駆動する場合よりも消費電力の低減を実現することができる。

比較器は、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ５４０と、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５５０、５６０と、リセットスイッチ５７０とを有する。トランジスタ５４０はソースに垂直信号線３０が接続され、ゲートに基準値ＲＥＦが入力される。また、トランジスタ５５０は電源電圧とトランジスタ５４０に接続され、ゲートにはバイアス電圧が印加されている。トランジスタ５６０は電源電圧とラッチ７０に接続され、ゲートにはトランジスタ５４０と５５の接続点の電圧が印加されている。トランジスタ５６０の出力がラッチ７０に入力される。また、リセットスイッチ５７０はオン時にラッチ７０をリセットするスイッチである。

垂直信号線３０の電位が、（基準電圧ＲＥＦ－トランジスタ５４０の閾値電圧Ｖｔｈ）以下に低下するとトランジスタ５４０がオンする。トランジスタ５４０がオンすると、電流源４０に向かって電流が流れる。これにより、トランジスタ５６０のゲート電圧が低下し、トランジスタ５６０がオンする。これにより、ラッチ７０にはハイレベルが保持される。基準電圧ＲＥＦは第１の基準値ＲＥＦ１であっても第２の基準値ＲＥＦ２であってもよい。また、判定を複数回行う場合には、リセットスイッチ５７０をオンにして前回の判定結果をリセットしてから新たな判定を行う。

本変形例によれば、判定回路２０を垂直信号線３０の電流源４０で駆動するため、消費電力を低減することができる。

（変形例８）
図１３は、判定回路２０を、垂直信号線３０の電流源４０で駆動する別の形態を示す図である。変形例７と同じ構成要素については図１２と同じ参照数字を付して説明を省略する。本変形例に係る判定回路２０は、変形例７の構成に対して垂直信号線３０の電位を保持するための構成を付加したものである。

具体的には、トランジスタ５４０のソースとゲートとの接続、切断を行うスイッチ５９０と、トランジスタ５４０のゲートと基準値の入力端子との間に設けられた容量素子６００とが追加されている。

垂直信号線３０にリセット信号が読み出されている状態で、スイッチ５９０をオンすることにより、容量素子６００に垂直信号線３０が接続される。スイッチ５９０をオフすると、リセット信号の電位が容量素子６００に保持される。容量素子６００はリセット信号の電位の保持回路として機能する。

この状態で基準値ＲＥＦをΔＶだけ低下させて、この低下分を容量素子６００に印加すると、トランジスタ５４０のゲートには（リセット信号－ΔＶ）の電位が印加される。垂直信号線３０の電位がリセット信号から、例えばフルスケールの１／８分だけ低下した際にトランジスタ５４０がオンするように、ΔＶを調整しておくことで、データ信号に対して第１の判定を行うことができる。このように、本変形例では、トランジスタ５４０のゲート電位の基準に垂直信号線３０の基準のリセット信号を用いている。

これにより、本変形例によれば、信号を読み出す画素の出力段におけるソースフォロワトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈのばらつきを抑制した状態で振幅を判定することができ、判定精度の向上が実現できる。

以上説明したように、本実施形態による光電変換装置は、画素から読み出された信号の振幅、もしくは読み出された信号に基づく信号の振幅を判定する判定回路を有する。画素が信号を読み出すために選択されている間、判定回路において、様々な種類もしくはタイミングで振幅の判定を行うことにより、光電変換装置内部もしくは外部において、判定結果に基づいて適切な処理を実行することができる。判定結果を用いることにより、例えば、黒沈みの検出と、データ信号に適用するゲインの調整とを実現することができ、画質の向上を実現することができる。

（他の実施形態）
上述の実施形態に係る光電変換装置１０００の応用例を以下に説明する。図１４は、光電変換装置１０００を搭載した電子機器ＥＱＰの模式図である。図１４は、電子機器ＥＱＰの一例としてカメラを示している。ここで、カメラの概念には、撮影を主目的とする装置のみならず、撮影機能を補助的に備える装置（例えば、パーソナルコンピュータや、スマートフォンなどの携帯端末）も含まれる。

光電変換装置１０００は、画素部５が設けられた積層構造の半導体チップでありうる。光電変換装置１０００は、図１４に示されるように、半導体パッケージＰＫＧに収容されている。パッケージＰＫＧは、光電変換装置１０００が固定された基体と、光電変換装置１０００に対向する蓋体と、基体に設けられた端子と光電変換装置１０００に設けられた端子とを接続する導電性の接続部材と、を含みうる。蓋体は例えばガラスで構成することができる。また、接続部材はボンディングワイヤやバンプなどであってよい。機器ＥＱＰは、光学系ＯＰＴ、制御装置ＣＴＲＬ、処理装置ＰＲＣＳ、表示装置ＤＳＰＬ、記憶装置ＭＭＲＹの少なくともいずれかをさらに備えていてもよい。

光学系ＯＰＴは、光電変換装置１０００に結像するものであり、例えば、レンズやシャッタ、ミラーでありうる。制御装置ＣＴＲＬは、光電変換装置１０００の動作を制御するものであり、例えば、ＡＳＩＣなどの半導体デバイスでありうる。処理装置ＰＲＣＳは、光電変換装置１０００から出力された信号を処理するものであり、ＣＰＵやＡＳＩＣなどの半導体デバイスでありうる。表示装置ＤＳＰＬは、光電変換装置１０００で得られた画像データを表示する、ＥＬ表示装置や液晶表示装置でありうる。記憶装置ＭＭＲＹは、光電変換装置１０００で得られた画像データを記憶する、磁気デバイスや半導体デバイスである。記憶装置ＭＭＲＹは、ＳＲＡＭやＤＲＡＭなどの揮発性メモリ、あるいは、フラッシュメモリやハードディスクドライブなどの不揮発性メモリでありうる。機械装置ＭＣＨＮはモーターやエンジンなどの可動部あるいは推進部を有する。カメラにおける機械装置ＭＣＨＮはズーミングや合焦、シャッタ動作のために光学系ＯＰＴの部品を駆動することができる。機器ＥＱＰでは、光電変換装置１０００から出力された画像データを表示装置ＤＳＰＬに表示したり、機器ＥＱＰが備える通信装置（不図示）によって外部に送信したりする。このため、機器ＥＱＰは、記憶装置ＭＭＲＹや処理装置ＰＲＣＳを備えていてもよい。

光電変換装置１０００が組み込まれたカメラは、監視カメラや、自動車や鉄道車両、船舶、航空機あるいは産業用ロボットなどの輸送機器に搭載される車載カメラなどにも適用されうる。加えて、光電変換装置１０００が組み込まれたカメラは、輸送機器に限らず、高度道路交通システム（ＩＴＳ）など、広く物体認識を利用する機器に適用することができる。

本発明は上述した実施形態の内容に制限されず、発明の精神および範囲から離脱することなく様々な変更及び変形が可能である。したがって、発明の範囲を公にするために請求項を添付する。

５：画素部、１０：画素、３０：垂直信号線、５０：サンプルホールド部、６０：変換部、２１０，２１１：サンプルホールド回路、１０００：光電変換装置

Claims (19)

1. 光電変換によって信号を生成する画素と、
   前記画素から垂直信号線に読み出された信号の振幅を判定する判定回路と、を有し、
   前記判定回路は、前記画素が信号を読み出すために選択されている間に複数回または複数種の前記判定を行うことを特徴とする光電変換装置。
2. 前記判定回路は、
   第１の判定を行う第１の判定器と、
   第２の判定を行う第２の判定器と、
   を用いて前記判定を行うことを特徴とする請求項１に記載の光電変換装置。
3. 前記判定回路は、第１の期間に第１の判定を行い、第２の期間に第２の判定を行う判定器を有することを特徴とする請求項１に記載の光電変換装置。
4. 前記画素からリセット信号とデータ信号とが読み出され、
   前記第１の判定および前記第２の判定が、前記データ信号に対して行われることを特徴とする請求項２または３に記載の光電変換装置。
5. 前記画素からリセット信号とデータ信号とが読み出され、
   前記判定回路は、前記リセット信号に対して第２の判定を行い、前記データ信号に対して第１の判定を行うことを特徴とする請求項２または３に記載の光電変換装置。
6. 前記判定回路は、前記第１の判定には第１の基準値を用い、前記第２の判定には第２の基準値を用いることを特徴とする請求項２から５のいずれか１項に記載の光電変換装置。
7. 前記判定回路は、前記第１の判定と前記第２の判定に同じ基準値を用いることを特徴とする請求項５に記載の光電変換装置。
8. 前記第１の判定の結果を前記光電変換装置で用い、前記第２の判定の結果を前記光電変換装置の外部に出力することを特徴とする請求項７に記載の光電変換装置。
9. 前記画素がフローティングディフュージョンの容量を切り替え可能であり、
   前記判定回路は、前記容量が第１の容量である状態で前記画素から読み出された信号と、前記容量が第２の容量である状態で前記画素から読み出された信号とのそれぞれについて、同じ基準値を用いて前記判定を行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載の光電変換装置。
10. 前記判定回路が前記信号と前記判定に用いる基準値とを入力とし、入力オフセットをキャンセルする機能を有するオートゼロ方式の差動増幅器であることを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載の光電変換装置。
11. 前記判定回路が前記画素の垂直信号線に接続された電流源によって駆動されることを特徴とする請求項１から１０のいずれか１項に記載の光電変換装置。
12. 前記判定回路が、
    前記垂直信号線に読み出されたリセット信号の電位を保持する保持回路を有し、
    前記保持回路に保持された前記リセット信号の電位を差し引いた基準値を用いて前記判定を行う、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の光電変換装置。
13. 前記判定回路は、前記判定の結果を前記判定回路の外部から読み出し可能に保持することを特徴とする請求項１から１２のいずれか１項に記載の光電変換装置。
14. 前記判定が、前記信号に適用するアナログゲインと、前記信号をＡ／Ｄ変換した後に適用するデジタルゲインとを調整するための判定を含むことを特徴とする、請求項１から１３のいずれか１項に記載の光電変換装置。
15. 前記判定が、前記画素に黒沈みが生じているか否かの判定を含むことを特徴とする、請求項１から１４のいずれか１項に記載の光電変換装置。
16. 光電変換によって信号を生成する画素と、
    前記画素に電流を供給する電流源と、
    前記画素から垂直信号線に読み出された信号の振幅を判定する判定回路と、を有し、
    前記電流源から電流が前記判定回路に供給されることを特徴とする光電変換装置。
17. 請求項１から１６のいずれか１項に記載の光電変換装置と、
    前記光電変換装置の動作を制御する制御装置と、
    を有することを特徴とする電子機器。
18. 光電変換によって信号を生成する画素が設けられた基板に積層される基板であって、
    前記画素から垂直信号線に読み出された信号の振幅を判定する判定回路と、を有し、
    前記判定回路は、前記画素が信号を読み出すために選択されている間に複数回または複数種の前記判定を行うことを特徴とする基板。
19. 光電変換によって信号を生成する画素が設けられた基板に積層される基板であって、
    前記画素に電流を供給するように設けられた電流源と、
    前記画素から垂直信号線に読み出された信号の振幅を判定するための判定回路と、を有し、
    前記電流源から電流が前記判定回路に供給されることを特徴とする基板。

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