JP2022083030A - Ｐｗｍ信号生成方法及び装置、並びにｐｗｍ信号生成装置を有する機器 - Google Patents

Abstract

【課題】２相変調方式における３相インバータにおけるコモンモード電圧の変動を低減する。【解決手段】相毎にスイッチング素子の対を有する３相インバータを制御する３つのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成方法は、３相の各々について、（Ａ）当該相についての２相変調方式における基準レベルと、第１のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第１の処理、（Ｂ）当該相についての２相変調方式における基準レベルと、第１のキャリアと逆位相の第２のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第２の処理、及び（Ｃ）スイッチング素子の対のうち一方のスイッチング素子をオンに他方のスイッチング素子をオフに固定する第３のＰＷＭ信号を生成する第３の処理を、他の相と異なる処理を実行するように第１乃至第３の処理を切り替えながら実行するものである。【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号の生成技術に関する。

３相モータのＰＷＭ制御では、モータ電流が相電圧でなく、線間電圧により決定される。これを利用して、一定期間だけ、３相のうち１相の上アーム素子（すなわち上側のスイッチング素子）または下アーム素子（すなわち下側のスイッチング素子）を常時オンにして相電圧を固定し、残り２相をＰＷＭ信号で駆動することで線間電圧を確保する２相変調方式が用いられる。相電圧を固定した相は、スイッチング損失が発生しないので、２相変調方式は３相変調方式よりもスイッチング損失を少なくできる。２相変調方式は、π／３期間固定方式（例えば特許文献１）と２π／３期間固定方式（例えば特許文献２）がある。

三相インバータは、出力しようとする電圧の指令値と三角波や鋸波などのキャリアとを比較し、その比較結果に基づき各相のアーム素子のオンオフ信号を生成する。このとき、三相（ＵＶＷ）の出力電圧の平均値を示すコモンモード電圧はゼロにならず、キャリアに同期して大きな電圧変動が発生する。このコモンモード電圧の変動は、モータのベアリングの金属表面の損傷につながり、静寂性能や寿命に影響を与える。また、コモンモード電圧の変動は、モータの浮遊容量などを介してアースへと流れる漏れ電流（高周波ノイズ）の原因となる。また、漏れ電流は他の機器に障害をもたらすなどの問題となる（例えば非特許文献１）。

このため、３相インバータのコモンモード電圧の変動を抑制する技術も存在している（例えば特許文献３）。この技術では、第１の相Ｕの相電圧指令と第１のキャリアとを比較して、第１の相Ｕの相電圧指令＜第１のキャリアとなった場合には、第１の相Ｕの上アームをＯＦＦ、第１の相Ｕの下アームをＯＮし、他の１つの相Ｖの上アームをＯＮ、当該他の１つの相Ｖの下アームをＯＦＦする。第２の相Ｗの相電圧指令と第２のキャリア（第１のキャリアと逆相）とを比較して、第２の相Ｗの相電圧指令≧第２のキャリアとなった場合には、第２の相Ｗの上アームをＯＮ、第２の相Ｗの下アームをＯＦＦし、他の１つの相Ｖの上アームをＯＦＦ、当該他の１つの相Ｖの下アームをＯＮする。このように第１の相Ｕと第２の相Ｗとのスイッチング切り替えに応じて他の１つの相Ｖのスイッチングを切り替えることにより、コモンモード電圧の変動が原因で発生するコモンモードノイズを少なくするものである。しかしながら、他の１の相Ｖのスイッチングは、第１及び第２の相Ｕ及びＷのスイッチングに依存する形となっているので、相電圧指令には制限があり、実際的にはスイッチングタイミングを同時にすることも出来ず、電力変換効率が悪いといった問題もある。なお、第１の相Ｕは常に第１のキャリアとの比較を行い、第２の相Ｗは常に第２のキャリアとの比較を行うようになっている。

特開平１－２７４６６８号公報 特開平１１－２６２２６９号公報 特開２００７－２９５７８６号公報

Ｔｏｓｈｉｂａ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｄｅｖｉｃｅｓ ＆ Ｓｔｏｒａｇｅ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ， "ＤＣ－ＡＣ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏｔｅ"， ２０１８－０７－２６

従って、本発明の目的は、一側面として、２相変調方式における３相インバータにおけるコモンモード電圧の変動を低減する新たな技術を提供することである。

本発明に係るＰＷＭ信号生成方法は、相毎にスイッチング素子の対を有する３相インバータを制御する３つのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成するＰＷＭ信号生成方法であって、３相の各々について、（Ａ）当該相についての２相変調方式における基準レベルと、第１のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第１の処理、（Ｂ）当該相についての２相変調方式における基準レベルと、第１のキャリアと逆位相の第２のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第２の処理、及び（Ｃ）スイッチング素子の対のうち一方のスイッチング素子をオンに他方のスイッチング素子をオフに固定する第３のＰＷＭ信号を生成する第３の処理を、他の相と異なる処理を実行するように第１乃至第３の処理を切り替えながら実行するものである。

一側面によれば、コモンモード電圧の変動を低減できるようになる。

図１は、本発明の実施の形態に係る全体装置の構成例を示す図である。 図２は、第１の実施の形態に係る信号の時間変化を表す図である。 図３は、第１の実施の形態に係るコモンモード電圧ｅ０の周波数成分を表す図である。 図４は、第１の従来技術に係る信号の時間変化を表す図である。 図５は、第１の従来技術に係るコモンモード電圧ｅ０の周波数成分を表す図である。 図６は、第２の実施の形態に係る信号の時間変化を表す図である。 図７は、第２の実施の形態に係るコモンモード電圧ｅ０の周波数成分を表す図である。 図８は、第２の従来技術に係る信号の時間変化を表す図である。 図９は、第２の従来技術に係るコモンモード電圧ｅ０の周波数成分を表す図である。 図１０は、本実施の形態に係る処理フローを示す図である。

［実施の形態１］
図１に本実施の形態に係る３相モータ１、ＰＷＭ信号生成装置１００、３相インバータ２００の構成例を示す。

ＰＷＭ信号生成装置１００は、基準レベル生成部２１と、演算部４１と、第１キャリア（例えば三角波）Ｃａを生成する第１キャリア生成部２２ａと、第１のキャリアＣａとは逆相の第２のキャリアＣｂを生成する第２キャリア生成部２２ｂと、Ｕ相のキャリア切替部４２ａと、Ｖ相のキャリア切替部４２ｂと、Ｗ相のキャリア切替部４２ｃと、Ｕ相の比較部１２ａと、Ｖ相の比較部１２ｂと、Ｗ相の比較部１２ｃとを有する。

基準レベル生成部２１は、Ｕ相の基準レベルＵ＊と、Ｖ相の基準レベルＶ＊と、Ｗ相の基準レベルＷ＊とを生成する。例えば、以下のような信号を生成する。
Ｕ＊＝ａ・ｓｉｎ（θ）
Ｖ＊＝ａ・ｓｉｎ（θ－２π／３）
Ｗ＊＝ａ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）
ここでａは変調率であり、この値により、３相インバータ２００の出力電圧の基本周波数の振幅を制御する。θは３相インバータ２００の基本波位相である。

演算部４１は、基準レベルの補正を行い且つキャリア切り替え指示を出力する。基準レベルの補正は、π／３期間固定方式では以下のような演算にて基準レベルＵ＊、Ｖ＊及びＷ＊を、補正基準レベルＵ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊に変換する処理である。
１）（Ｕ＊≧０）且つ（Ｖ＊≧０）であれば、
Ｗ＊＊＝－１，Ｕ＊＊＝Ｕ＊ーＷ＊－１，Ｖ＊＊＝Ｖ＊－Ｗ＊－１
２）１）ではなく、（Ｖ＊＜０）且つ（Ｗ＊＜０）であれば、
Ｕ＊＊＝＋１，Ｖ＊＊＝Ｖ＊－Ｕ＊＋１，Ｗ＊＊＝Ｗ＊－Ｕ＊＋１
３）１）でも２）ではなく、（Ｗ＊≧０）且つ（Ｕ＊≧０）であれば、
Ｖ＊＊＝－１，Ｗ＊＊＝Ｗ＊ーＶ＊－１，Ｕ＊＊＝Ｕ＊－Ｖ＊－１
４）１）乃至３）ではなく、（Ｕ＊＜０）且つ（Ｖ＊＜０）であれば、
Ｗ＊＊＝＋１，Ｕ＊＊＝Ｕ＊－Ｗ＊＋１，Ｖ＊＊＝Ｖ＊－Ｗ＊＋１
５）１）乃至４）ではなく、（Ｖ＊≧０）且つ（Ｗ＊≧０）であれば、
Ｕ＊＊＝－１，Ｖ＊＊＝Ｖ＊ーＵ＊－１，Ｗ＊＊＝Ｗ＊－Ｕ＊－１
６）１）乃至５）ではなく、（Ｗ＊＜０）且つ（Ｕ＊＜０）であれば、
Ｖ＊＊＝＋１，Ｗ＊＊＝Ｗ＊ーＶ＊＋１，Ｕ＊＊＝Ｕ＊－Ｖ＊＋１
なお、この補正基準レベルＵ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊は、２相変調方式におけるπ／３期間固定方式の基準レベルを表している。

演算部４１は、さらに、基準レベルＵ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊に基づき、第２キャリアＣｂを出力する相の切り替えを制御するキャリア切替指示Ｓを以下の条件で生成して出力する。
１）（Ｕ＊≧０）且つ（Ｗ＊＜０）であれば、Ｓ＝２
２）１ではなく（Ｖ＊＜０）であれば、Ｓ＝１
３）１）及び２）でなければ、Ｓ＝３

Ｕ相のキャリア切替部４２ａは、Ｓ＝１の場合に第２キャリア生成部２２ｂが出力する第２キャリアＣｂを、Ｓ＝２及び３の場合に第１キャリア生成部２２ａが出力する第１キャリアＣａを、Ｕ相のキャリア出力Ｃｕとして出力する。Ｖ相のキャリア切替部４２ｂは、Ｓ＝２の場合に第２キャリア生成部２２ｂが出力する第２キャリアＣｂを、Ｓ＝１及び３の場合に第１キャリア生成部２２ａが出力する第１キャリアＣａを、Ｖ相のキャリア出力Ｃｖとして出力する。Ｗ相のキャリア切替部４２ｃは、Ｓ＝３の場合に第２キャリア生成部２２ｂが出力する第２キャリアＣｂを、Ｓ＝１及び２の場合に第１キャリア生成部２２ａが出力する第１キャリアＣａを、Ｗ相のキャリア出力Ｃｗとして出力する。なお、キャリア出力Ｃｕ，Ｃｖ及びＣｗは、－１＜Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ＜１である。

Ｕ相の比較部１２ａは、補正基準レベルＵ＊＊とＵ相のキャリア出力Ｃｕとを比較して、Ｕ＊＊≧Ｃｕであれば＋１そうでなければ－１となるオンオフ信号Ｇａを出力する。Ｖ相の比較部１２ｂは、補正基準レベルＶ＊＊とＶ相のキャリア出力Ｃｖとを比較して、Ｖ＊＊≧Ｃｖであれば＋１そうでなければ－１となるオンオフ信号Ｇｃを出力する。Ｗ相の比較部１２ｃは、補正基準レベルＷ＊＊とＷ相のキャリア出力Ｃｗとを比較してＷ＊＊≧Ｃｗであれば＋１そうでなければ－１となるオンオフ信号Ｇｅを出力する。

３相インバータ２００及びモータ１の構成は従来と同じであるから簡単に述べる。３相インバータ２００は、Ｕ相用の上側スイッチング素子３ａ及び下側スイッチング素子３ｂ、Ｖ相用の上側スイッチング素子３ｃ及び下側スイッチング素子３ｄ、Ｗ相用の上側スイッチング素子３ｅ及び下側スイッチング素子３ｆと、上側スイッチング素子３ａ用のゲート信号発生器１１ａと、下側スイッチング素子３ｂ用のゲート信号発生器１１ｂと、オンオフ信号Ｇａに応じてこれを反転させたオンオフ信号Ｇｂを出力する反転器１３ａと、上側スイッチング素子３ｃ用のゲート信号発生器１１ｃと、下側スイッチング素子３ｄ用のゲート信号発生器１１ｄと、オンオフ信号Ｇｃに応じてこれを反転させたオンオフ信号Ｇｄを出力する反転器１３ｂと、上側スイッチング素子３ｅ用のゲート信号発生器１１ｅと、下側スイッチング素子３ｆ用のゲート信号発生器１１ｆと、オンオフ信号Ｇｅに応じてこれを反転させたオンオフ信号Ｇｆを出力する反転器１３ｃと、キャパシタ２ａ及び２ｂとを有する。ゲート信号発生器１１ａ乃至１１ｆは、＋１を入力したときにオン、そうでなければオフとなる制御信号を、対応するスイッチング素子３ａ乃至３ｆのゲートに出力する。

これによって、上側スイッチング素子３ａはオンオフ信号Ｇａに従ってスイッチングし、下側スイッチング素子３ｂはオンオフ信号Ｇａの反転信号であるオンオフ信号Ｇｂに従ってスイッチングするので、オンオフ信号Ｇａが＋１であればＵ相インバータ出力ｅＵは＋Ｅｄ／２に、そうでなければＵ相インバータ出力ｅＵは－Ｅｄ／２になる。また、上側スイッチング素子３ｃはオンオフ信号Ｇｃに従ってスイッチングし、下側スイッチング素子３ｄはオンオフ信号Ｇｃの反転信号であるオンオフ信号Ｇｄに従ってスイッチングするので、オンオフ信号Ｇｃが＋１であればＶ相インバータ出力ｅＶは＋Ｅｄ／２に、そうでなければＶ相インバータ出力ｅＶは－Ｅｄ／２になる。さらに、上側スイッチング素子３ｅはオンオフ信号Ｇｅに従ってスイッチングし、下側スイッチング素子３ｆはオンオフ信号Ｇｅの反転信号であるオンオフ信号Ｇｆに従ってスイッチングするので、オンオフ信号Ｇｅが＋１であればＷ相インバータ出力ｅＷは＋Ｅｄ／２に、そうでなければＷ相インバータ出力ｅＷは－Ｅｄ／２になる。

なお、モータ１内の３つのコイルが接続された点は中性点であり、中性点における電圧がコモンモード電圧ｅ０である。コモンモード電圧ｅ０＝（ｅＵ＋ｅＶ＋ｅＷ）／３である。

次に、上で述べた各信号の時間変化の一例を図２に示す。図２（ａ）は、基準レベルＵ＊を表しており、（ｂ）は、基準レベルＶ＊を表しており、（ｃ）は、基準レベルＷ＊を表している。これは、上で述べたように位相がずれたサイン波となっている。

図２（ｅ）は、補正基準レベルＵ＊＊及び三角波であるキャリア出力Ｃｕを表しており、（ｆ）は、補正基準レベルＶ＊＊及び三角波であるキャリア出力Ｃｖを表しており、（ｇ）は、補正基準レベルＷ＊＊及び三角波であるキャリア出力Ｃｗを表している。なお、図２（ｄ）は、キャリア切替指示Ｓを表しており、この例ではＳ＝２を出力するサイクル（位相角２π／３）、Ｓ＝１を出力するサイクル（位相角２π／３）、Ｓ＝３を出力するサイクル（位相角２π／３）が時系列に並んでいる。そうすると、Ｓ＝２を出力するサイクルでは、キャリア出力Ｃｖが、点線で表される第２キャリアＣｂとなっており、それ以外のキャリア出力Ｃｕ及びＣｗは、第１キャリアＣａとなっている。また、Ｓ＝１を出力するサイクルでは、キャリア出力Ｃｕが、点線で表される第２キャリアＣｂとなっており、それ以外のキャリア出力Ｃｖ及びＣｗは、第１キャリアＣａとなっている。さらに、Ｓ＝３を出力するサイクルでは、キャリア出力Ｃｗが、点線で表される第２キャリアＣｂとなっており、それ以外のキャリア出力Ｃｕ及びＣｖは、第１キャリアＣａとなっている。

Ｕ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊が＋１になると、どのようなキャリア出力と比較しても、キャリア出力以上となるので、比較器１２ａ乃至１２ｃの出力は必ず＋１になる。また、Ｕ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊が－１になると、どのようなキャリア出力と比較しても、キャリア出力未満となるので、比較器１２ａ乃至１２ｃの結果は必ず－１になる。それ以外であれば、キャリア出力と比較されて、Ｕ＊＊，Ｖ＊＊，Ｗ＊＊≧キャリア出力であれば、比較器１２ａ乃至１２ｃの出力は＋１に、そうでなければ－１になる。

π／３期間固定方式の場合には、Ｕ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊のいずれか１つが位相角π／３毎に－１、＋１、－１、＋１といった順に固定される。そうすると、－１であれば、上側スイッチング素子がオフとなり下側スイッチング素子がオンになる状態が固定される。一方、＋１であれば、上側スイッチング素子がオンとなり下側スイッチング素子がオフになる状態が固定される。

図２（ｈ）は、Ｕ相の３相インバータ出力ｅＵを表しており、（ｉ）は、Ｖ相の３相インバータ出力ｅＶを表しており、（ｊ）は、Ｗ相の３相インバータ出力ｅＷを表している。上でも述べたように、補正基準レベルが－１又は＋１でない場合にはキャリア出力と補正基準レベルとが比較されて、３相インバータ出力ｅＵ，ｅＶ及びｅＷは、－Ｅｄ／２と＋Ｅｄ／２とが頻繁に切り替わり、補正基準レベルが－１又は＋１に固定されれば、その間は－Ｅｄ／２又は＋Ｅｄ／２に固定される。

図２（ｋ）は、モータ１の中性点におけるコモンモード電圧ｅ０の時間変化を表す。上でも述べたように、コモンモード電圧ｅ０は、３相インバータ出力ｅＵ，ｅＶ及びｅＷの平均値となっている。補正基準レベルが－１又は＋１でない場合にはキャリア出力と補正基準レベルとが比較されて、３つの３相インバータ出力のうち２つは、－Ｅｄ／２と＋Ｅｄ／２とが頻繁に切り替わるが、比較の対象となるキャリア出力が互いに逆相となっているので、３相インバータ出力も極性が反転して互いに打ち消すことが多くなるので、コモンモード電圧ｅ０の変動は低減し、コモンモード電流が小さくなる。

図３に、コモンモード電圧ｅ０の周波数成分を表す。図３の横軸は周波数を表し、縦軸は、振幅をＥｄ／２で除した値を表している。図３の例では、キャリア出力の周波数ｆｃ未満の低周波領域に比較的大きなピークはあるが、キャリア出力の周波数ｆｃやその高調波には、小さなピークしかない。

図４に、第２キャリアＣｂを用いない従来のπ／３期間固定方式を採用した場合の各信号の変化を表す。図４（ａ）は、図２（ａ）と同じであり、図４（ｂ）は、図２（ｂ）と同じであり、図４（ｃ）は、図２（ｃ）と同じである。図４（ｄ）は、第１キャリアＣａであるキャリア出力Ｃｕと、補正基準レベルＵ＊＊とを表しており、図４（ｅ）は、第１キャリアＣａであるキャリア出力Ｃｖと、補正基準レベルＶ＊＊とを表しており、図４（ｆ）は、第１キャリアＣａであるキャリア出力Ｃｗと、補正基準レベルＷ＊＊とを表している。異なるのはどのキャリア出力も第２キャリアＣｂに切り替わらないだけである。

図４（ｇ）は、Ｕ相のインバータ出力ｅＵを表し、図４（ｈ）は、Ｖ相のインバータ出力ｅＶを表し、図４（ｉ）は、Ｗ相のインバータ出力ｅＷを表す。キャリア切替指示Ｓがなく第２キャリアＣｂへの切替がないため、３相共に常に補正基準レベルと第１キャリアとを比較することになる。補正基準レベルが－１又は＋１でない場合にはキャリア出力と補正基準レベルとが比較されて、３つの３相インバータ出力のうち２つは、－Ｅｄ／２と＋Ｅｄ／２とが頻繁に切り替わるが、比較の対象となるキャリア出力が同相なので、本実施の形態と比して、３相インバータ出力が互いに打ち消されることがあまりなく、コモンモード電圧ｅ０の変動は大きくなる。これは、図４（ｊ）に表れている。

図５に、この場合のコモンモード電圧ｅ０の周波数成分を表す。図５の横軸は周波数を表し、縦軸は、振幅をＥｄ／２で除した値を表している。図５を図３と比較すると、キャリア出力の周波数ｆｃ未満の低周波領域とｆｃを超えた周波数領域は図３とほぼ同様であるが、キャリア出力の周波数ｆｃには大きなピークが現れている。このように、本実施の形態では、コモンモード電圧の変動が低減されていることがわかる。

このように本実施の形態によれば、コモンモード電圧の変動が小さいため、モータ１のベアリングの金属表面の損傷を抑えることができる。また、モータ１の浮遊容量などを介してアースへと流れる漏れ電流（高周波ノイズ）も小さくなるので、他の機器への障害が発生しづらくなる。

［実施の形態２］
次に、２π／３期間固定方式を採用した場合における構成について説明する。本実施の形態に係る３相モータ１、ＰＷＭ信号生成装置１００、３相インバータ２００の構成も、基本的に図１に示したとおりである。但し、演算部４１の処理は、π／３期間固定方式とは異なる。

具体的には、演算部４１で行われる基準レベルの補正は、２π／３期間固定方式では以下のような演算にて基準レベルＵ＊、Ｖ＊及びＷ＊を、補正基準レベルＵ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊に変換する処理である。
１）（Ｗ＊＜Ｕ＊）且つ（Ｗ＊＜Ｖ＊）であれば、
Ｗ＊＊＝－１，Ｕ＊＊＝Ｕ＊ーＷ＊－１，Ｖ＊＊＝Ｖ＊－Ｗ＊－１
２）１）ではなく、（Ｖ＊＜Ｕ＊）であれば、
Ｖ＊＊＝－１，Ｗ＊＊＝Ｗ＊ーＶ＊－１，Ｕ＊＊＝Ｕ＊－Ｖ＊－１
３）１）及び２）ではない場合には、
Ｕ＊＊＝－１，Ｖ＊＊＝Ｖ＊ーＵ＊－１，Ｗ＊＊＝Ｗ＊－Ｕ＊－１
なお、この補正基準レベルＵ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊は、２相変調方式における２π／３期間固定方式の基準レベルを表している。

演算部４１は、さらに、基準レベルＵ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊に基づき、第２キャリアＣｂを出力する相の切り替えを制御するキャリア切替指示Ｓを以下の条件で生成して出力する。
１）（Ｗ＊＜Ｕ＊）且つ（Ｗ＊＜Ｖ＊）であれば、Ｓ＝２
２）１ではなく（Ｖ＊＜Ｕ＊）であれば、Ｓ＝１
３）１）及び２）でなければ、Ｓ＝３

次に、図６に、本実施の形態に係る各信号の時間変化の一例を示す。図６（ａ）は、基準レベルＵ＊を表しており、（ｂ）は、基準レベルＶ＊を表しており、（ｃ）は、基準レベルＷ＊を表している。これは、第１の実施の形態と同じであり、上で述べたように位相がずれたサイン波となっている。

図６（ｅ）は、補正基準レベルＵ＊＊及び三角波であるキャリア出力Ｃｕを表しており、（ｆ）は、補正基準レベルＶ＊＊及び三角波であるキャリア出力Ｃｖを表しており、（ｇ）は、補正基準レベルＷ＊＊及び三角波であるキャリア出力Ｃｗを表している。なお、図６（ｄ）は、キャリア切替指示Ｓを表しており、この例ではＳ＝２を出力するサイクル（位相角２π／３）、Ｓ＝１を出力するサイクル（位相角２π／３）、Ｓ＝３を出力するサイクル（位相角２π／３）が時系列に並んでいる。そうすると、Ｓ＝２を出力するサイクルでは、キャリア出力Ｃｖが、点線で表される第２キャリアＣｂとなっており、それ以外のキャリア出力Ｃｕ及びＣｗは、第１キャリアＣａとなっている。また、Ｓ＝１を出力するサイクルでは、キャリア出力Ｃｕが、点線で表される第２キャリアＣｂとなっており、それ以外のキャリア出力Ｃｖ及びＣｗは、第１キャリアＣａとなっている。さらに、Ｓ＝３を出力するサイクルでは、キャリア出力Ｃｗが、点線で表される第２キャリアＣｂとなっており、それ以外のキャリア出力Ｃｕ及びＣｖは、第１キャリアＣａとなっている。

Ｕ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊が＋１になると、どのようなキャリア出力と比較しても、キャリア出力以上となるので、比較器１２ａ乃至１２ｃの出力は必ず＋１になる。また、Ｕ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊が－１になると、どのようなキャリア出力と比較しても、キャリア出力未満となるので、比較器１２ａ乃至１２ｃの結果は必ず－１になる。それ以外であれば、キャリア出力と比較されて、Ｕ＊＊，Ｖ＊＊，Ｗ＊＊≧キャリア出力であれば、比較器１２ａ乃至１２ｃの出力は＋１に、そうでなければ－１になる。

２π／３期間固定方式の場合には、Ｕ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊のいずれか１つが位相角２π／３毎に－１に固定される。そうすると、上側スイッチング素子がオフとなり下側スイッチング素子がオンになる状態が固定される。２π／３期間固定方式の場合には、Ｕ＊＊、Ｖ＊＊及びＷ＊＊のいずれも＋１に固定されることはない。

図６（ｈ）は、Ｕ相の３相インバータ出力ｅＵを表しており、（ｉ）は、Ｖ相の３相インバータ出力ｅＶを表しており、（ｊ）は、Ｗ相の３相インバータ出力ｅＷを表している。２π／３期間固定方式では、補正基準レベルが－１でない場合にはキャリア出力と補正基準レベルとが比較されて、３相インバータ出力ｅＵ，ｅＶ及びｅＷは、－Ｅｄ／２と＋Ｅｄ／２とが頻繁に切り替わり、補正基準レベルが－１に固定されれば、その間は－Ｅｄ／２に固定される。

図６（ｋ）は、モータ１の中性点におけるコモンモード電圧ｅ０の時間変化を表す。上でも述べたように、コモンモード電圧ｅ０は、３相インバータ出力ｅＵ，ｅＶ及びｅＷの平均値となっている。補正基準レベルが－１でない場合にはキャリア出力と補正基準レベルとが比較されて、３つの３相インバータ出力のうち２つは、－Ｅｄ／２と＋Ｅｄ／２とが頻繁に切り替わるが、比較の対象となるキャリア出力が互いに逆相となっているので、３相インバータ出力も極性が反転して互いに打ち消すことが多くなるので、コモンモード電圧ｅ０の変動は低減し、コモンモード電流が小さくなる。但し、２π／３期間固定方式では、－Ｅｄ／２に固定される相はあるが、＋Ｅｄ／２に固定される相はないので、第１の実施の形態と比較すると、変化は－Ｅｄ／２側にシフトしている部分がある。

図７に、コモンモード電圧ｅ０の周波数成分を示す。図７の横軸は周波数を表し、縦軸は、振幅をＥｄ／２で除した値を表している。図７の例では、キャリア出力の周波数ｆｃ未満の低周波領域に比較的大きなピークはあるが、キャリア出力の周波数ｆｃやその高調波には、ピークが全くないか小さなピークしかない。

図８に、第２キャリアＣｂを用いない従来の２π／３期間固定方式を採用した場合の各信号の変化を表す。図８（ａ）は、図６（ａ）と同じであり、図８（ｂ）は、図６（ｂ）と同じであり、図８（ｃ）は、図６（ｃ）と同じである。図８（ｄ）は、第１キャリアＣａであるキャリア出力Ｃｕと、補正基準レベルＵ＊＊とを表しており、図８（ｅ）は、第１キャリアＣａであるキャリア出力Ｃｖと、補正基準レベルＶ＊＊とを表しており、図８（ｆ）は、第１キャリアＣａであるキャリア出力Ｃｗと、補正基準レベルＷ＊＊とを表している。異なるのはどのキャリア出力も第２キャリアＣｂに切り替わらないだけである。

図８（ｇ）は、Ｕ相のインバータ出力ｅＵを表し、図８（ｈ）は、Ｖ相のインバータ出力ｅＶを表し、図８（ｉ）は、Ｗ相のインバータ出力ｅＷを表す。キャリア切替指示Ｓがなく第２キャリアＣｂへの切替がないため、３相共に常に補正基準レベルと第１キャリアとを比較することになる。補正基準レベルが－１でない場合にはキャリア出力と補正基準レベルとが比較されて、３つの３相インバータ出力のうち２つは、－Ｅｄ／２と＋Ｅｄ／２とが頻繁に切り替わるが、比較の対象となるキャリア出力が同相なので、本実施の形態と比して、３相インバータ出力が互いに打ち消されることがあまりなく、コモンモード電圧ｅ０の変動は大きくなる。これは、図４（ｊ）に表れている。

図９に、この場合のコモンモード電圧ｅ０の周波数成分を表す。図９の横軸は周波数を表し、縦軸は、振幅をＥｄ／２で除した値を表している。図９を図７と比較すると、キャリア出力の周波数ｆｃ未満の低周波領域とｆｃを超えた周波数領域は図７と類似しているが、キャリア出力の周波数ｆｃには大きなピークが現れている。このように、本実施の形態では、コモンモード電圧が低減され、コモンモード電圧の変動も低減されていることがわかる。

このように、第２の実施の形態でも第１の実施の形態と同様の効果を得ることが出来るようになる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこれらに限定されるものではない。例えば、ＰＷＭ信号生成装置１００については、専用の回路にて実施するようにしても良いし、上記機能を実現するためのプログラムをプロセッサに実行させるようにしても良い。または、専用の回路とプログラムを実行するプロセッサとの組み合わせにて実施するようにしても良い。プログラムを利用する場合、ＰＷＭ信号生成装置１００は、不揮発性メモリと揮発性メモリとプロセッサとを有し、不揮発性メモリに記憶されたプログラムを、揮発性メモリに読み出して、そのプログラムをプロセッサが実行する。さらに、ＰＷＭ信号生成装置１００に図１に示す機能を有することを示したが、さらに多くの機能を有する場合もあれば、より少ない機能しか有しない場合もある。

なお、上記の実施の形態については３相モータ用のインバータを適用例として説明したが、直流から三相交流に変換する、または、三相交流から直流に変換するパワーエレクトロニクス機器に適用可能である。すなわち、系統連携インバータ、力率改善回路（ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路、ＰＷＭ整流器）などに適用可能である。コモンモード電圧の変動はコモンモード電流の脈動の原因となり、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）ノイズとなって機器に悪影響を及ぼすことがある。特に近年ＳｉＣにより電力変換器の高周波化が進んでいるのでノイズの問題はより顕在化する傾向にある。このような状況で、上記の実施の形態を様々なパワーエレクトロニクス機器に用いた場合には、コモンモード電圧の変動を低減でき、ＥＭＩノイズの低減に有効である。

以上述べた実施の形態をまとめると以下のようになる。

本実施の形態に係るＰＷＭ信号生成方法は、相毎にスイッチング素子の対を有する３相インバータを制御する３つのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成方法であって、３相の各々について、（Ａ）当該相についての２相変調方式における基準レベル（例えば実施の形態における補正基準レベル）と、第１のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第１の処理（図１０：ステップＳ１１０）、（Ｂ）当該相についての２相変調方式における基準レベルと、第１のキャリアと逆位相の第２のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第２の処理（図１０：ステップＳ１２０）、及び（Ｃ）スイッチング素子の対のうち一方のスイッチング素子をオンに他方のスイッチング素子をオフに固定する第３のＰＷＭ信号を生成する第３の処理（図１０：ステップＳ１３０）を、他の相と異なる処理を実行するように第１乃至第３の処理を切り替えながら実行する（図１０：ステップＳ１００）ものである。

このように、第１のキャリアと逆位相の第２のキャリアと基準レベルとの比較を３相のいずれかで切り替えながら行うことで、コモンモード電圧の変動が抑制される。

なお、上記ＰＷＭ信号生成方法において、上記３相の各々について、第１乃至第３の処理の各々を、他の相と異なる処理を実行するように第１の所定サイクルで切り替えるか、又は、第２の処理を実行する相を第２の所定サイクルで切り替えると共に第１の処理を実行する相と第３の処理を実行する相とを第２の所定サイクル内の第３の所定サイクルで切り替えるようにしても良い。すなわち、π／３期間固定方式であっても良いし、２π／３期間固定方式であっても良い。

また、上で述べた第３の処理が、当該相についての２相変調方式における基準レベルと第１のキャリアのレベルとの比較の結果として、上記第３のＰＷＭ信号を生成する処理であってもよい。このようにすることで第３の処理が簡略化されるが、２相変調方式を採用する場合には結果として第３の処理が行われることになる。

本実施の形態に係るＰＷＭ信号生成装置は、相毎にスイッチング素子の対を有する３相インバータを制御する３つのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成装置であって、（Ａ）第１のキャリアを生成する第１のキャリア生成部と、（Ｂ）第１のキャリアとは逆位相の第２のキャリアを生成する第２のキャリア生成部と、（Ｃ）３相の各々について、（ｃ１）当該相についての２相変調方式における基準レベルと、第１のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第１の処理、（ｃ２）当該相についての２相変調方式における基準レベルと、第２のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第２の処理、及び（ｃ３）スイッチング素子の対のうち一方のスイッチング素子をオンに他方のスイッチング素子をオフに固定する第３のＰＷＭ信号を生成する第３の処理を他の相と異なる処理を実行するように処理を切り替えながら実行する回路とを有する。

なお、上で述べたＰＷＭ信号生成方法をプロセッサに実行させるためのプログラムを用意して、プロセッサがプロセッサを実行することで、ＰＷＭ信号生成装置として機能させるようにしても良い。

１００ ＰＷＭ信号生成装置
２００ ３相インバータ
１ モータ
２１ 基準レベル生成部
４１ 演算部
４２ａ，４２ｂ，４２ｃ キャリア切替部
１２ａ，１２ｂ，１２ｃ 比較部
１１ａ～１１ｆ ゲート信号生成器
１３ａ，１３ｂ，１３ｃ 反転器

Claims (5)

1. 相毎にスイッチング素子の対を有する３相インバータを制御する３つのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成するＰＷＭ信号生成方法であって、
   ３相の各々について、
   当該相についての２相変調方式における基準レベルと、第１のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第１の処理、
   当該相についての前記２相変調方式における基準レベルと、前記第１のキャリアと逆位相の第２のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第２の処理、及び
   前記スイッチング素子の対のうち一方のスイッチング素子をオンに他方のスイッチング素子をオフにする第３のＰＷＭ信号を生成する第３の処理を、
   他の相と異なる処理を実行するように前記第１乃至第３の処理を切り替えながら実行する
   ＰＷＭ信号生成方法。
2. 前記３相の各々について、前記第１乃至第３の処理の各々を、他の相と異なる処理を実行するように第１の所定サイクルで切り替えるか、又は、
   前記第２の処理を実行する相を第２の所定サイクルで切り替えると共に前記第１の処理を実行する相と前記第３の処理を実行する相とを前記第２の所定サイクル内の第３の所定サイクルで切り替える
   請求項１のＰＷＭ信号生成方法。
3. 前記第３の処理が、
   当該相についての前記２相変調方式における基準レベルと前記第１のキャリアのレベルとの比較の結果として、前記第３のＰＷＭ信号を生成する処理である
   請求項１又は２記載のＰＷＭ信号生成方法。
4. 相毎にスイッチング素子の対を有する３相インバータを制御する３つのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成するＰＷＭ信号生成装置であって、
   第１のキャリアを生成する第１のキャリア生成部と、
   前記第１のキャリアとは逆位相の第２のキャリアを生成する第２のキャリア生成部と、
   ３相の各々について、
   当該相についての２相変調方式における基準レベルと、前記第１のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第１の処理、
   当該相についての前記２相変調方式における基準レベルと、前記第２のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第２の処理、及び
   前記スイッチング素子の対のうち一方のスイッチング素子をオンに他方のスイッチング素子をオフに固定する第３のＰＷＭ信号を生成する第３の処理を、
   他の相と異なる処理を実行するように処理を切り替えながら実行する回路と、
   を有するＰＷＭ信号生成装置。
5. 相毎にスイッチング素子の対を有する３相インバータと、
   前記３相インバータのための３つのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成するＰＷＭ信号生成装置と、
   前記３相インバータの出力を用いる装置と、
   を有し、
   前記ＰＷＭ信号生成装置が、
   第１のキャリアを生成する第１のキャリア生成部と、
   前記第１のキャリアとは逆位相の第２のキャリアを生成する第２のキャリア生成部と、
   ３相の各々について、
   当該相についての２相変調方式における基準レベルと、前記第１のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第１の処理、
   当該相についての前記２相変調方式における基準レベルと、前記第２のキャリアのレベルとを比較してＰＷＭ信号を生成する第２の処理、及び
   前記スイッチング素子の対のうち一方のスイッチング素子をオンに他方のスイッチング素子をオフに固定する第３のＰＷＭ信号を生成する第３の処理を、
   他の相と異なる処理を実行するように処理を切り替えながら実行する回路と、
   を有する機器。
   
   

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