JP2021136811A - モータ駆動装置およびそれを用いた空気調和機の室外機、モータ駆動制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】トルク脈動を効果的に抑制可能なモータ駆動装置を提供する。【解決手段】モータ１０１に電力を供給する電力変換回路１０４と、電力変換回路を制御する制御部１０３と、モータに通電される三相電流を検出する電流センサ１０５と、を備え、制御部は、モータの駆動に寄与する指令電圧を演算する指令電圧演算部１０７と、電流センサにより検出した三相検出電流を互いに直交する成分に分離した各成分に基づいて各成分の脈動分を抽出した第一成分と第二成分を生成する脈動電流検出部１１６と、第一成分に基づいてモータの構造に起因するトルク脈動を補償する第一補償指令電圧を出力するトルク脈動補償部１０９と、第二成分に基づいて電力変換回路のデッドタイムに起因する出力電圧歪みを補償する第二補償指令電圧を出力するデッドタイム補償部１１２と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、モータ（電動機）を駆動するモータ駆動装置とその制御に係り、特に、静音性が求められる用途で使用されるモータ（電動機）の駆動制御に適用して有効な技術に関する。

永久磁石同期モータの誘起電圧は理想的には基本波成分のみを含むが、実際には三相静止座標上において５次成分や７次成分といった空間高調波成分が存在する。この誘起電圧の歪み成分はモータトルクが脈動する一因となり、この変動するトルクが機械共振の励起源となることで、騒音や振動が発生する。

機械共振によって生じる騒音や振動は、例えば、モータを固定する箇所や回転軸受け部に防振ゴムを設けることで軽減できる。しかし、この方法では部品点数の増加に伴い構造が複雑化すること、さらにコストが増加することが問題となる。

このことから、防振ゴムのような部材を用いることなく、永久磁石同期モータの制御方法により機械共振の励起源であるトルク脈動を抑制する技術（以下、トルク脈動抑制制御と称する）の開発が進められている。

制御によってトルク脈動を抑制する場合、制御指令を生成するにあたり、誘起電圧の歪み成分がどの程度含まれているかを把握しておく必要がある。一つの手段として、誘起電圧波形を含むモータ特性を事前に測定しておく方法が考えられるが、不特定のモータに対して個別の測定を行うことは容易ではない。また、既設の製品等ではモータ特性の測定が困難な場合もある。

本技術分野の背景技術として、例えば、特許文献１のような技術がある。特許文献１には「固定子電流を、回転子Ｎ極位相をｄ軸位相とする直交２軸のｄｑ同期座標系上のベクトル信号として捕らえ、最終電流指令値に追従するように制御する電流制御手段と、初期トルク指令値あるいは初期電流指令値を補償するための補償信号を生成する補償信号生成手段と、生成した補償信号を用いて初期トルク指令値あるいは初期電流指令値を補償して、最終電流指令値を生成する最終電流指令値生成手段と、を備える同期電動機の駆動制御装置であって、誘起電圧に含まれる高調波成分の一部または全部を実時間抽出し、実時間抽出した誘起電圧高調波成分と固定子電流相当値と回転子速度相当値とを少なくとも用いて補償信号を生成するように、該補償信号生成手段を構成したことを特徴とする同期電動機の駆動制御装置」が開示されている。

特許文献１のようにモータ駆動装置内で制御指令やセンサ情報を基に所望のパラメータをオンラインで推定することにより、不特定のモータが搭載されるファンやポンプ等の用途であっても高い汎用性を実現することができる。

また、特許文献２には「スイッチング素子をオフ状態とする保護期間であるデッドタイムの長さを決定するデッドタイムの長さ指令に基づいたスイッチング指令によってスイッチング素子がオンおよびオフ動作されたときの電力変換部から負荷へ供給される電流値またはスイッチング指令を生成するための電圧指令値を用いて、電圧指令値を補償する補償量を求める電力変換装置」が開示されている。

また、特許文献３には「永久磁石モータを駆動する電力変換回路と、前記電力変換回路を制御する制御部とを備え、前記制御部は、電圧指令生成部と、トルク脈動補償部とを含み、前記トルク脈動補償部は、振幅生成部と、補正電圧生成部と、加算部とを含み、前記電圧指令生成部は電圧指令を出力し、前記振幅生成部は補正電圧振幅を出力し、前記補正電圧生成部は前記補正電圧振幅と回転子位置とから補正電圧指令を出力し、前記加算部は前記電圧指令と前記補正電圧指令とから補正後電圧指令を出力し、前記補正後電圧指令に基づいて前記電力変換回路を動作させるモータ駆動装置」が開示されている。

特開２０１２−１００５１０号公報 特開２０１８−１８２９０１号公報 特開２０１７−２２９１２６号公報

ところで、永久磁石同期モータにおける誘起電圧の歪み成分は、先に述べたように三相静止座標上において５次、７次といった次数成分を含んでいる。これらの次数成分は、モータの電気的な回転に同期した二軸直交座標（以下、ｄｑ座標）上においては、６次成分となって現れる。このことから、ｄｑ座標上において上記特許文献１に開示されているようなオブザーバを構築することで、制御指令やセンサ情報に含まれる６次成分を基に、外乱に相当する誘起電圧の歪み成分を推定することができる。

しかしながら、複数の要因で制御指令やセンサ情報に６次成分を含有する場合、特許文献１に開示されているような方法では要因毎に影響を切り分けられないため、誘起電圧の歪み成分を精度良く推定できなくなるという課題があった。

制御指令やセンサ情報に６次成分を含有する他の要因としては、インバータ起因の出力電圧誤差がある。インバータはスイッチング素子を動作させることでモータに電力を供給しており、上下アーム間の短絡を防止するためにスイッチング素子を同時にオフさせる期間（以下、デッドタイムとも称する）を設定する。これに伴い、インバータの出力電圧は指令電圧に対してずれが生じ、ｄｑ座標上において６次の外乱電圧が発生する。

以上のことから、モータ起因の誘起電圧歪みと、インバータ起因の出力電圧歪みが同時に存在する中でトルク脈動抑制制御を実現する場合、これらの影響を制御指令やセンサ情報の中から切り分け、個別に関連パラメータを推定して補償する手段が必要となる。

上記特許文献２では、検出電流の中から上記２つの影響を分離する有効な手段が開示されている。この方法では、通常一定に設定されるデッドタイムの長さを６次以外の周期で変化させることで、６次周期で変化する誘起電圧の歪み成分との干渉を回避している。

特許文献２はインバータ起因の出力電圧歪みを補償するものであるが、モータ起因の誘起電圧歪みを補償する既存の手段を組み合わせることで、より効果的なトルク脈動抑制制御を実現できると考えられる。しかしながら、デッドタイムの長さを変化させる場合、幅を有する設定の下端値が上下アーム間の短絡を防止するために必要なオフ期間を下回らないようにする必要があり、制御設計が複雑化してしまう。

また、ファンやポンプ用途では安価な駆動装置を用いており、特許文献２のようにデッドタイム時間を周期的に変化させることが困難な場合があった。

そこで、本発明の目的は、モータ起因の誘起電圧歪み及びインバータ起因の出力電圧歪みによるトルク脈動を効果的に抑制可能なモータ駆動装置およびそれを用いた空気調和機の室外機、モータ駆動制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、モータに電力を供給する電力変換回路と、前記電力変換回路を制御する制御部と、前記モータに通電される三相電流を検出する電流センサと、を備え、前記制御部は、前記モータの駆動に寄与する指令電圧を演算する指令電圧演算部と、前記電流センサにより検出した三相検出電流を互いに直交する成分に分離した各成分に基づいて前記各成分の脈動分を抽出した第一成分と第二成分を生成する脈動電流検出部と、前記第一成分に基づいて前記モータの構造に起因するトルク脈動を補償する第一補償指令電圧を出力するトルク脈動補償部と、前記第二成分に基づいて前記電力変換回路のデッドタイムに起因する出力電圧歪みを補償する第二補償指令電圧を出力するデッドタイム補償部と、を有し、前記第一補償指令電圧および前記第二補償指令電圧により前記指令電圧を補正することで、前記トルク脈動および前記出力電圧歪みを低減することを特徴とする。

また、本発明は、永久磁石同期モータと、前記永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置と、前記永久磁石同期モータに接続されるファンと、前記永久磁石同期モータを取り付けるフレームと、圧縮機装置システムと、を備える空気調和機の室外機において、前記モータ駆動装置は、上記の特徴を有するモータ駆動装置であることを特徴とする。

また、本発明は、モータに通電される三相電流を検出し、当該検出した三相検出電流を互いに直交する成分に分離して各成分の脈動分を抽出した第一成分と第二成分を生成し、前記第一成分に基づいて前記モータの構造に起因するトルク脈動を補償する第一補償指令電圧を生成し、前記第二成分に基づいて電力変換回路のデッドタイムに起因する出力電圧歪みを補償する第二補償指令電圧を生成し、前記第一補償指令電圧および前記第二補償指令電圧により前記モータの駆動に寄与する指令電圧を補正することで、前記トルク脈動および前記出力電圧歪みを低減することを特徴とする。

本発明によれば、モータ起因の誘起電圧歪み及びインバータ起因の出力電圧歪みによるトルク脈動を効果的に抑制可能なモータ駆動装置およびそれを用いた空気調和機の室外機、モータ駆動制御方法を提供することができる。

これにより、予備試験等による事前調整を必要とせずにモータの騒音や振動を低減可能で、多様なモータに対応可能な汎用性の高いモータ駆動装置とそれを用いた空気調和機の室外機、モータ駆動制御方法を実現できる。

上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の実施例１に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。 図１の構成の一部をｄｑ座標上で表現した図である。 要因毎の電圧歪み波形の一例を示す図である。 ｑ軸電流のみを通電した場合の電流ベクトルおよび電圧歪み成分の軌跡を示す図である。 図１の脈動電流検出部１１６の構成を示す図である。 図１のトルク脈動補償部１０９の構成を示す図である。 図１のデッドタイム補償部１１２の構成を示す図である。 本発明の実施例１に係るモータ駆動装置の動作波形の一例を示す図である。 本発明の実施例２に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。 図９のトルク脈動補償部１０９’の構成を示す図である。 本発明の実施例２に係るモータ駆動装置の動作波形の一例を示す図である。 ｄ軸およびｑ軸電流を通電した場合の電流ベクトルおよび電圧歪み成分の軌跡を示す図である。 本発明の実施例３に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。 図１３の脈動電流検出部１１６’の構成を示す図である。 本発明の実施例４に係る空気調和機の室外機を示す図である。

以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお、各図面において同一の構成については同一の符号を付し、重複する部分についてはその詳細な説明は省略する。

図１から図８を参照して、本発明の実施例１のモータ駆動装置とその制御方法について説明する。

図１は、本実施例のモータ駆動装置の構成図である。図１に示すように、本実施例のモータ駆動装置１００は、指令速度発生部１０２と、制御部１０３と、永久磁石同期モータ１０１（以下、単に「モータ」とも呼ぶ）に電力を供給する電力変換回路１０４（以下、「インバータ」とも呼ぶ）と、電流センサ１０５と、を備える。本実施例では、モータ駆動装置１００が指令速度発生部１０２を備えるが、制御部１０３の中、あるいはモータ駆動装置１００の外に備える構成であってもよい。

制御部１０３は、指令速度発生部１０２より与えられる指令速度ωｒ＊と、電流センサ１０５にて検出される三相検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づき、三相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力し、モータ１０１の回転速度制御を行う。本実施例では、三相全ての電流を電流センサ１０５で検出しているが、いずれか二相分を電流センサ１０５で検出し、残りの一相を制御部１０３で演算する構成であってもよい。

電力変換回路１０４は、制御部１０３から出力される三相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づき、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行い、パルス状の出力電圧を発生させることでモータ１０１を駆動する。

制御部１０３は、ベクトル制御を基本構成としている。指令速度発生部１０２より制御部１０３に入力される指令速度ωｒ＊は、ゲイン乗算部１０６でゲイン「モータ極数Ｐ／２」が乗算され、電気角速度（Ｐ／２）・ωｒ＊が演算される。

指令電圧演算部１０７では、予め設定されるｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、ｑ軸検出電流ＩｑｃからＬＰＦ（Low Pass Filter）１０８を介して算出されるｑ軸指令電流Ｉｑ＊と、電気角速度（Ｐ／２）・ωｒ＊と、モータ定数の設定値に基づいて、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊を演算する。ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊は、モータ１０１の回転に寄与する直流量の指令電圧である。

トルク脈動補償部１０９は、モータ起因の誘起電圧歪みの影響を補償するためのｄ軸およびｑ軸補償指令電圧ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊を演算する。ｄ軸およびｑ軸補償指令電圧ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊は、加算部１１０にてｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊に加算され、補償後のｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊＊，Ｖｑｃ＊＊が生成される。尚、加算部１１０は、加算部１１０ａ，１１０ｂで構成されている。

ｄｑ／３相変換部１１１は、回転子位置θｄｃに基づき、補償後のｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊＊，Ｖｑｃ＊＊を三相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。

デッドタイム補償部１１２は、インバータ起因の出力電圧歪みの影響を補償するための三相補償指令電圧ΔＶｕ＊，ΔＶｖ＊，ΔＶｗ＊を生成する。三相補償指令電圧ΔＶｕ＊，ΔＶｖ＊，ΔＶｗ＊は、加算部１１３にて三相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に加算され、補償後の三相指令電圧Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊が生成され、電力変換回路１０４に入力される。尚、加算部１１３は、加算部１１３ａ，１１３ｂ，１１３ｃで構成されている。

回転子位置検出部１１４では、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊と、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃと、電気角速度（Ｐ／２）・ωｒ＊と、モータ定数の設定値に基づいて、制御軸（ｄｃ軸）とモータの磁束軸（ｄ軸）との位相偏差である軸誤差Δθｃを演算する。そして、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）によりΔθｃがゼロとなるように電気角速度を制御し、得られた値を積分することで回転子位置θｄｃを演算する。すなわち、本実施例は位置センサを不要とするセンサレスベクトル制御を構成するものである。

３相／ｄｑ変換部１１５では、回転子位置θｄｃに基づき、三相検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃに変換する。

脈動電流検出部１１６では、回転子位置θｄｃと、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃに基づき、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃの脈動分である第一成分Ｉｈ１￣と第二成分Ｉｈ２￣を抽出する。第一成分Ｉｈ１￣はトルク脈動補償部１０９、第二成分Ｉｈ２￣はデッドタイム補償部１１２に入力され、それぞれにおいて補償制御に関わるパラメータの推定演算に利用される。

すなわち、本実施例では、モータ起因の誘起電圧歪みの影響と、インバータ起因の出力電圧歪みの影響がｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃの脈動分として現れるものとし、その情報を脈動電流検出部１１６にて適切に抽出することで制御を行うものである。

以上が、本実施例の基本構成である。

指令電圧演算部１０７では、以下の式（１）に従って、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊と、電気角速度（Ｐ／２）・ωｒ＊と、モータ定数の設定値に基づいて、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊を演算する。

式（１）において、Ｒは巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｋｅは誘起電圧係数をそれぞれ表し、上付き文字＊は各モータ定数の設定値を意味する。

指令電圧演算部１０７では、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊として予め設定した一定値を用い、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊としてｑ軸検出電流ＩｑｃにＬＰＦ１０８によりローパスフィルタ処理を施した値を用いて、式（１）の演算を行う。

このことから、モータ１０１が一定速度で駆動される定常状態においては、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊，ｑ軸指令電流Ｉｑ＊は一定となり、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊も同様に一定となる。

回転子位置検出部１１４では、以下の式（２）に従って、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊と、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃと、電気角速度ω１ｃと、モータ定数の設定値に基づいて、軸誤差Δθｃを演算する。

式（２）において、電気角速度ω１ｃはＰＬＬにより軸誤差Δθｃがゼロとなるように電気角速度を調整することで得られる信号である。回転子位置検出部１１４では、電気角速度ω１ｃを積分することで、回転子位置θｄｃを演算する。

以上の構成でモータ１０１を駆動すると、先に述べたようにモータ起因の誘起電圧歪みの影響と、インバータ起因の出力電圧歪みの影響がｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃの脈動分として現れる。この原理について、図２を用いて以下に説明する。

図２は、図１に示す構成の内、説明に必要な要素を図示したものであり、トルク脈動補償部１０９やデッドタイム補償部１１２は示していない。また、永久磁石同期モータ２００はｄｑ座標上の等価モデルで示している。減算部２０１ａ，２０１ｂでは、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の歪み成分Ｋｅｈｄ、Ｋｅｈｑに電気角速度（Ｐ／２）・ωｒを乗算した（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｄ、（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｑが減算される。

すなわち、減算部２０１ａ，２０１ｂは、モータ起因の誘起電圧歪みの影響をｄｑ座標上で等価的に表現したものである。

減算部２０２ａ，２０２ｂでは、ｄ軸およびｑ軸上のデッドタイムによる出力電圧歪みＶｔｄｄ、Ｖｔｄｑが減算される。

すなわち、減算部２０２ａ，２０２ｂは、インバータ起因の出力電圧歪みの影響をｄｑ座標上で等価的に表現したものである。

なお、図２において、実線の矢印は「直流量＋交流量」、点線の矢印は「直流量のみ」を含むことを表す。

図２に示すように、モータ起因の誘起電圧歪みと、インバータ起因の出力電圧歪みが存在する場合、指令電圧演算部１０７で生成されるｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊それぞれに交流量である「（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｄ＋Ｖｔｄｄ」と「（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｑ＋Ｖｔｄｑ」が減算される。

その結果、永久磁石同期モータ２００には、ｄ軸およびｑ軸それぞれにおいて直流分Ｉｄ￣，Ｉｑ￣に加えて、脈動分Ｉｄｈ、Ｉｑｈが通電される。これらの電流の内、ｑ軸電流「Ｉｑ￣＋Ｉｑｈ」はＬＰＦ１０８を介してｑ軸指令電流Ｉｑ＊に変換されて指令電圧演算部１０７へとフィードバックされる。このとき、ＬＰＦ１０８のカットオフ周波数をｑ軸電流の脈動分Ｉｑｈの変動周波数よりも十分に小さくし、Ｉｑ＊＝Ｉｑ￣となるように設定されるものとする。

これにより、指令電圧演算部１０７で生成されるｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊は直流量となり、ｄ軸およびｑ軸電流の直流分Ｉｄ￣、Ｉｑ￣のみが制御される。

一方、脈動分Ｉｄｈ、Ｉｑｈは指令電圧演算部１０７に関係なくそのまま残存するため、これらの電流脈動分を検出することで、モータ起因の誘起電圧歪み「（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｄ，（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｑ」とインバータ起因の出力電圧歪み「Ｖｔｄｄ，Ｖｔｄｑ」の影響を観測することができる。

ここで、ｄ軸およびｑ軸の誘起電圧係数の歪み成分は互いに等しくなるものとする（Ｋｅｈｄ＝Ｋｅｈｑ）。また、デッドタイムによる出力電圧歪みは、静止座標上において以下の式（３）で表されるものとする。

式（３）において、Ｔｄはデッドタイムの長さ、ｆｃはキャリア周波数、ＶＤＣはインバータに印加される直流電圧であり、ｓｉｇｎ（ｉ）は各相の検出電流の極性を意味する。

図３は、モータにｑ軸側のみ電流が通電される場合において（ｄ軸電流はゼロ）、モータ起因の誘起電圧歪み「（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｄ，（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｑ」とインバータ起因の出力電圧歪み「Ｖｔｄｄ，Ｖｔｄｑ」を図示したものである。

図３に示すように、モータ起因の誘起電圧歪み「（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｄ，（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｑ」は、ｄ軸、ｑ軸上において振幅はともに同一であり、位相が互いに９０°ずれた脈動電圧となる。一方、インバータ起因の出力電圧歪み「Ｖｔｄｄ，Ｖｔｄｑ」は、ｄ軸上において鋸波状、ｑ軸上において半波状となり、形状が互いに大きく異なる脈動電圧となる。

脈動振幅の観点で見ると、ｑ軸側のＶｔｄｑに比べてｄ軸側のＶｔｄｄの方が大きいことから、インバータ起因の出力電圧歪みはｄ軸側、すなわち非通電軸側に顕著に現れていることが分かる。

この特性をｄｑ座標上で図示すると、図４に示すように表現することができる。図４において、Ｉは電流ベクトル（ｑ軸電流のみ通電）、Ｘはモータ起因の誘起電圧歪みの軌跡、Ｙはインバータ起因の出力電圧歪みの軌跡である。Ｘは円状の軌跡になるのに対して、Ｙは半月状の軌跡となる。

また、６次成分のみに着目して数式で表現すると、モータ起因の誘起電圧歪みと、インバータ起因の出力電圧歪みはそれぞれ以下の式（４）と式（５）で表される。

但し、式（４）において、Ｋｅｈ￣はＫｅｈｄおよびＫｅｈｑの振幅である。また、式（５）において、Ｖｔｄｄ￣とＶｔｄｑ￣はＶｔｄｄとＶｔｄｑの振幅である。

本実施例では、インバータ起因の出力電圧歪みにおける特徴から、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃの脈動分を抽出する脈動電流検出部１１６を図５に示す構成としている。

先に述べたように、インバータ起因の出力電圧歪みは主として非通電軸であるｄ軸側に現れることから、デッドタイム補償部１１２で使用する第二成分Ｉｈ２￣をｄ軸検出電流Ｉｄｃより抽出している。

より具体的には、Ｖｔｄｄの変動周波数が十分に速いと仮定（すなわち、モータ速度が十分に速いと仮定）すると、電流位相は電圧位相に対して９０°遅れること、さらに式（５）より主成分であるＶｔｄｄはｓｉｎθｄの関数であることから、乗算部５０１にてｄ軸検出電流Ｉｄｃにｃｏｓ６θｄｃを乗算することでインバータ起因の出力電圧歪みの影響を検出する。ＬＰＦ５０２では、乗算部５０１の演算結果であるＩｄｃ・ｃｏｓ６θｄｃの直流量を抽出し、第二成分Ｉｈ２￣を出力する。

一方、ｑ軸検出電流Ｉｑｃからは、モータ起因の誘起電圧歪みの影響として、トルク脈動補償部１０９で使用する第一成分Ｉｈ１￣を抽出している。

より具体的には、式（４）より（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｑはｃｏｓ６θｄの関数であることから、乗算部５０４にてｑ軸検出電流Ｉｑｃにｓｉｎ６θｄｃを乗算する。ＬＰＦ５０５では、乗算部５０４の演算結果であるＩｑｃ・ｓｉｎ６θｄｃの直流量を抽出し、第一成分Ｉｈ１￣を出力する。

本実施例では、脈動電流検出部１１６にＬＰＦ５０２とＬＰＦ５０５を含むが、これらのＬＰＦを削除した構成としても良い。これは、トルク脈動補償部１０９とデッドタイム補償部１１２が、第一成分Ｉｈ１￣と第二成分Ｉｈ２￣に基づく積分制御を備えており、結果としてＩｄｃ・ｃｏｓ６θｄｃとＩｑｃ・ｓｉｎ６θｄｃの交流量がキャンセルされるためである。詳細については、後述する。

図６は、トルク脈動補償部１０９の構成図である。トルク脈動補償部１０９は、脈動電流検出部１１６にて抽出した第一成分Ｉｈ１￣と電気角速度（Ｐ／２）・ωｒ＊を基に、モータ起因の誘起電圧歪みで発生するトルク脈動を補償するためのｄ軸およびｑ軸補償指令電圧ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊を生成する。

先ず、積分制御部６００において、電流脈動の第一成分Ｉｈ１￣に応じて調整信号ΔＫｅｈ￣を生成する。調整信号ΔＫｅｈ￣は、加算部６０１にて初期値設定部６０２で設定されている初期値Ｋｅｈ０￣に加算され、設定値Ｋｅｈ＊￣が生成される。

その後、ｓｉｎ６θｄｃ信号生成部６０３で生成したｓｉｎ６θｄｃと、電気角速度（Ｐ／２）・ωｒ＊がそれぞれ乗算部６０４と６０７においてＫｅｈ＊￣に乗算され、ｄ軸補償指令電圧ΔＶｄ＊が生成される。同様に、ｃｏｓ６θｄｃ信号生成部６０５で生成したｃｏｓ６θｄｃと、電気角速度（Ｐ／２）・ωｒ＊がそれぞれ乗算部６０６と６０８においてＫｅｈ＊￣に乗算され、ｑ軸補償指令電圧ΔＶｑ＊が生成される。

本実施例では、初期値設定部６０２で設定されている値を初期値Ｋｅｈ０￣としたが、制御上は任意の値を設定することが可能であり、ゼロを設定してもよい。

図１に示すように、ｄ軸およびｑ軸補償指令電圧ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊は加算部１１０にてｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊に加算され、補償後のｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊＊，Ｖｑｃ＊＊が生成される。

図２において、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊に代わり補償後のｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊＊，Ｖｑｃ＊＊を適用すると、永久磁石同期モータ２００内の加算部２０１ａと２０１ｂで加算される（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｄおよび（Ｐ／２）・ωｒ・Ｋｅｈｑがそれぞれ補償後のｄ軸指令電圧Ｖｄｃ＊＊内のｄ軸補償指令電圧ΔＶｄ＊と補償後のｑ軸指令電圧Ｖｑｃ＊＊内のｑ軸補償指令電圧ΔＶｑ＊によって相殺され、モータ起因の誘起電圧歪みの影響が補償される。

図７は、デッドタイム補償部１１２の構成図である。デッドタイム補償部１１２は、脈動電流検出部１１６にて抽出した第二成分Ｉｈ２￣と三相検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを基に、インバータ起因の出力電圧歪みの影響を補償するための三相補償指令電圧ΔＶｕ＊，ΔＶｖ＊，ΔＶｗ＊を生成する。

先ず、積分制御部７００において、電流脈動の第二成分Ｉｈ２￣に応じて調整信号ΔＶｔｄ￣を生成する。調整信号ΔＶｔｄ￣は、加算部７０２にて初期値設定部７０１で設定されている初期値Ｖｔｄ０￣に加算され、設定値Ｖｔｄ＊￣が生成される。

その後、符号関数部７０３で生成したＵ相検出電流Ｉｕの極性に対応した１又は−１の信号が乗算部７０４においてＶｔｄ＊￣に乗算され、Ｕ相補償指令電圧ΔＶｕ＊が生成される。同様に、符号関数部７０５で生成される信号が乗算部７０６においてＶｔｄ＊￣に乗算され、Ｖ相補償指令電圧ΔＶｖ＊が生成される。さらに、符号関数部７０７で生成される信号が乗算部７０８においてＶｔｄ＊￣に乗算され、Ｗ相補償指令電圧ΔＶｗ＊が生成される。

本実施例では、初期値設定部７０１で設定されている値を初期値Ｖｔｄ０￣としたが、制御上は任意の値を設定することが可能であり、ゼロを設定してもよい。

図１に示すように、三相補償指令電圧ΔＶｕ＊，ΔＶｖ＊，ΔＶｗ＊は加算部１１３にて三相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に加算され、補償後の三相補償指令電圧Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊が生成される。

ここで、三相補償指令電圧ΔＶｕ＊，ΔＶｖ＊，ΔＶｗ＊をｄｑ軸成分に変換したものをΔＶｄ＊＊、ΔＶｑ＊＊とし、これらの指令電圧をｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊に加算したものをＶｄ＊＊＊、Ｖｑ＊＊＊とする。

図２において、Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊に代わりＶｄｃ＊＊＊，Ｖｑｃ＊＊＊を適用すると、加算部２０２ａと２０２ｂで加算されるＶｔｄｄおよびＶｔｄｑがそれぞれＶｄｃ＊＊＊内のΔＶｄ＊＊とＶｑｃ＊＊＊内のΔＶｑ＊＊によって相殺され、インバータ起因の出力電圧歪みの影響が補償される。

図８は、本実施例の動作波形を示したものである。但し、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊はゼロに設定し、トルク脈動補償部１０９の初期値Ｋｅｈ０￣とデッドタイム補償部１１２の初期値Ｖｔｄ０￣はゼロに設定している。図８において、時刻Ｔ１はトルク脈動補償部１０９が動作を開始する（積分制御部６００が動作を開始する）時間、時刻Ｔ２はデッドタイム補償部１１２が動作を開始する（積分制御部７００が動作を開始する）時間を示している。

時間Ｔ１＜ｔ＜Ｔ２において、トルク脈動補償部１０９が動作すると、ｑ軸検出電流Ｉｑｃの脈動分が低減していくとともに、設定値Ｋｅｈ＊￣の実際値Ｋｅｈ￣に対する設定比率が増加していることが分かる。これは、電流脈動の第一成分Ｉｈ１￣、すなわちｑ軸検出電流Ｉｑｃの脈動分を基に積分制御部６００によって設定値Ｋｅｈ＊￣が調整されたためである。

しかし、比率Ｋｅｈ＊￣／Ｋｅｈ￣は１未満となっており、「設定値Ｋｅｈ＊￣＝実際値Ｋｅｈ￣」とはなっていない。これは、図３に示すようにｑ軸側においてインバータ起因の出力電圧歪みＶｔｄｑが存在しており、積分制御部６００で生成される調整信号ΔＫｅｈ￣に誤差が含有しているためである。

時刻Ｔ２＜ｔにおいて、デッドタイム補償部１１２が動作すると、ｄ軸検出電流Ｉｄｃの脈動分が低減していくとともに、設定値Ｖｔｄ＊￣の実際値Ｖｔｄ￣に対する設定比率が増加していることが分かる。これは、電流脈動の第二成分Ｉｈ２￣、すなわちｄ軸検出電流の脈動分を基に積分制御部７００によって設定値Ｖｔｄ＊￣が調整されたためである。

また、設定値Ｋｅｈ＊￣の実際値Ｋｅｈ￣に対する設定比率も同時に変化している。これは、トルク脈動補償部１０９におけるインバータ起因の出力電圧歪みＶｔｄｑの影響がデッドタイム補償部１１２によって補償され、積分制御部６００で生成される調整信号ΔＫｅｈ￣に含有する誤差が除去されたためである。

結果として、比率Ｖｔｄ＊￣／Ｖｔｄ￣と比率Ｋｅｈ＊￣／Ｋｅｈ￣は共に１付近に収束し、「設定値Ｖｔｄ＊￣＝実際値Ｖｔｄ￣」および「設定値Ｋｅｈ＊￣＝実際値Ｋｅｈ￣」となるよう制御が行われている。

このように、本発明はモータ起因の誘起電圧歪みと、インバータ起因の出力電圧歪みが同時に存在する中で、これら２つの影響を検出電流の中から切り分け、個別に関連パラメータを推定して補償（補正）することが可能である。

図８において、トルク脈動補償部１０９とデッドタイム補償部１１２の動作開始時間をずらしている（Ｔ１≠Ｔ２）が、これらの補償部の動作を同時に開始してもよい（Ｔ１＝Ｔ２）。

図９から図１１を参照して、本発明の実施例２のモータ駆動装置とその制御方法について説明する。

実施例１では、トルク脈動補償部１０９とデッドタイム補償部１１２が動作することで、図２におけるモータ起因の誘起電圧歪みとインバータ起因の出力電圧歪みの影響が補償され（加算部２０１ａ，２０１ｂと加算部２０２ａ，２０２ｂで加算される項がキャンセルされ）、脈動分Ｉｄｈ，Ｉｑｈを含まない一定のｄ軸およびｑ軸電流Ｉｄ￣、Ｉｑ￣が通電される。すなわち、諸要因で歪んだ電流波形を理想的な正弦波状に近づけることによってトルク脈動低減効果を得るものである。

しかし、図２において一定のｄ軸およびｑ軸電流Ｉｄ￣，Ｉｑ￣を通電したとしても、乗算部２０３，２０４におけるモータ起因の誘起電圧歪みの影響は残っているため、得られるトルク脈動低減効果は限定的となる。（図８のトルク波形を参照）
そこで、上記のトルク脈動を補償するために、例えば上記特許文献３に開示されている方法を用いてもよい。すなわち、トルク脈動が相殺されるように、意図的にq軸電流を脈動させるように制御してもよい。

図９は、本実施例のモータ駆動装置の構成図である。本構成は、実施例１（図１）の構成におけるトルク脈動補償部１０９をトルク脈動補償部１０９’に置き換えたものである。

図１０に、トルク脈動補償部１０９’の構成を示す。実施例１（図１）のトルク脈動補償部１０９との違いは、ｑ軸検出電流Ｉｑｃが入力されていること、補償電圧演算部１０００と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１００２と、乗算部１００３，１００４，１００６，１００７と、加算部１００５，１００８が付加されていることである。

ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１００２は、ｑ軸検出電流Ｉｑｃの直流量を抽出し、Ｉｑｃ￣を生成する。

補償電圧演算部１０００には、誘起電圧係数の歪み成分の設定値Ｋｅｈ＊￣と、ＬＰＦ１００２によるＩｑｃ￣と、電気角速度（Ｐ／２）・ωｒ＊が入力され、以下の式（６）に基づいて、第一ｄ軸補償指令電圧ΔＶｄ１＊￣、第二ｄ軸補償指令電圧ΔＶｄ２＊￣、第一ｑ軸補償指令電圧ΔＶｑ１＊￣、第二ｑ軸補償指令電圧ΔＶｑ２＊￣を生成する。

補償電圧演算部１０００の演算結果であるΔＶｄ１＊￣，ΔＶｄ２＊￣には、それぞれ乗算部１００３と乗算部１００４においてｓｉｎ６θｄｃとｃｏｓ６θｄｃが乗算され、ΔＶｄ１＊￣・ｓｉｎ６θｄｃとΔＶｄ２＊￣・ｃｏｓ６θｄｃが生成される。その後、これらの演算結果は加算部１００５で足し合わされてｄ軸補償指令電圧ΔＶｄ＊が生成される。

同様に、ΔＶｑ１＊￣，ΔＶｑ２＊￣には、それぞれ乗算部１００６と乗算部１００７においてｓｉｎ６θｄｃとｃｏｓ６θｄｃが乗算され、ΔＶｑ１＊￣・ｓｉｎ６θｄｃとΔＶｑ２＊￣・ｃｏｓ６θｄｃが生成される。その後、これらの演算結果は加算部１００８で足し合わされてｑ軸補償指令電圧ΔＶｑ＊が生成される。

本実施例の構成で生成したｄ軸およびｑ軸補償指令電圧ΔＶｄ＊、ΔＶｑ＊を適用すると、定常状態において式（７）に示すｑ軸電流が通電される。

式（７）に示す脈動分を含むｑ軸電流が通電されることにより、実施例１の構成に対して、トルク脈動を比率「ΔＫｅｈ￣／Ｋｅ」で低減することができる。

図１１は、本実施例の動作波形を示したものである。動作条件は図８に示す実施例１の場合と同様であり、トルク脈動補償部１０９がトルク脈動補償部１０９’に置き換わっている点のみが異なる。実施例１の動作波形である図８と比較すると、トルクおよび電流波形が異なっている。本実施例では、時刻Ｔ１＜ｔにおいて意図的に脈動分を含有させたｑ軸電流Ｉｑが通電されており、より高いトルク脈動低減効果を得られていることが分かる。

このように、本実施例ではインバータ起因の出力電圧歪みが存在する条件下であっても、検出電流から誘起電圧係数の歪み成分Ｋｅｈ￣を推定することができ、得られたＫｅｈ￣に基づいて脈動電流を意図的に通電することで、より効果的にトルク脈動を相殺することができる。

図１２から図１４を参照して、本発明の実施例３のモータ駆動装置とその制御方法について説明する。

先に述べたように、インバータ起因の出力電圧歪みは非通電軸側に顕著に現れる。このことから、電流ベクトルの向きを観測して通電軸と非通電軸の向きを把握することができれば、他の通電条件においても実施例１，２と同様の制御動作を実現できる。

ここで、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑがなす角度を電流位相β（＝ｔａｎ−１（−Ｉｄ／Ｉｑ））と定義する。電流位相βを４５°に設定する場合において、電流ベクトルＩ’と、モータ起因の誘起電圧歪みの軌跡Ｘ’と、インバータ起因の出力電圧歪みの軌跡Ｙ’を図示したものを図１２に示す。

ｑ軸電流のみが通電される図４のケースと比較すると、軌跡ＸとＸ’は同様であり、モータ起因の誘起電圧歪みの影響は電流に依存しないことが分かる。一方、軌跡ＹとＹ’は互いに異なっており、インバータ起因の出力電圧歪みの影響は電流ベクトルの向きとともに変化している。電流ベクトルの向き、すなわち通電方向をδ軸とし、時計回りに９０°位相がずれた非通電方向をγ軸とすると、インバータ起因の出力電圧歪みの影響はγ軸に顕著に現れる。

図１３は、本実施例のモータ駆動装置の構成図である。本構成は、電流ベクトルの向きとインバータ起因の出力電圧歪みの影響の関係を考慮し、実施例１（図１）の構成における脈動電流検出部１１６を脈動電流検出部１１６’に置き換えたものである。本実施例（図１３）では、トルク脈動補償部１０９を含む構成としているが、実施例２で示したトルク脈動補償部１０９’に置き換えた構成としてもよい。

図１４に、脈動電流検出部１１６’の構成を示す。実施例１（図５）の脈動電流検出部１１６との違いは、電流位相演算部１４００と、ｄｑ／γδ変換部１４０１と、加算部１４０２が付加されていることである。

電流位相演算部１４００はｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃを基に電流位相β「ｔａｎ−１（−Ｉｄｃ／Ｉｑｃ）」を演算する。ｄｑ／γδ変換部１４０１は、電流位相βを基に以下の式（８）を演算する。

式（８）の演算により、電流ベクトルが非通電方向であるγ軸成分と通電方向であるδ軸成分に分離される。γ軸検出電流Ｉγｃには、乗算部１４０５にてｃｏｓ６θｄｃ’が乗算され、ＬＰＦ５０２を介して電流脈動の第二成分Ｉｈ２￣が生成される。同様に、δ軸検出電流Ｉδｃには、乗算部１４０６にてｓｉｎ６θｄｃ’が乗算され、ＬＰＦ５０５を介して電流脈動の第一成分Ｉｈ１￣が生成される。

脈動電流検出部１１６’にて、電流脈動の第一成分Ｉｈ１￣および第二成分Ｉｈ２￣が生成された後の動作は、実施例１および実施例２と同様である。

図１５を参照して、本発明の実施例４の空気調和機の室外機について説明する。図１５は、上記の実施例１から実施例３のいずれかの実施形態によるモータ駆動装置を、空気調和機の室外機に搭載されるファンモータシステムに適用した例を示している。

室外機１５００は、ファンモータ用駆動装置１５０１と、圧縮機モータ用駆動装置１５０２と、ファンモータ１５０３と、ファン１５０４と、フレーム１５０５と、圧縮機装置１５０６を搭載する。ファンモータ用駆動装置１５０１は、上記の実施例１から実施例３のいずれかの実施形態によるモータ駆動装置である。

室外機１５００におけるファンモータシステムの動作を説明する。交流電源１５０７は、圧縮機モータ用駆動装置１５０２に接続される。圧縮機モータ用駆動装置１５０２は、供給される交流電圧ＶＡＣを直流電圧ＶＤＣに整流し、圧縮機装置１５０６を駆動する。同時に、圧縮機モータ用駆動装置１５０２は、ファンモータ用駆動装置１５０１にも直流電圧ＶＤＣを供給し、さらにモータ速度指令ωｒ＊を出力する。

ファンモータ用駆動装置１５０１は、入力されたモータ速度指令ωｒ＊に基づいて動作し、三相電圧をファンモータ１５０３に供給する。これにより、ファンモータ１５０３が駆動し、接続されたファン１５０４が回転する。以上が、ファンモータシステムの動作である。

空気調和機の室外機では、低コスト化のために、ファンモータ用駆動装置１５０１に安価な演算装置を搭載するのが一般的である。また、ファンモータ１５０３には位置センサが付加されていない場合が多い。このような用途でも、本発明によるモータ駆動装置をファンモータ用駆動装置として用いることで、トルク脈動抑制制御を実現できる。その結果、ファンモータ１５０３に起因するフレーム１５０５への振動が低減され、室外機ユニット１５００より放出される騒音を低減することができる。

本発明によるモータ駆動装置は、予備試験や調整作業等が不要であるため、適用が非常に容易である。また、自律的なトルク脈動抑制制御であることから、モータ特性の測定が困難な既設の設備に対しても本発明を適用することができる。

なお、実施例１から実施例３の実施形態によるモータ駆動装置は、圧縮機モータ用駆動装置として用いることも可能である。要するに、ベクトル制御を基本構成とするモータ駆動装置であれば、本発明を適用することが可能である。

また、実施例１から実施例３の実施形態では、位置センサレス方式によるモータ駆動装置を例に説明したが、エンコーダ、レゾルバ、磁極位置センサなどの位置センサを備えるモータ駆動装置にも本発明を適用することができる。例えば、図１，図９，図１３に示すモータ１０１に位置センサを付加し、制御部１０３に位置センサの情報に基づく速度フィードバック制御を付加する構成としても、本発明を適用することができる。

また、図１，図９，図１３の各指令電圧演算部１０７に代わり、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊とｄ軸検出電流Ｉｄｃの偏差と、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊とｑ軸検出電流Ｉｑｃの偏差に基づく電流フィードバック制御を含む構成としても、本発明を適用することができる。

この場合、構築される電流フィードバック制御の応答帯域は、モータ起因の誘起電圧歪みやインバータ起因の出力電圧歪みの変動周波数よりも十分に低く設計しておく。これにより、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃに含まれる情報が実施例１から実施例３の実施形態と同一となり、本発明による適切な動作が可能となる。

実施例１から実施例３では、モータ起因の誘起電圧歪みとインバータ起因の出力電圧歪みが６次周期で変動するものとして説明したが、変動周期が６次以外（１２次、２４次など）となる場合であっても本発明を同様に適用することが可能である。

また、本発明の各実施例によれば、検出信号の一つであるｄ軸およびｑ軸検出電流に基づいて、モータ起因の誘起電圧歪み及びインバータ起因の出力電圧歪みの影響を検出して補償を行う制御である。指令信号ではなく、検出信号を用いることで、モデル化誤差や計算誤差等の影響を極力排して、高い精度で上記制御を行うことができる。

検出信号を用いる場合、センサ等の追加に伴うコストの増加が懸念されるが、モータ駆動装置は電流センサを備える場合がほとんどである。すなわち本発明は、自律的に動作するトルク脈動抑制制御を既設センサのみで実現するものである。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記の実施例は本発明に対する理解を助けるために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

１００…モータ駆動装置、１０１…永久磁石同期モータ（モータ）、１０２…指令速度発生部、１０３…制御部、１０４…電力変換回路、１０５…電流センサ、１０６…ゲイン乗算部、１０７…指令電圧演算部、１０８…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、１０９，１０９’…トルク脈動補償部、１１０，１１０ａ，１１０ｂ…加算部、１１１…ｄｑ／３相変換部、１１２…デッドタイム補償部、１１３，１１３ａ，１１３ｂ，１１３ｃ…加算部、１１４…回転子位置検出部、１１５…３相／ｄｑ変換部、１１６，１１６’…脈動電流検出部、２００…永久磁石同期モータ（ｄｑ座標モデル）、２０１ａ，２０１ｂ…加算部、２０２ａ，２０２ｂ…加算部、２０３，２０４…乗算部、５００…ｃｏｓ６θｄｃ信号生成部、５０３…ｓｉｎ６θｄｃ信号生成部、５０１，５０４…乗算部、５０２，５０５…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、６００…積分制御部、６０１…加算部、６０２…初期値設定部、６０３…ｓｉｎ６θｄｃ信号生成部、６０４，６０６，６０７，６０８…乗算部、６０５…ｃｏｓ６θｄｃ信号生成部、７００…積分制御部、７０１…初期値設定部、７０２…加算部、７０３，７０５，７０７…符号関数部、７０４，７０６，７０８…乗算部、１０００…補償電圧演算部、１００２…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、１００３，１００４，１００６，１００７…乗算部、１００５，１００８…加算部、１４００…電流位相演算部、１４０１…ｄｑ／γδ変換部、１４０２…加算部、１４０３…ｃｏｓ６θｄｃ’信号生成部、１４０４…ｓｉｎ６θｄｃ’信号生成部、１４０５，１４０６…乗算部、１５００…室外機（ユニット）、１５０１…ファンモータ用駆動装置、１５０２…圧縮機モータ用駆動装置、１５０３…ファンモータ、１５０４…ファン、１５０５…フレーム、１５０６…圧縮機装置、１５０７…交流電源、ωｒ…モータ速度、ωｒ＊…指令速度（モータ速度指令）、ω１ｃ…ＰＬＬにより得られる電気角速度、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊…三相指令電圧、Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊…ｄ軸およびｑ軸指令電圧、ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊…ｄ軸およびｑ軸補償指令電圧、Ｖｄｃ＊＊，Ｖｑｃ＊＊…補償後のｄ軸およびｑ軸指令電圧、ΔＶｕ＊，ΔＶｖ＊，ΔＶｗ＊…三相補償指令電圧、Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊…補償後の三相補償指令電圧、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ…三相検出電流、Ｉｄ，Ｉｑ…ｄ軸およびｑ軸電流、Ｉｄｃ，Ｉｑｃ…ｄ軸およびｑ軸検出電流、Ｉｈ１￣，Ｉｈ２￣…電流脈動の第一成分および第二成分、θｄ…回転子位置、θｄｃ…回転子位置の推定値、Δθｃ…軸誤差、τｍ…モータトルク、Ｐ…モータ極数、Ｒ…巻線抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ…ｄ軸およびｑ軸インダクタンス、Ｋｅ…誘起電圧係数、Ｋｅｈｄ，Ｋｅｈｑ…ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分（歪み成分）、Ｋｅｈ￣…ＫｅｈｄおよびＫｅｈｑの振幅値、Ｋｅｈ＊￣…振幅値Ｋｅｈ￣の設定値、ΔＫｅｈ￣…Ｋｅｈ＊￣の演算における調整値、Ｋｅｈ０￣…Ｋｅｈ＊￣の演算における初期値、Ｖｔｄ…インバータ起因の出力電圧歪みの三相静止座標成分、Ｖｔｄｄ，Ｖｔｄｑ…インバータ起因の出力電圧歪みのｄ軸およびｑ軸成分、Ｖｔｄ￣…Ｖｔｄの振幅値、Ｖｔｄ＊￣…振幅値Ｖｔｄ￣の設定値、ΔＶｔｄ￣…振幅値Ｖｔｄ＊￣の演算における調整値、Ｖｔｄ０￣…振幅値Ｖｔｄ＊￣の演算における初期値、ΔＶｄ１＊￣，ΔＶｄ２＊￣…ｄ軸補償電圧の第一振幅および第二振幅（第一ｄ軸補償指令電圧，第二ｄ軸補償指令電圧）、ΔＶｑ１＊￣，ΔＶｑ２＊￣…ｑ軸補償電圧の第一振幅および第二振幅（第一ｑ軸補償指令電圧，第二ｑ軸補償指令電圧）、Ｉγｃ，Ｉδｃ…γ軸およびδ軸検出電流、β…電流位相、ＶＡＣ…交流電圧、ＶＤＣ…直流電圧。

Claims (10)

1. モータに電力を供給する電力変換回路と、
   前記電力変換回路を制御する制御部と、
   前記モータに通電される三相電流を検出する電流センサと、を備え、
   前記制御部は、前記モータの駆動に寄与する指令電圧を演算する指令電圧演算部と、
   前記電流センサにより検出した三相検出電流を互いに直交する成分に分離した各成分に基づいて前記各成分の脈動分を抽出した第一成分と第二成分を生成する脈動電流検出部と、
   前記第一成分に基づいて前記モータの構造に起因するトルク脈動を補償する第一補償指令電圧を出力するトルク脈動補償部と、
   前記第二成分に基づいて前記電力変換回路のデッドタイムに起因する出力電圧歪みを補償する第二補償指令電圧を出力するデッドタイム補償部と、を有し、
   前記第一補償指令電圧および前記第二補償指令電圧により前記指令電圧を補正することで、前記トルク脈動および前記出力電圧歪みを低減することを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記制御部は、前記三相検出電流をｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する三相／ｄｑ変換部を有し、
   前記互いに直交する成分は、ｄ軸成分とｑ軸成分であり、
   前記第一成分は、ｄ軸成分およびｑ軸成分の内の一方の脈動分であり、
   前記第二成分は、ｄ軸成分およびｑ軸成分の内の他方の脈動分であることを特徴とするモータ駆動装置。
3. 請求項２に記載のモータ駆動装置において、
   前記制御部は、前記モータの回転子位置を検出する回転子位置検出部を有し、
   前記脈動電流検出部は、前記モータの回転子位置に応じて６ｎ次（ｎは１以上の整数）で変動する正弦波信号もしくは余弦波信号を前記ｑ軸電流に乗算することで前記第一成分の情報を含む信号を生成し、
   前記モータの回転子位置に応じて６ｎ次で変動する正弦波信号もしくは余弦波信号を前記ｄ軸電流に乗算することで前記第二成分の情報を含む信号を生成することを特徴とするモータ駆動装置。
4. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記制御部は、前記三相検出電流をｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する三相／ｄｑ変換部と、
   前記モータの回転子位置を検出する回転子位置検出部と、を有し、
   前記脈動電流検出部は、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流を基にこれらの電流によって形成される電流ベクトルとｑ軸とが成す角に相当する電流位相を演算する電流位相演算部と、
   前記モータの回転子位置と前記電流位相を加算して補正後回転子位置を生成する加算部と、
   前記電流位相を基に前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流を前記電流ベクトルの向きと対向するδ軸上の成分と前記δ軸に対して９０°位相がずれたγ軸の成分に変換するｄｑ／γδ変換部と、を有し、
   前記補正後回転子位置に応じて６ｎ次（ｎは１以上の整数）で変動する正弦波信号もしくは余弦波信号を前記δ軸上の電流に乗算することで前記第一成分の情報を含む信号を生成し、
   前記補正後回転子位置に応じて６ｎ次で変動する正弦波信号もしくは余弦波信号を前記γ軸上の電流に乗算することで前記第二成分の情報を含む信号を生成することを特徴とするモータ駆動装置。
5. 請求項４に記載のモータ駆動装置において、
   前記トルク脈動補償部は、前記第一成分を基に積分制御によって前記モータの構造に起因する誘起電圧歪みに関する第一パラメータを演算し、
   前記第一パラメータと、前記モータの電気角速度と、前記回転子位置あるいは前記補正後回転子位置に応じて６ｎ次で変動する正弦波信号もしくは余弦波信号を基にｄ軸補償指令電圧およびｑ軸補償指令電圧を生成することを特徴とするモータ駆動装置。
6. 請求項４に記載のモータ駆動装置において、
   前記トルク脈動補償部は、前記第一成分を基に積分制御によって前記モータの構造に起因する誘起電圧歪みに関する第一パラメータを演算し、
   前記第一パラメータと、前記ｑ軸電流と、前記モータの電気角速度と、前記回転子位置あるいは前記補正後回転子位置に応じて６ｎ次で変動する正弦波信号もしくは余弦波信号をもとにｄ軸補償指令電圧およびｑ軸補償指令電圧を生成することを特徴とするモータ駆動装置。
7. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記デッドタイム補償部は、前記第二成分を基に積分制御によって前記電力変換回路のデッドタイムに起因する出力電圧歪みに関する第二パラメータを演算し、
   前記第二パラメータと、前記三相検出電流の情報を基に三相補償指令電圧を生成することを特徴とするモータ駆動装置。
8. 永久磁石同期モータと、
   前記永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置と、
   前記永久磁石同期モータに接続されるファンと、
   前記永久磁石同期モータを取り付けるフレームと、
   圧縮機装置システムと、を備える空気調和機の室外機において、
   前記モータ駆動装置は、請求項１から７のいずれか１項に記載のモータ駆動装置であることを特徴とする空気調和機の室外機。
9. モータに通電される三相電流を検出し、当該検出した三相検出電流を互いに直交する成分に分離して各成分の脈動分を抽出した第一成分と第二成分を生成し、
   前記第一成分に基づいて前記モータの構造に起因するトルク脈動を補償する第一補償指令電圧を生成し、
   前記第二成分に基づいて電力変換回路のデッドタイムに起因する出力電圧歪みを補償する第二補償指令電圧を生成し、
   前記第一補償指令電圧および前記第二補償指令電圧により前記モータの駆動に寄与する指令電圧を補正することで、前記トルク脈動および前記出力電圧歪みを低減することを特徴とするモータ駆動制御方法。
10. 請求項９に記載のモータ駆動制御方法において、
    前記互いに直交する成分は、ｄ軸成分とｑ軸成分であり、
    前記第一成分は、ｄ軸成分およびｑ軸成分の内の一方の脈動分であり、
    前記第二成分は、ｄ軸成分およびｑ軸成分の内の他方の脈動分であることを特徴とするモータ駆動制御方法。

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