JP2020120473A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低消費電力モードにおいて、電源装置における出力電圧の電圧精度を向上させること。【解決手段】ＡＣＤＣコンバータ２００と、ＤＣＤＣコンバータ３００と、レギュレータ４００と、スタンバイ状態のときに出力電圧２１８が２４ＶとなるようにＡＣＤＣコンバータ２００を制御し、スリープ状態のときに出力電圧２１８が５ＶとなるようにＡＣＤＣコンバータ２００を制御する制御部５００と、を備え、制御部５００は、出力電圧２１８を、スタンバイ状態においては２４Ｖを含む第１の範囲内で調整し、スリープ状態においては５Ｖを含む第２の範囲内で調整する。【選択図】図２

Description

本発明は、電源装置及び電源装置を備える画像形成装置に関し、低消費電力モード時における出力電圧の電圧精度の向上を図る技術に関する。

プリンタ等のスリープ状態の消費電力を低減するために、次のような電源装置が提案されている。同期整流方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータへの入力電圧を下げ、ハイサイドＦＥＴのオンデューティを１００％にし、入力電圧をそのまま出力することでＤＣＤＣコンバータのスイッチング損失を低減する電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１０−１４２０７１号公報

しかしながら、降圧型ＤＣＤＣコンバータの入力電圧を下げ、ＰチャンネルハイサイドＦＥＴのオンデューティを１００％にした場合であっても、コイルの抵抗によって出力電圧がドロップしてしまい、出力電圧の精度が低下してしまうおそれがある。また、効率を向上させるため、ＰチャンネルＦＥＴよりオン抵抗が小さいＮチャンネルＦＥＴをハイサイドＦＥＴとして用いる降圧型ＤＣＤＣコンバータがある。この場合、ハイサイドＦＥＴのオンデューティを１００％でオンするためには、降圧型ＤＣＤＣコンバータの入力電圧より高い電圧でハイサイドＦＥＴを駆動する必要がある。そのため、降圧型ＤＣＤＣコンバータの入力電圧より高い電圧を生成する電源回路を別途設けなければ、ハイサイドＦＥＴのオンデューティを１００％でオンすることができない。このため、入力電圧が出力電圧の目標電圧に近い場合、出力電圧がドロップして必要な出力電圧を得られないおそれがある。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、低消費電力モードにおいて、電源装置における出力電圧の電圧精度を向上させることを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明は、以下の構成を備える。

（１）第１の状態と前記第１の状態よりも消費電力が低い第２の状態とで動作することが可能な電源装置であって、交流電圧を第１の直流電圧に変換して前記第１の直流電圧を出力する第１の電源と、前記第１の状態において前記第１の電源から出力された前記第１の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧に変換して前記第２の直流電圧を出力し、前記第２の状態において動作を停止する第２の電源と、前記第１の状態において動作を停止しており、前記第１の状態から前記第２の状態に遷移すると前記第２の直流電圧を目標電圧となるように定電圧制御するように動作する第３の電源と、前記第１の状態のときに前記第１の直流電圧が第１の電圧となるように前記第１の電源を制御し、前記第２の状態のときに前記第１の直流電圧が前記第１の電圧よりも低い第２の電圧となるように前記第１の電源を制御する第１の制御手段と、を備え、前記第１の制御手段は、前記第１の直流電圧を、前記第１の状態においては前記第１の電圧を含む第１の範囲内で調整し、前記第２の状態においては前記第２の電圧を含む第２の範囲内で調整することを特徴とする電源装置。

（２）記録材に画像を形成する画像形成部と、前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、低消費電力モードにおいて、電源装置における出力電圧の電圧精度を向上させることができる。

実施例１〜３のレーザビームプリンタの概略図 実施例１〜３の電源装置の概略図 実施例１の第１の電源の回路構成図 実施例１の第２の電源及び第３の電源の回路構成図 実施例１、２のスタンバイ、スリープ間の遷移を示すタイミングチャート 実施例２の第２の電源及び第３の電源の回路構成図 実施例３の第２の電源及び第３の電源の回路構成図 実施例３のスタンバイ、スリープ間の遷移を示すタイミングチャート

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。

実施例１の電源装置１０８を画像形成装置に適用した場合について、図１から図４を参照しながら説明する。なお、本発明の電源装置は、動作状態、待機状態、及び休止状態を有する他の装置に適用してもよい。

［レーザビームプリンタの説明］
図１に画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ１００（以下、プリンタ１００という）は、感光ドラム１０１、帯電部１０２、現像部１０３を備えている。感光ドラム１０１は、静電潜像が形成される像担持体である。帯電部１０２は、感光ドラム１０１を一様に帯電する。現像部１０３は、感光ドラム１０１に形成された静電潜像をトナーにより現像することでトナー像を形成する。感光ドラム１０１上（像担持体上）に形成されたトナー像をカセット１０４から供給された記録材としてのシートＰに転写部１０５によって転写し、シートＰに転写した未定着のトナー像を定着器１０６によって定着してトレイ１０７に排出する。この感光ドラム１０１、帯電部１０２、現像部１０３、転写部１０５が画像形成部（画像形成手段）である。また、プリンタ１００は、電源装置１０８を備え、電源装置１０８からモータ等の駆動部と制御部５００へ電力を供給している。制御部５００は、ＣＰＵ（不図示）及びメモリ５０１を有しており、画像形成部による画像形成動作やシートＰの搬送動作等を制御している。ＣＰＵの要求電圧精度から、実施例１の電圧精度の規格は、例えば５Ｖ±５％（Ｖｍｉｎ＝４．７５Ｖ〜Ｖｍａｘ＝５．２５Ｖ）とする。プリンタ１００は、プリント動作を終了させると所定時間が経過した後、プリント動作をすぐに実行できるスタンバイ状態に遷移する。更に所定時間が経過した後、プリンタ１００は待機時の消費電力を低減するため、スタンバイ状態から低消費電力モードであるスリープ状態に遷移する。プリンタ１００は第２の状態であるスリープ状態、第１の状態であるスタンバイ状態、プリント状態の３つの状態を持ち、制御部５００がそれぞれの状態に遷移させる。なお、本発明の電源装置を適用することができる画像形成装置は、図１に例示された構成に限定されない。

［電源装置の説明］
図２に電源装置１０８の概略構成の一例を示す。交流電源１１０から入力された交流電圧は、第１の電源２００（以下、ＡＣＤＣコンバータ２００という）に入力され、ＡＣＤＣコンバータ２００によって第１の直流電圧である直流出力電圧２１８（以下、出力電圧２１８という）に変換され降圧される。出力電圧２１８は、第２の電源３００（以下、ＤＣＤＣコンバータ３００という）に入力され、ＤＣＤＣコンバータ３００によって第２の直流電圧である直流出力電圧３１８（以下、出力電圧３１８という）に降圧される。第３の電源４００（以下、レギュレータ４００という）は、ＤＣＤＣコンバータ３００の入出力間に接続されている。ロードスイッチ（以下、ロードＳＷと表記する）６００には、出力電圧３１８が入力されており、ロードＳＷ６００のスイッチ素子をオン状態（接続状態）又はオフ状態（遮断）（非接続状態）にすることで、負荷への出力電圧５１８の出力を制御している。

第１の制御手段である制御部５００は、ＡＣＤＣコンバータ２００、ＤＣＤＣコンバータ３００、ロードＳＷ６００と電気的に接続されており、それぞれに信号を出力することにより制御している。以下、各信号について説明する。ＰＷＭ信号１３５は、ＡＣＤＣコンバータ２００へ入力されており、出力電圧２１８を調整するための信号である。ＰＷＭ信号３３５は、ＤＣＤＣコンバータ３００へ入力されており、出力電圧３１８の目標電圧値を調整するための信号である。ＰＷＭ信号４３５は、レギュレータ４００へ入力されており、出力電圧３１８の目標電圧値を調整するための信号である。ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１は、ＡＣＤＣコンバータ２００に入力されており、出力電圧２１８の目標電圧を切り替えるための信号である。ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１は、ＤＣＤＣコンバータ３００に入力されており、ＤＣＤＣコンバータ３００の動作、停止を制御するための信号である。ロードＳＷ制御信号６０１は、ロードＳＷ６００に入力されており、出力電圧５１８の出力を制御するための信号である。レギュレータ起動信号４０１は、レギュレータ４００に入力されており、レギュレータ４００の動作、停止を制御するための信号である。制御部５００には、電源として出力電圧３１８が供給されている。

［ＡＣＤＣコンバータ２００の説明］
図３にＡＣＤＣコンバータ２００の回路構成の一例を示す。ＡＣＤＣコンバータ２００の回路構成を説明する。交流電源１１０から入力された交流電圧は、回路保護用の電流ヒューズ２０３と整流ダイオードブリッジ２０４を介して全波整流され、１次平滑コンデンサ２０５（以下、平滑コンデンサ２０５という）により平滑され直流電圧となる。更に、平滑コンデンサ２０５に充電された直流電圧は、起動抵抗２０６を介し、電源ＩＣ２０９のＳＴ端子に供給され、電源ＩＣ２０９の起動電圧に達すると、電源ＩＣ２０９が起動する。電源ＩＣ２０９は、スイッチング素子である電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと表記する）２０７の制御手段である。電源ＩＣ２０９が起動すると、電源ＩＣ２０９は、ＤＲＶ端子から抵抗２１０を介してＦＥＴ２０７のゲート端子にＦＥＴ２０７を駆動するためのパルス信号を出力する。パルス信号がハイレベルとなっている期間において、ＦＥＴ２０７が導通状態になると、トランス２０８の１次巻線Ｎｐの両端に平滑コンデンサ２０５の直流電圧が印加される。このとき、トランス２０８の２次巻線Ｎｓ側にも電圧が誘起されるが、ダイオード２１６のアノード側を負とする電圧であるため、ダイオード２１６は導通状態とならず、トランス２０８の２次側にエネルギーは伝達されない。同様に、トランス２０８の補助巻線Ｎｂ側にも電圧が誘起されるが、ダイオード２１１のアノード側を負とする電圧であるため、ダイオード２１１は導通状態とはならず、補助巻線Ｎｂにもエネルギーは伝達されない。したがって、トランス２０８の１次巻線Ｎｐを流れる電流はトランス２０８の励磁電流だけで、トランス２０８には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。なお、励磁電流は時間に比例して増大する。

次に、電源ＩＣ２０９のＤＲＶ端子からローレベルのパルス信号が出力されると、パルス信号のローレベルの期間において、ＦＥＴ２０７は導通状態から非導通状態となる。ＦＥＴ２０７が非導通状態になると、トランス２０８の各巻線には、ＦＥＴ２０７が導通状態のときとは逆極性の電圧が誘起される。その結果、トランス２０８の２次巻線Ｎｓには、ダイオード２１６のアノード側を正とする電圧が誘起され、ダイオード２１６が導通状態となる。そして、トランス２０８に蓄積されたエネルギーが、整流平滑回路を構成するダイオード２１６及び平滑コンデンサ２１７によって整流、平滑され、直流電圧として出力電圧２１８が出力される。また、補助巻線Ｎｂには、ダイオード２１１のアノード側を正とする電圧が誘起され、ダイオード２１１が導通状態となる。そして、ダイオード２１１を介してコンデンサ２１３が充電され、コンデンサ２１３に充電された直流電圧は電源ＩＣ２０９のＶＣＣ端子に供給される。

出力電圧２１８の電圧制御について、ＰＷＭ信号１３５及びＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１（図３には「２４Ｖ／５Ｖ_＿ＣＨＧ」と図示）がオフ（ローレベル）の場合について説明する。ＡＣＤＣコンバータ２００では、出力電圧２１８の電圧制御は次のように行われる。まず、トランス２０８の２次側に生成された出力電圧２１８は、直列に接続されたレギュレーション抵抗２２３と、抵抗１２３、抵抗１２５及び抵抗１２８の合成抵抗と、抵抗２２４及び抵抗２２６によって分圧される。分圧された電圧は、シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子に入力される。そして、シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子に入力された電圧レベルに応じたフィードバック信号がシャントレギュレータ２２５のＫ端子から出力される。シャントレギュレータ２２５のＫ端子は、フォトカプラ２１５のフォトダイオード２１５ｄと接続されている。また、フォトカプラ２１５のフォトトランジスタ２１５ｔは電源ＩＣ２０９のＦＢ端子に接続されている。シャントレギュレータ２２５のＫ端子から出力されたフィードバック信号は、フォトカプラ２１５を介して、電源ＩＣ２０９のＦＢ端子に入力される。抵抗２２１は、フォトカプラ２１５のフォトダイオード２１５ｄ（ＬＥＤ）に流れる電流を制限するための抵抗である。そして、電源ＩＣ２０９は、ＦＢ端子から入力されたフィードバック信号に基づいて、ＤＲＶ端子からパルス信号を出力し、ＦＥＴ２０７のスイッチング制御を行うことで、出力電圧２１８の安定した制御を行うことができる。電源ＩＣ２０９のＧＮＤ端子は平滑コンデンサ２０５の低電位側に接続されている。なお、図１中の電源ＩＣ２０９の内の符号は、各端子の名称である。

出力電圧２１８は、スタンバイ状態及びプリント状態に必要な電圧とスリープ状態に必要な電圧の２種類あり、出力電圧２１８は、それぞれの状態で切り替えることができる。スリープ状態で出力電圧２１８を切り替える理由は、スリープ状態ではモータ等の駆動部や画像形成部を駆動させる必要がなく、スリープ時に必要な電圧のみ出力できればよいためである。そのため、出力電圧２１８の目標電圧をできるだけ出力電圧３１８の目標電圧に近い値に設定し、電源装置１０８の効率を向上させている。また、出力電圧２１８は、ロードＳＷ（不図示）を介して、モータ等の駆動部や画像形成部である感光ドラム１０１、帯電部１０２、現像部１０３、転写部１０５と電気的に接続されている。すなわち、これらの部材が負荷２１９である。ロードＳＷ（不図示）は、スタンバイ状態及びプリント状態にオン状態となり、モータ等の駆動部や画像形成部へ電力供給を行い、スリープ状態にオフ状態となり、消費電力を低減している。

［出力電圧２１８の切替え制御］
（ＰＷＭ信号１３５のオンデューティが０％の場合）
（スタンバイ状態及びプリント状態）
ＰＷＭ信号１３５が出力されていない、すなわち、図３中、ＰＷＭ信号１３５のオンデューティが０％である場合を例にして、出力電圧２１８の切替え制御について説明する。なお、ＰＷＭ信号１３５のオンデューティとは、ＰＷＭ信号１３５の１周期に対するオン時間の比率であり、以下、単にデューティともいう。出力電圧２１８の具体的な電圧値は、スタンバイ状態及びプリント状態においては、例えば約２４Ｖであり、スリープ状態では約５Ｖである。

まず、プリンタ１００のスタンバイ状態及びプリント状態において、電源装置１０８は、出力電圧２１８をモータ等の駆動部や画像形成部等の負荷２１９へ供給している。このとき、制御部５００は、ハイレベルのＡＣＤＣコンバータ出力電圧切替え信号２０１を出力し、抵抗２２８と抵抗２２９とで分圧された電圧がＦＥＴ２２７のゲート端子に供給される。これによりＦＥＴ２２７がオンして、ＦＥＴ２２７のドレイン端子とソース端子との間が導通するため、抵抗２２６が無視できる状態となる。ＰＷＭ信号１３５は、抵抗１２７を介してトランジスタ１２６のベース端子に入力され、ＰＷＭ信号１３５のデューティが０％の場合には非導通状態となる。このとき、出力電圧２１８を、抵抗２２３、抵抗１２３、抵抗１２５、抵抗１２８から成る合成抵抗と、抵抗２２４とで分圧した電圧が、シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子にフィードバックされ、出力電圧２１８が制御される。

抵抗２２３、抵抗２２４、抵抗２２６、抵抗１２３、抵抗１２５、抵抗１２８、抵抗１２９の抵抗値を、それぞれＲ_２２３、Ｒ_２２４、Ｒ_２２６、Ｒ_１２３、Ｒ_１２５、Ｒ_１２８、Ｒ_１２９とする。抵抗２２３、抵抗１２３、抵抗１２５、抵抗１２８の合成抵抗値をＲ_{２２３ＯＦＦ}、シャントレギュレータ２２５のリファレンス電圧をＶ_ＲＥＦとする。前述の合成抵抗値Ｒ_{２２３ＯＦＦ}は、以下の式（１）で表される。

計算の簡略化のため、ＦＥＴ２２７のオン抵抗を無視できる程小さいとすると、２４Ｖ出力時における出力電圧２１８（Ｖ_{２４Ｖ＿ＯＦＦ}）は、次の式（２）で求められる値となるように制御される。

具体的な数値の設定例として、Ｖ_２４Ｖ＝２４Ｖとする。

（スリープ状態）
次にプリンタ１００のスリープ状態において、電源装置１０８は出力電圧２１８をスタンバイ状態及びプリント状態に比べて下げている状態であり、その出力電圧値は約５Ｖである。このとき、制御部５００は、ローレベルのＡＣＤＣコンバータ出力電圧切替え信号２０１を出力し、抵抗２２８と抵抗２２９で分圧された電圧がＦＥＴ２２７のゲート端子に供給される。これによりＦＥＴ２２７がオフし、抵抗２２６の両端がオープンしている状態となる。計算の簡略化のためＦＥＴ２２７のオフ時に流れる電流を０Ａとすると、５Ｖ出力時における出力電圧２１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＯＦＦ}）は、次の式（３）で求められる値となるように制御される。

具体的な数値の設定例として、Ｖ_５Ｖ＝５．１５Ｖとする。

［ＤＣＤＣコンバータ３００の説明］
図４に降圧型ＤＣＤＣコンバータ３００、レギュレータ４００の内部回路の一例を示す。降圧型ＤＣＤＣコンバータ３００（以下、ＤＣＤＣコンバータ３００という）の回路構成を説明する。ＤＣＤＣコンバータ３００は、スイッチング素子であるＮチャンネルハイサイドＦＥＴ３６０（以下、ハイサイドＦＥＴ３６０という）をオンしている間は、インダクタ３５２を介してコンデンサ３５３に電流が流れる。一方、ハイサイドＦＥＴ３６０をオフしている間は、インダクタ３５２に蓄えられたエネルギーがＮチャンネルローサイドＦＥＴ３５１（以下、ローサイドＦＥＴ３５１という）を介して出力される。なお、ハイサイドＦＥＴ３６０はＰチャンネルＦＥＴ、ローサイドＦＥＴ３５１はＰチャンネルＦＥＴ又は整流ダイオードであってもよい。

［ＤＣＤＣコンバータ３００の説明］
第２の制御手段である電源ＩＣ３５８は、ＰＷＭ制御によってハイサイドＦＥＴ３６０、ローサイドＦＥＴ３５１を交互にオンさせる。これにより電源ＩＣ３５８は、出力電圧３１８をフィードバックしながら、目標電圧になるようにハイサイドＦＥＴ３６０とローサイドＦＥＴ３５１のオンデューティを制御している。ＶＣＣ端子は、電源ＩＣ３５８の電源端子であり、出力電圧２１８が入力されている。ＤＲＶＨ端子は、抵抗３５９を介してハイサイドＦＥＴ３６０のゲート端子に接続されている。ＤＲＶＬ端子は、抵抗３６１を介して、ローサイドＦＥＴ３５１のゲート端子に接続されている。ＦＢ端子は、出力電圧３１８を抵抗３５４と抵抗３５５で分圧した電圧が入力されている。電源ＩＣ３５８は、ＦＢ端子に入力された電圧と電源ＩＣ３５８の内部の基準電圧とを比較し、出力電圧３１８が目標電圧になるようにＤＲＶＨ端子とＤＲＶＬ端子に駆動信号を出力している。電源ＩＣ３５８は、出力電圧３１８が目標電圧よりも低い場合はハイサイドＦＥＴ３６０のオンデューティが高くなるようにＤＲＶＨ端子に駆動信号を出力する。電源ＩＣ３５８は、出力電圧３１８が目標電圧よりも高い場合はローサイドＦＥＴ３５１のオンデューティが高くなるようにＤＲＶＬ端子に駆動信号を出力する。ＥＮ端子は、電源ＩＣ３５８の起動及び停止を制御する端子である。ＥＮ端子にハイレベルのＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１が入力されると、電源ＩＣ３５８は起動し、ＥＮ端子にローレベルのＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１が入力されると、電源ＩＣ３５８は停止する。ＥＮ端子には、抵抗３３０を介してＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１が入力される。

ＤＣＤＣコンバータ３００によって制御される出力電圧３１８をＶ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}、電源ＩＣ３５８内部の基準電圧をＶ_{ＦＢ（ＤＣＤＣ）}、抵抗３５４、抵抗３５５の抵抗値をそれぞれＲ_３５４、Ｒ_３５５とする。出力電圧３１８であるＶ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}は、以下の式（４）で表される電圧になるように制御される。

具体的な数値の例として、Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖとする。

（入力電圧の違いによる出力電圧３１８の電力精度）
次に、入力電圧（ＡＣＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８）の違いによるＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８の電圧精度について説明する。入力電圧が高い場合（スタンバイ状態及びプリント状態）（出力電圧２１８（Ｖ_２４Ｖ））は、入力電圧（２４Ｖ）と出力電圧（５．２１Ｖ）との電圧差が大きく、ＤＣＤＣコンバータ３００のオンデューティが低い。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ３００のスイッチング時のハイサイドＦＥＴ３６０のオフ期間が長い。そのため、電源ＩＣ３５８の内部にあるブートストラップ回路（不図示）内のコンデンサへの充電期間が十分あり、ハイサイドＦＥＴ３６０を駆動するのに必要な電圧まで昇圧することができ、ハイサイドＦＥＴ３６０を駆動することができる。つまり、入力電圧が高い場合では、ハイサイドＦＥＴ３６０を駆動できるため、出力電圧３１８を目標電圧に制御することができる。

一方、入力電圧が低い場合（スリープ状態）（出力電圧２１８（Ｖ_５Ｖ））は、入力電圧（５．１５Ｖ）と出力電圧（５．２１Ｖ）との差が小さく、ＤＣＤＣコンバータ３００のオンデューティが大きい。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ３００のスイッチング時のハイサイドＦＥＴ３６０のオフ期間が短い。そのため、電源ＩＣ３５８の内部にあるブートストラップ回路（不図示）内のコンデンサへの充電期間が不十分になり、ハイサイドＦＥＴ３６０を駆動するのに必要な電圧まで昇圧することができず、ハイサイドＦＥＴ３６０を十分に駆動することができない。つまり、入力電圧が低い場合では、ハイサイドＦＥＴ３６０を十分に駆動することができないため、出力電圧３１８を目標電圧に制御することができず、出力電圧がドロップしてしまう。また、ハイサイドＦＥＴ３６０のオンデューティを１００％で駆動するということは、ハイサイドＦＥＴ３６０のオフ期間がないことを意味する。このため、電源ＩＣ３５８の内部にあるブートストラップ回路（不図示）内のコンデンサへの充電ができず、新たに電源回路が別途必要となってしまい、高価な電源ＩＣが必要となってしまう。また、安価な電源ＩＣでは、別の電源回路を有していないため、ハイサイドＦＥＴ３６０の最大オンデューティに制限があるものが多い。実施例１では電源ＩＣ３５８の最大オンデューティの制限は、例えば所定のオンデューティである８０％であると定義する。

このように最大オンデューティの制限がある電源ＩＣを用いる場合、入力電圧が低下し最大オンデューティの制限値（例えば８０％）に達すると、前述したようにハイサイドＦＥＴを１００％でオンすることができない。このため、出力電圧３１８がドロップしてしまい、要求される出力電圧３１８の電圧精度を満足することができない。そこで、ＤＣＤＣコンバータ３００とは別にレギュレータ４００を設けている。この場合、ＤＣＤＣコンバータ３００が最大オンデューティに達して出力電圧３１８がドロップしてしまう際に、抵抗７８４を介してハイレベルのレギュレータ起動信号４０１を出力することによりレギュレータ４００を動作させる。レギュレータ４００を動作させることにより、出力電圧３１８のドロップを防いでいる。

［レギュレータ４００の説明］
レギュレータ４００の回路構成を説明する。レギュレータ４００は、シリーズレギュレータであり、ＦＥＴ３８５のゲート‐ソース間電圧を制御し、ＦＥＴ３８５のドレイン‐ソース間に印加される電圧を制御して出力電圧３１８を定電圧に制御している。出力電圧３１８は、レギュレーション抵抗３７４、抵抗３７６とで分圧され、シャントレギュレータ３８７のＲＥＦ端子に入力される。そして、シャントレギュレータ３８７のＲＥＦ端子に入力された電圧レベルに応じたフィードバック信号がシャントレギュレータ３８７のＫ端子から出力される。シャントレギュレータ３８７のＫ端子の電圧は、抵抗３８０を出力電圧２１８でプルアップして、ツェナーダイオード３９４を介し、抵抗３８３と抵抗３９３とで分圧された後、トランジスタ３８２のベース端子へ電気的に接続されている。抵抗３８１は、ＦＥＴ３８５のゲート‐ソース間に接続され、ゲート‐ソース間の電位安定のために用いられる。トランジスタ３８２は、シャントレギュレータ３８７のＫ端子から出力されるフィードバック信号によりＦＥＴ３８５のゲート端子の電圧を調整している。なお、シャントレギュレータ３８７は、出力電圧３１８を目標電圧に制御できるような素子（コンパレータやオペアンプ等）であればよい。ツェナーダイオード３９４は、フィードバック信号の電圧を降圧し、トランジスタ３８２を確実にオン、オフさせるために接続されている。シャントレギュレータ３８７のＫ端子の電圧範囲が広いものであれば、Ｋ端子の電圧を降圧せずにトランジスタ３８２を制御できるため、ツェナーダイオード３９４は削除してしまってもよい。なお、トランジスタ３８２の暗電流が小さい場合は、暗電流によってＦＥＴ３８５がオンしてしまうおそれがないため、抵抗３９３と抵抗３８３とで分圧する必要がなく、抵抗３９３を削除してしまってもよい。なお、シャントレギュレータ３８７のＫ端子には、抵抗７８４を介してレギュレータ起動信号４０１が接続されている。

（定電圧制御）
レギュレータ４００の定電圧制御について説明する。出力電圧３１８が目標電圧よりも高い場合はＫ端子の電圧が下がり、トランジスタ３８２のベース電流が低下するのでコレクタ電流も低下する。そのため、ＦＥＴ３８５のゲート‐ソース間電圧が低下し、ＦＥＴ３８５のドレイン‐ソース間のオン抵抗が上昇するので、出力電圧３１８が低下する。なお、出力電圧３１８がＤＣＤＣコンバータ３００によってレギュレータ４００の目標電圧よりも高い電圧に制御されている場合は、ＦＥＴ３８５はオフ状態（オン抵抗が最大）となり、レギュレータ４００は停止する。出力電圧３１８が目標電圧よりも低い場合はＫ端子の電圧が上がり、トランジスタ３８２のベース電流が上昇するのでコレクタ電流も上昇する。そのため、ＦＥＴ３８５のゲート‐ソース間電圧が上昇し、ＦＥＴ３８５のドレイン‐ソース間のオン抵抗が低下するので、出力電圧３１８が上昇する。

レギュレータ４００によって制御される出力電圧３１８をＶ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}とする。シャントレギュレータ３８７の基準電圧をＶ_{ＲＥＦ（ＲＥＧ）}、抵抗３７４、抵抗３７６の抵抗値をそれぞれＲ_３７４、Ｒ_３７６とすると、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}は、以下の式（５）で表される電圧になるように制御される。

具体的な数値の例として、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖとする。

（レギュレータの動作）
レギュレータ４００の動作について説明する。入力電圧が高い場合は（出力電圧２１８（Ｖ_２４Ｖ））、ＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧となるように制御できるので、レギュレータ４００は、前述した通りＦＥＴ３８５をオフするように制御する。具体的には、ＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を例えばＶ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖで制御しているときは、レギュレータ４００は、ＤＣＤＣコンバータ３００が出力した出力電圧３１８の電圧をフィードバックする。そしてレギュレータ４００は、レギュレータ４００の出力電圧３１８の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}より高いと判断する。このため、前述した通り、レギュレータ４００はＦＥＴ３８５をオフに制御する。次に、入力電圧が低い場合は（出力電圧２１８（Ｖ_５Ｖ））、前述したようにＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖになるように制御できなくなり、出力電圧３１８が低下する。出力電圧３１８がレギュレータ４００の出力電圧の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖより低くなると、レギュレータ４００が起動し出力電圧３１８を定電圧制御する。

次に、レギュレータ４００の出力電圧３１８の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}（５．２Ｖ）をＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}（５．２１Ｖ）よりも低くしている理由を説明する。レギュレータ４００がＦＥＴ３８５をオンするように制御する場合、レギュレータ４００への入力電圧と出力電圧との差が小さい又はほとんど差がない状態で行い、ＦＥＴ３８５による損失を低減させる必要がある。ＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧に制御している間は、レギュレータ４００への入力電圧が高い状態であり、レギュレータ４００がＦＥＴ３８５をオンさせてしまうとＦＥＴ３８５による損失が大きくなってしまう。そのため、ＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧に制御できる場合において、レギュレータ４００の出力電圧３１８の目標電圧をＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧の目標電圧よりも低く設定する。これにより、ＦＥＴ３８５をオフするようにしている。ここで、ＤＣＤＣコンバータ３００が出力電圧３１８を目標電圧に制御できる場合とは、レギュレータ４００への入力電圧が高い場合である。

このように、入力電圧が高い場合（スタンバイ状態及びプリント状態）（出力電圧２１８（Ｖ_２４Ｖ））、出力電圧３１８はＤＣＤＣコンバータ３００によって目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}となるように制御される。入力電圧が高い場合、レギュレータ４００の動作は停止される。入力電圧が低い場合（スリープ状態）（出力電圧２１８（Ｖ_５Ｖ））、レギュレータ４００が動作し、出力電圧３１８はレギュレータ４００によって目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}となるように制御される。

（レギュレータの効果）
次に、レギュレータ４００の効果を説明する。ＤＣＤＣコンバータ３００は、入力電圧が低下した場合、前述した通り、ハイサイドＦＥＴ３６０のオンデューティが高くなり、電源ＩＣ３５８が出力できる最大オンデューティ（例えば８０％）に達する。電源ＩＣ３５８が出力できる最大オンデューティに達した状態では、出力電圧３１８をスイッチング状態では目標電圧に保つことができず、出力電圧３１８は目標電圧よりも低下してしまう。具体的には、出力電圧３１８の負荷がなく、ＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖとする。そうすると、ＤＣＤＣコンバータ３００への入力電圧（ＡＣＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８Ｖ_５Ｖ＝５．２Ｖ付近）が低下していった場合、ハイサイドＦＥＴ３６０を１００％で駆動できない。このため、ＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖ以下）が低下してしまう。そのため、そのままＤＣＤＣコンバータ３００への入力電圧が低下していくと出力電圧３１８も低下するので、前述した電圧精度の規格を満足することができない。具体的には、Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＜Ｖｍｉｎとなる。

そこで、レギュレータ４００は、ＤＣＤＣコンバータ３００への入力電圧が低下していった場合において、前述した通りＦＥＴ３８５によって、出力電圧３１８を定電圧制御する。具体的には、出力電圧３１８の負荷がなく、ＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８の目標電圧Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖとする。そうすると、ＤＣＤＣコンバータ３００への入力電圧（ＡＣＤＣコンバータ２００の出力電圧Ｖ_５Ｖ＝５．２Ｖ付近）が低下していった場合、ハイサイドＦＥＴ３６０を１００％で駆動できない。このため、ＤＣＤＣコンバータ３００の出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖ以下）が低下する。ところが、レギュレータ４００は、出力電圧３１８をフィードバックし、ＦＥＴ３８５によって出力電圧３１８を定電圧制御するため、レギュレータ４００の出力電圧（Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２Ｖ）の電圧精度を満足することができる。したがって、ＤＣＤＣコンバータ３００への入力電圧が低下していく場合においも、前述した電圧精度の規格を満足することができる。具体的には、Ｖｍｉｎ＜Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＜Ｖｍａｘとなる。

［ＰＷＭ信号１３５による出力電圧２１８の調整範囲］
（ＰＷＭ信号１３５のオンデューティが０％のとき）
図３のＡＣＤＣコンバータ２００の回路図を用いて、ＰＷＭ信号１３５のオンデューティが０％から１００％に変化したときの出力電圧２１８の調整範囲について説明する。前述したように、制御部５００から出力されたＰＷＭ信号１３５のデューティが０％のとき、２４Ｖ出力時（スタンバイ状態又はプリント状態）における出力電圧２１８（Ｖ_{２４Ｖ＿ＯＦＦ}）は、式（２）で表される。また５Ｖ出力時（スリープ状態）における出力電圧２１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＯＦＦ}）は式（３）で表される。「_＿ＯＦＦ」は、ＰＷＭ信号１３５のオンデューティが０％ということを表している。このときの出力電圧２１８は、出力電圧２１８の取りうる電圧の中で最も低い電圧となる。

（ＰＷＭ信号１３５のオンデューティが１００％のとき）
次にＰＷＭ信号１３５のオンデューティが１００％のとき、トランジスタ１２６がオンする。ここで、抵抗２２４、抵抗１２３、抵抗１２５、抵抗１２９の合成抵抗値をＲ_{２２４ＯＮ}とする。抵抗２２４、抵抗２２６、抵抗１２３、抵抗１２５、抵抗１２９の合成抵抗値をＲ_{２２６ＯＮ}とする。計算の簡略化のためにトランジスタ１２６のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}及びＦＥＴ２２７のオン抵抗を無視できる程小さいとすると、それぞれ次の式（６）及び式（７）で表される。

このときの２４Ｖ出力時（スタンバイ状態又はプリント状態）における出力電圧２１８（Ｖ_{２４Ｖ＿ＯＮ}）と、５Ｖ出力時（スリープ状態）における出力電圧２１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＯＮ}）は、次の式（８）及び式（９）で求められる値となるように制御される。

「_＿ＯＮ」は、ＰＷＭ信号１３５のオンデューティが１００％ということを表している。このときの出力電圧２１８は、出力電圧２１８の取りうる電圧の中で最も高い電圧となる。

（ＰＷＭ信号１３５のオンデューティが０％と１００％以外のとき）
次にＰＷＭ信号１３５が０％と１００％以外のデューティである場合の動作について説明する。ＰＷＭ信号１３５は、抵抗１２７で制限された電流でトランジスタ１２６を駆動する。ＰＷＭ信号１３５のデューティに応じた電圧が抵抗１２５とコンデンサ１２４の時定数でコンデンサ１２４に充電される。コンデンサ１２４の両端電圧を電圧１３６とする。ここで、抵抗１２５とコンデンサ１２４の時定数は、ＰＷＭ信号１３５の周波数に対して大きく設定される。つまり、出力電圧２１８のリプル電圧を下げるために、電圧１３６は直流化されている。直流化された電圧１３６は、電流調整用の抵抗１２３を介して、シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子にリファレンス電圧Ｖ_ＲＥＦとして供給される。リファレンス電圧Ｖ_ＲＥＦとして供給されるシャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子への電流供給量を調整することで、出力電圧２１８が調整される。つまり、ＰＷＭ信号１３５のデューティに応じて出力電圧２１８が調整される。

以上により、ＰＷＭ信号１３５を０％から１００％に変化させたとき、２４Ｖ出力時における出力電圧２１８（Ｖ_２４Ｖ）の取りうる範囲は、式（２）と式（８）から次の式（１０）で表される。また、５Ｖ出力時における出力電圧２１８（Ｖ_５Ｖ）の取りうる範囲は、式（３）と式（９）から次の式（１１）で表される。

［ＰＷＭ信号１３５のデューティの算出方法］
目標とする出力電圧２１８からＰＷＭ信号１３５のデューティを算出する方法について説明する。説明の簡便化のため、トランジスタ１２６のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}を無視できる程小さいとすると、ＰＷＭ信号１３５のデューティと出力電圧２１８とは、およそ比例関係にある。２４Ｖ出力時と５Ｖ出力時のＰＷＭ信号１３５のデューティをそれぞれＤ_２４Ｖ、Ｄ_５Ｖとする。Ｄ_２４Ｖ、Ｄ_５Ｖは、目標となる出力電圧２１８の電圧値Ｖ_{２４Ｖ＿Ｔ}及びＶ_５Ｖ＿Ｔを用いて、次の式（１２）及び式（１３）で表すことができる。

よって目標とする出力電圧２１８の電圧値Ｖ_{２４Ｖ＿Ｔ}及びＶ_５Ｖ＿Ｔに対して、およそのＰＷＭ信号１３５のデューティを定めることができる。しかしながら実際には、ＰＷＭ信号１３５の立ち上がり時間、立ち下がり時間や飽和電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}が存在するため誤差が存在する。精度よく目標の出力電圧２１８を出力するためには、ＰＷＭ信号１３５のデューティの調整が必要である。あらかじめ最適な電圧値となるデューティをメモリ５０１に格納して制御部５００により読み出してもよいし、制御部５００のＡＤコンバータ（不図示）でモニタしてフィードバックしてもよい。メモリ５０１に格納するデータとしてはデューティ［％］、オン時間、オンのクロック数等である。

具体的な数値の例としてＶ_ＲＥＦ＝２．５Ｖ、Ｒ_２２３＝３９ｋΩ、Ｒ_２２４＝４．３ｋΩ、Ｒ_２２６、＝３３ｋΩ、Ｒ_１２３＝４７ｋΩ、Ｒ_１２５＝１ｋΩ、Ｒ_１２８＝２２０ｋΩ、Ｒ_１２９＝１ｋΩとする。この場合、ＰＷＭ信号１３５のデューティを変えることによって、出力電圧２１８は、スタンバイ状態又はプリント状態のときには、第１の範囲内である２２．２９Ｖ＜Ｖ_２４Ｖ＜２７．１６Ｖとなるように調整される。また、出力電圧２１８は、スリープ状態のときには、第２の範囲内である４．７８Ｖ＜Ｖ_５Ｖ＜７．１０Ｖとなるように調整される。また、スタンバイ状態又はプリント状態のときの最適な電圧値をＶ_２４Ｖ＝２４．０Ｖとすると、ＰＷＭ信号１３５のデューティはＤ_２４Ｖ＝３５．０％となる。スリープ状態のときの最適な電圧値をＶ_５Ｖ＝５．１５Ｖとすると、ＰＷＭ信号１３５のデューティはＤ_５Ｖ＝１５．９％となる。

［制御動作の説明］
図５にプリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作のタイミングチャートを示す。図５の説明において、各々の定数を前述した具体的な数値を用いることとする。つまり、Ｖ_ＲＥＦ＝２．５Ｖ、Ｒ_２２３＝３９ｋΩ、Ｒ_２２４＝４．３ｋΩ、Ｒ_２２６＝３３ｋΩ、Ｒ_１２３＝４７ｋΩ、Ｒ_１２５＝１ｋΩ、Ｒ_１２８＝２２０ｋΩ、Ｒ_１２９＝１ｋΩ、とする。また、Ｖ_{ＦＢ（ＤＣＤＣ）}＝１．２４Ｖ、Ｒ_３７４＝３９ｋΩ、Ｒ_３７６＝１４．７ｋΩ、Ｖ_{ＲＥＦ（ＲＥＧ）}＝１．２４Ｖ、Ｒ_３５４＝４７ｋΩ、Ｒ_３５５＝１４．７ｋΩ、とする。出力電圧２１８の電圧調整範囲は、上述した２２．２９Ｖ＜Ｖ_２４Ｖ＜２７．１６Ｖ、４．７８Ｖ＜Ｖ_５Ｖ＜７．１０Ｖである。出力電圧３１８はＶ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖ、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２０Ｖとなるように制御される。

図５のグラフは、横軸が時間ｔ、縦軸は、（ｉ）はＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１の出力（ハイレベル（Ｈｉｇｈ）又はローレベル（Ｌｏｗ））を示す。（ｉｉ）は出力電圧２１８の波形（２４Ｖ、５．１５Ｖ）、（ｉｉｉ）はレギュレータ起動信号４０１の出力（オン（ＯＮ）又はオフ（ＯＦＦ））を示す。（ｉｖ）はＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１の出力（オン（ＯＮ）又はオフ（ＯＦＦ））、（ｖ）はロードＳＷ制御信号６０１の出力（オン（ＯＮ）又はオフ（ＯＦＦ））を示している。

（スタンバイ状態からスリープ状態への遷移）
スタンバイ状態（又はプリント状態）において、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１はハイレベル、出力電圧２１８は２４．０Ｖとなっている。また、レギュレータ起動信号４０１はオフ、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１はオン、ロードＳＷ制御信号６０１はオンとなっている。出力電圧２１８はＶ_２４Ｖ＝２４．０Ｖ（Ｄ_２４Ｖ＝３５．０％）、出力電圧３１８はＶ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２１Ｖとなっている。レギュレータ４００はオフ状態である。

タイミングＴａは、プリンタ１００がスタンバイ状態に遷移してから所定時間ｔｓが経過したタイミングを示している。前述したように、プリンタ１００はスタンバイ状態に遷移してから所定時間が経過すると、プリンタ１００の消費電力を低減するために制御部５００はプリンタ１００をスリープ状態に遷移させる。タイミングＴａにおいて、制御部５００は、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１をハイレベルからローレベルに切り替える。前述したように、ＡＣＤＣコンバータ２００は、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１がハイレベルのときには出力電圧２１８が２４Ｖとなるように制御する。ＡＣＤＣコンバータ２００は、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１がローレベルのときには出力電圧２１８がおよそ５Ｖ（前述の定数ではＰＷＭ信号１３５のデューティによって４．７８Ｖ＜Ｖ_５Ｖ＜７．１０Ｖの電圧値）となるように制御する。

また制御部５００は、タイミングＴａのスタンバイ状態からスリープ状態に移行する際に、ＰＷＭ信号１３５のデューティを変更する。その理由は、ＤＣＤＣコンバータ３００が動作可能な入力電圧（＝出力電圧２１８）かつ、極力低い入力電圧に出力電圧２１８を調整するためである。前述の通り、ＤＣＤＣコンバータ３００の最大デューティは８０％であるため、出力電圧２１８を目標電圧５．１５Ｖに制御する場合、出力電圧２１８が５．１５Ｖ／８０％＝６．４４ＶまでＤＣＤＣコンバータ３００は動作可能である。例えば、ＰＷＭ信号１３５のデューティは式（１３）からＤ_５Ｖ＝８２．６％とすれば出力電圧２１８は６．７０Ｖとなる。このように、制御部５００は、タイミングＴａにおいて、ＰＷＭ信号１３５のデューティを３５％から８２．６％に切り替えることにより、出力電圧２１８の目標電圧値（Ｖ_５Ｖ＿Ｔ）を６．７０Ｖに調整する。これにより出力電圧２１８が低下した際も、ＤＣＤＣコンバータ３００が目標電圧である５．２１Ｖを出力することが可能となる。

タイミングＴｂは、出力電圧２１８が６．７０Ｖとなったタイミングである。出力電圧２１８が２４．０Ｖから６．７Ｖになるまでの時間がＴ１である。タイミングＴｂにおいて、制御部５００はレギュレータ起動信号４０１をオンした後、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１をオフにする。すると、出力電圧３１８の制御が、ＤＣＤＣコンバータ３００からレギュレータ４００へと切り替わる。このように、ＤＣＤＣコンバータ３００が動作可能な電圧範囲の下限（例えば、６．４４Ｖ）近く（例えば、６．７Ｖ）まで動作させ、レギュレータ４００の動作を開始するタイミングを極力出力電圧２１８が下がったタイミングとする。これにより、レギュレータ４００のＦＥＴ３８５のドレイン‐ソース間に印加される電圧を低くすることができる。これにより、なるべくドレイン‐ソース間電圧の耐圧が低い安価でオン抵抗の低いＦＥＴ３８５を選択することが可能となる。またタイミングＴｂにおいて、出力電圧２１８を目標電圧の５．１５Ｖにするため、ＰＷＭ信号１３５のデューティをさらに変更する。出力電圧２１８を５．１５Ｖとする場合、ＰＷＭ信号１３５のデューティは式（１３）からＤ_５Ｖ＝１５．９％となる。

タイミングＴｃは、出力電圧２１８が５．１５Ｖとなったタイミングである。出力電圧２１８が６．７Ｖから５．１５Ｖになるまでの時間がＴ２である。タイミングＴｃにおいて、制御部５００はロードＳＷ制御信号６０１をオフし、ＦＥＴ６００をオフすることで、スリープ状態において必要のないＦＥＴ６００後段の負荷への電圧供給を停止する。例えば、プリント中の記録材の位置を検知する紙搬送センサ（不図示）等への電圧供給を停止すること等が挙げられる。これにより、スリープ状態の消費電力を更に低減することができる。以上により、プリンタ１００はスタンバイ状態からスリープ状態への遷移が完了する。

なお、スリープ状態において出力電圧２１８はＶ_５Ｖ＝５．１５Ｖ（Ｄ_５Ｖ＝１５．９％）であり、ＤＣＤＣコンバータ３００がオフ、レギュレータ４００がオンであり、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２０Ｖである。このため、レギュレータ４００のＦＥＴ３８５は１００％オン状態となり、出力電圧３１８は５．１５Ｖが出力される。

（スリープ状態からスタンバイ状態への遷移）
次に、プリンタ１００がスリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作について説明する。例えば、パーソナルコンピュータ等の外部機器（不図示）からプリンタ１００にプリント指示が通知されると、プリント動作を開始するために制御部５００はプリンタ１００をスリープ状態からスタンバイ状態に遷移させる。

タイミングＴｄにおいて、制御部５００は、ロードＳＷ制御信号６０１をオフからオンに切替え、ロードＳＷ６００をオン状態にさせることで、出力電圧５１８へ電力を供給する。時間Ｔ３はロードＳＷ６００のオン待ち時間である。

次に、タイミングＴｅにおいて、制御部５００は、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１をローレベルからハイレベルにするとともに、ＰＷＭ信号１３５のデューティを変更する。ここで、出力電圧２１８の目標電圧を２４．０Ｖにするため、ＰＷＭ信号１３５のデューティは式（１２）からＤ_２４Ｖ＝３５．０％とする。

次にタイミングＴｆは、出力電圧２１８が６．７Ｖになるタイミングである。出力電圧２１８が５．１５Ｖから６．７Ｖになるまでの時間がＴ４である。このとき、制御部５００は、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１をオンした後、レギュレータ起動信号４０１をオフする。タイミングＴｆを決める方法としては、例えば出力電圧２１８をＡＤ変換して制御部５００によってモニタしてもよいし、出力電圧２１８の立ち上がり時間から予測してもよい。

タイミングＴｇは、出力電圧２１８が２４．０Ｖになるタイミングである。出力電圧２１８が６．７Ｖから２４．０Ｖになるまでの時間がＴ５である。タイミングＴｇにおいてスタンバイ状態への遷移が完了する。

また実施例１では、シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子へ接続される抵抗値（Ｒ_２２４＋Ｒ_２２６）をＦＥＴ２２７によって（Ｒ_２２４＋Ｒ_２２６）やＲ_２２４に切替えることで、出力電圧２１８の切替え（２４Ｖ／５Ｖ）を行っている。しかし、ＰＷＭ信号１３５のデューティの制御のみで出力電圧２１８について２４Ｖと５Ｖを出力することも可能である。具体的な数値の例として、Ｖ_ＲＥＦ＝２．５Ｖ、Ｒ_２２３＝３９ｋΩ、Ｒ_２２４＝４．３ｋΩ、Ｒ_２２６＝３３ｋΩ、Ｒ_１２３＝１ｋΩ、Ｒ_１２５＝２．２ｋΩ、Ｒ_１２８＝１ｋΩ、Ｒ_１２９＝４７ｋΩとする。式（１１）から、このときの出力電圧２１８（Ｖ_Ｏ）は、４．７０Ｖ＜Ｖ_Ｏ＜２７．１２Ｖとなるように制御される。ただし、同じ分解能のＰＷＭ信号１３５において、５Ｖから２４ＶまでＰＷＭ信号１３５で調整する方が、細かく出力電圧２１８を調整できないことに留意する必要がある。

また実施例１では、ＰＷＭ信号１３５によって出力電圧２１８を調整している。しかし、例えば制御部５００のＤＡコンバータ（不図示）等を用いて、接続点１３６に所定の直流電圧を出力し、シャントレギュレータ２２５のＲＥＦ端子の電圧を調整することで出力電圧２１８を調整してもよいし、他の方法で調整してもよい。

以上説明したように、実施例１によれば、ＤＣＤＣコンバータ３００への入力電圧（出力電圧２１８）を低下させる省電力（スリープ）状態に遷移する際に、ＦＥＴ３８５への印加電圧を極力下げることが可能になる。また、省電力（スリープ）状態において、ＤＣＤＣコンバータ３００のスイッチング動作を停止することで消費電力を下げつつ、出力電圧３１８の電圧精度を向上させることが可能となる。

以上、実施例１によれば、低消費電力モードにおいて、電源装置における出力電圧の電圧精度を向上させることができる。

実施例１では、ＡＣＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８をＰＷＭ信号１３５によって調整する構成について説明した。実施例２では、出力電圧２１８に加えて、出力電圧３１８のＤＣＤＣコンバータ３００による目標電圧をＰＷＭ信号で調整する構成について説明する。以下では、実施例１の電源装置１０８と同じ構成については、同じ符号を付し、説明を省略する。図２及び図３は実施例２においても同じ回路構成である。図６に実施例２における第２の電源３００及びレギュレータ４００の回路図を示す。実施例１に比べて、ＤＣＤＣコンバータ３００のフィードバック部を調整する第２のＰＷＭ信号であるＰＷＭ信号３３５を追加している。

制御部５００は、抵抗３２７を介して、ＤＣＤＣコンバータ３００のトランジスタ３２６のベース端子にＰＷＭ信号３３５を出力する。抵抗３２５とコンデンサ３２４は、図３の抵抗１２５とコンデンサ１２４からなる回路と同様に所定の時定数で動作する回路である。図６のＤＣＤＣコンバータ３００において、追加された抵抗３２３、抵抗３２５、抵抗３２８、抵抗３２９、コンデンサ３２４、トランジスタ３２６、抵抗３２７は、電源ＩＣ３５８のＦＢ端子に入力される電圧値を変更するための回路である。抵抗３２３は、抵抗３５４と抵抗３５５との接続点Ｂに接続されている。

また、レギュレータ４００は、実施例１のレギュレータ４００の変形例を示しており、ツェナーダイオード３９４及び抵抗３９３が省略され、トランジスタ３８２はＦＥＴ４８２に変更されている。更に、実施例１では、レギュレータ４００のトランジスタ３８２のベース端子には抵抗３８３及びツェナーダイオード３９４、抵抗３８０を介して出力電圧２１８が接続されていた。実施例２では、ＦＥＴ４８２のゲート端子には抵抗３８３及び抵抗３８０を介して出力電圧３１８が接続されている。更に、ロードＳＷ６００を具体的にＦＥＴ６００とし、ロードＳＷ制御信号６０１は、抵抗６０２を介してＦＥＴ６００のゲート端子に出力されている。

［ＰＷＭ信号３３５による出力電圧３１８の調整範囲］
（ＰＷＭ信号３３５のデューティが０％のとき）
ＰＷＭ信号３３５のデューティが０％のとき、トランジスタ３２６は非導通状態となる。ここで、抵抗３２３、抵抗３２５、抵抗３２８、抵抗３２９、の抵抗値を、それぞれＲ_３２３、Ｒ_３２５、Ｒ_３２８、Ｒ_３２９、抵抗３５４、抵抗３２３、抵抗３２５、抵抗３２８の合成抵抗値をＲ_{３５４ＯＦＦ}、とする。そうすると、合成抵抗Ｒ_{３５４ＯＦＦ}は、以下の式（１４）で表すことができる。

このときの出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ＿ＯＦＦ}）は、電源ＩＣ３５８内部の基準電圧をＶ_{ＦＢ（ＤＣＤＣ）}とすると、次の式（１５）で求められる値となるように制御される。

（ＰＷＭ信号３３５のデューティが１００％のとき）
ＰＷＭ信号３３５のデューティが１００％のとき、抵抗３５５の抵抗値をＲ_３５５、抵抗３５５、抵抗３２３、抵抗３２５、抵抗３２９の合成抵抗値Ｒ_{３５５ＯＮ}とする。計算の簡略化のためにトランジスタ３２６のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}を無視できる程小さいとすると、式（１６）で表すことができる。

このときの出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ＿ＯＮ}）は、式（１７）で表されるように制御される。

（出力電圧３１８の取り得る範囲）
よってＰＷＭ信号３３５を０％から１００％に変化させたとき、出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}）の取り得る範囲は、式（１５）及び式（１７）から次の式（１８）で表される。

Ｖ_{ＦＢ（ＤＣＤＣ）}＝１．２４Ｖ、Ｒ_３５４＝３９ｋΩ、Ｒ_３５５＝１２ｋΩ、Ｒ_３２３＝１０ｋΩ、Ｒ_３２５＝１０ｋΩ、Ｒ_３２８＝４７０ｋΩ、Ｒ_３２９＝１ｋΩ、とする。そうすると、式（１８）から出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}）は、第３の範囲内である４．９７Ｖ＜Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＜７．５７Ｖとなるように制御される。また、ＰＷＭ信号３３５のデューティＤ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}と出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}）とは比例関係にあり、Ｄ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}は目標となる出力電圧３１８の電圧値Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ＿Ｔ}を用いて、次の式（１９）で表すことができる。

実施例２では、Ｖ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２４Ｖとするため、デューティＤ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}を１０．３％とする。ＰＷＭ信号３３５を用いることによって、スタンバイ状態における出力電圧３１８を調整することが可能となる。

［制御動作の説明］
実施例２においても実施例１の図５を用いて説明する。図５は、プリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作のタイミングチャートを示す図である。スタンバイ状態（又はプリント状態）において、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１はハイレベル、出力電圧２１８は２４．０Ｖである。また、スタンバイ状態（又はプリント状態）において、レギュレータ起動信号４０１はオフ、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１はオン、ロードＳＷ制御信号６０１はオンとなっている。出力電圧２１８はＶ_２４Ｖ＝２４．０Ｖ（Ｄ_２４Ｖ＝３５．０％）、出力電圧３１８はＶ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２４Ｖとなっている。レギュレータ４００はオフ状態である。タイミングチャートとしては実施例１と同じであるため、説明を省略する。

図５のタイミングチャートに表れない実施例１との違いは、次のようになる。ＤＣＤＣコンバータ３００の最大デューティは８０％であるため、出力電圧３１８を目標電圧５．２４Ｖに制御する場合、出力電圧２１８が５．２４Ｖ／８０％＝６．５５ＶまでＤＣＤＣコンバータ３００は動作可能である。実施例２では出力電圧３１８が５．２４Ｖであるため、ＤＣＤＣコンバータ３００の動作可能である電圧範囲が実施例１とは異なっている。また、実施例２では、ＤＣＤＣコンバータ３００の最大デューティを８０％としている。しかし、最大デューティ１００％が可能なＤＣＤＣコンバータ３００であれば、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１をオフしなくともＤＣＤＣコンバータ３００の損失を削減することが可能となる。この場合、図５のタイミングＴｂにおいて目標出力電圧値をスリープ状態における出力電圧２１８の調整範囲の最大値（７．１Ｖ）に近い７．０Ｖとし、最大デューティ８０％のときの出力電圧２１８（６．７Ｖ）よりも大きくする。これにより、ＤＣＤＣコンバータ３００が１００％オンするので、ＤＣＤＣコンバータ３００のスイッチング動作による損失を削減することができる。

また実施例２では、ＡＣＤＣコンバータ２００の目標出力電圧及びＤＣＤＣコンバータ３００の目標出力電圧を調整するためにＰＷＭ信号を出力したが、ＤＣＤＣコンバータ３００のみにＰＷＭ信号３３５を出力してもよい。このとき、ＡＣＤＣコンバータ２００が２４Ｖを出力しているモード（スタンバイ状態又はプリント状態）において、出力電圧３１８の電圧精度の向上が可能となる。以上説明したように、実施例２によれば、実施例１に加えて、スタンバイ状態及びプリント状態における出力電圧３１８を調整することにより、出力電圧の精度を向上させることが可能となる。

以上、実施例２によれば、低消費電力モードにおいて、電源装置における出力電圧の電圧精度を向上させることができる。

実施例１では、ＡＣＤＣコンバータ２００の出力電圧２１８をＰＷＭ信号１３５で調整する構成について説明した。実施例３では出力電圧２１８に加えて、出力電圧３１８のレギュレータ４００による目標電圧を第３のＰＷＭ信号であるＰＷＭ信号４３５で調整する構成について説明する。以下では、実施例１の電源装置１０８と同じ構成については、同じ符号を付し、説明を省略する。図２及び図３は実施例３においても同じ回路構成である。図７に実施例３における第２の電源３００及びレギュレータ４００の回路図を示す。実施例１に比べて、レギュレータ４００のフィードバック部を調整するＰＷＭ信号４３５を追加し、レギュレータ起動信号４０１を削除している。

制御部５００は、抵抗４２７を介して、レギュレータ４００のトランジスタ４２６のベース端子にＰＷＭ信号４３５を出力する。抵抗４２５とコンデンサ４２４は、図３の抵抗１２５とコンデンサ１２４からなる回路と同様に所定の時定数で動作する回路である。図７のレギュレータ４００において、追加された抵抗４２３、抵抗４２５、抵抗４２８、抵抗４２９、コンデンサ４２４、トランジスタ４２６、抵抗４２７は、シャントレギュレータ３８７のＲＥＦ端子に入力される電圧値を変更するための回路である。

また、レギュレータ４００は、実施例２のレギュレータ４００と同様に、実施例１のツェナーダイオード３９４及び抵抗３９３が省略され、トランジスタ３８２はＦＥＴ４８２に変更されている。更に、実施例１では、レギュレータ４００のトランジスタ３８２のベース端子には抵抗３８３及びツェナーダイオード３９４、抵抗３８０を介して出力電圧２１８が接続されていた。実施例３でも、ＦＥＴ４８２のゲート端子には抵抗３８３及び抵抗３８０を介して出力電圧３１８が接続されている。

［ＰＷＭ信号４３５による出力電圧３１８の調整範囲］
（ＰＷＭ信号４３５のデューティが０％のとき）
ＰＷＭ信号４３５のデューティが０％のとき、抵抗４２３、抵抗４２５、抵抗４２８、抵抗４２９の抵抗値を、それぞれＲ_４２３、Ｒ_４２５、Ｒ_４２８、Ｒ_４２９、抵抗４５４、抵抗４２３、抵抗４２５、抵抗４２８の合成抵抗値をＲ_{４５４ＯＦＦ}、とする。そうすると、合成抵抗Ｒ_{４５４ＯＦＦ}は、次の式（２０）で表すことができる。

このときの出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ＿ＯＦＦ}）は、シャントレギュレータ３８７内部の基準電圧をＶ_{ＲＥＦ（ＲＥＧ）}とすると、次の式（２１）で求められる値となるように制御される。

（ＰＷＭ信号４３５のデューティが１００％のとき）
ＰＷＭ信号４３５のデューティが１００％のとき、抵抗４５５の抵抗値をＲ_４５５、抵抗４５５、抵抗４２３、抵抗４２５、抵抗４２９の合成抵抗値Ｒ_{４５５ＯＮ}、とする。計算の簡略化のためにトランジスタ４２６のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}を無視できる程小さいとすると、次の式（２２）で表すことができる。

このときの出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ＿ＯＮ}）は、次の式（２３）で表されるように制御される。

（出力電圧３１８の取り得る範囲）
よってＰＷＭ信号４３５を０％から１００％に変化させたとき、出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}）の取りうる範囲は、式（２１）及び式（２３）から次の式（２４）で表される。

ここで、Ｖ_{ＲＥＦ（ＲＥＧ）}＝１．２４Ｖ、Ｒ_４５４＝３９ｋΩ、Ｒ_４５５＝１２ｋΩ、Ｒ_４２３＝１０ｋΩ、Ｒ_４２５＝１０ｋΩ、Ｒ_４２８＝４７０ｋΩ、Ｒ_４２９＝１ｋΩ、とする。式（２４）から出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}）は、第４の範囲内である４．９７Ｖ＜Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＜７．５７Ｖとなるように制御される。また、ＰＷＭ信号４３５のデューティＤ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}と出力電圧３１８（Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}）とは比例関係にあり、Ｄ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}は目標となる出力電圧３１８の電圧値Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ＿Ｔ}を用いて、次の式（２５）で表すことができる。

［制御動作の説明］
図８にプリンタ１００がスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作のタイミングチャートを示す。図５のタイミングチャートに比べて、（ｉｉｉ）レギュレータ起動信号４０１を削除し、スリープ状態における出力電圧３１８を５．２０Ｖとしている。

（スタンバイ状態からスリープ状態への遷移）
スタンバイ状態（及びプリント状態）において、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１はハイレベル、出力電圧２１８は２４．０Ｖ、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１はオン、ロードＳＷ制御信号６０１はオンとなっている。出力電圧２１８はＶ_２４Ｖ＝２４．０Ｖ（Ｄ_２４Ｖ＝３５．０％）、出力電圧３１８はＶ_{５Ｖ＿ＤＣＤＣ}＝５．２０Ｖとなっている。レギュレータ４００の目標電圧値Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ＿Ｔ}は５．１５Ｖ（Ｄ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝６．８％）である。Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ＿Ｔ}よりも出力電圧３１８の方が高いため、レギュレータ４００のＦＥＴ３８５は１００％オフ状態となる。このように、実施例３では、レギュレータ４００にレギュレータ起動信号４０１を入力しなくてもよい。

タイミングＴａで、制御部５００はプリンタ１００をスリープ状態に遷移させるため、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１をハイレベルからローレベルに切り替える。出力電圧２１８は、約５Ｖとなるように制御される。また、制御部５００は、ＰＷＭ信号１３５のデューティを変更する。その理由は、ＤＣＤＣコンバータ３００が動作可能な入力電圧（＝出力電圧２１８）かつ、極力低い入力電圧に出力電圧２１８を調整するためである。前述の通り、ＤＣＤＣコンバータ３００の最大デューティは８０％であるため、出力電圧３１８を目標電圧５．２０Ｖに制御する場合、出力電圧２１８が５．２０Ｖ／８０％＝６．５ＶまでＤＣＤＣコンバータ３００は動作可能である。例えば、ＰＷＭ信号１３５のデューティは式（１３）からＤ_５Ｖ＝８２．６％とすれば出力電圧２１８は６．７０Ｖとなる。これにより出力電圧２１８が低下した際も、ＤＣＤＣコンバータ３００が目標電圧である５．２０Ｖを出力することが可能となる。

タイミングＴｂは、出力電圧２１８が６．７０Ｖとなったタイミングである。出力電圧２１８が２４．０Ｖから６．７Ｖになるまでの時間がＴ１である。タイミングＴｂにおいて、ＰＷＭ信号４３５のデューティを変更した後、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１をオフにする。すると出力電圧３１８の制御がＤＣＤＣコンバータ３００からレギュレータ４００へと切り替わる。このときのＰＷＭ信号４３５のデューティは、式（２５）からＤ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝８．７％とすれば、出力電圧３１８は５．２０Ｖとなるように制御される。このように、制御部５００は、タイミングＴｂにおいて、ＰＷＭ信号４３５のデューティを８．７％に変更する。更に、制御部５００は、出力電圧２１８を目標電圧の５．２０Ｖにするため、ＰＷＭ信号１３５のデューティを変更する。出力電圧２１８を５．２０Ｖとする場合、ＰＷＭ信号１３５のデューティは式（１３）からＤ_５Ｖ＝１８．０％となる。

タイミングＴｃは、出力電圧２１８が５．２０Ｖとなったタイミングである。出力電圧２１８が６．７Ｖから５．２０Ｖになるまでの時間がＴ２である。タイミングＴｃにおいて、制御部５００は、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２４Ｖとするため、ＰＷＭ信号４３５のデューティをＤ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝１０．３％に変更する（式（２５）より）。上述したように、出力電圧２１８がレギュレータ４００の目標電圧値よりも低いため（５．２０Ｖ＜５．２４Ｖ）、レギュレータ４００のＦＥＴ３８５は１００％オン状態となる。ＰＷＭ信号４３５によってレギュレータ４００の出力電圧３１８の目標値を調整することで確実にＦＥＴ３８５を１００％オン状態とすることが可能となる。

更に制御部５００は、ロードＳＷ制御信号６０１をオフし、ＦＥＴ６００をオフすることで、スリープ状態において必要のないＦＥＴ６００後段の負荷への電圧供給を停止する。例えば、プリント中の記録材の位置を検知する紙搬送センサ（不図示）等がある。これによりスリープ状態の消費電力をさらに低減する。以上によりプリンタ１００はスタンバイ状態からスリープ状態への遷移が完了する。

なおスリープ状態において出力電圧２１８はＶ_５Ｖ＝５．２０Ｖ（Ｄ_５Ｖ＝１８．０％）であり、ＤＣＤＣコンバータ３００がオフ、レギュレータ４００のＦＥＴ３８５が１００％オン状態となり、出力電圧３１８は５．２０Ｖが出力される。

（スリープ状態からスタンバイ状態への遷移）
次に、プリンタ１００がスリープ状態からスタンバイ状態へ遷移する場合の電源装置１０８の動作について説明する。タイミングＴｄにおいて、制御部５００は、ロードＳＷ制御信号６０１をオフからオンに切り替え、ロードＳＷ６００をオン状態にさせることで、出力電圧５１８へ電力を供給する。時間Ｔ３はロードＳＷ６００のオン待ち時間である。

次に、タイミングＴｅにおいて、制御部５００は、ＡＣＤＣコンバータ出力電圧切り替え信号２０１をローレベルからハイレベルにするとともに、ＰＷＭ信号１３５のデューティを変更する。目標電圧を２４．０Ｖにするため、ＰＷＭ信号１３５のデューティは式（１２）からＤ_２４Ｖ＝３５．０％とする。更に、制御部５００は、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．２０Ｖとするため、ＰＷＭ信号４３５のデューティをＤ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝８．７％に変更する（式（２５）より）。

次にタイミングＴｆは、出力電圧２１８が６．７Ｖになるタイミングである。出力電圧２１８が５．２０Ｖから６．７Ｖになるまでの時間がＴ４である。このとき、制御部５００は、ＤＣＤＣコンバータ起動信号３０１をオンする。タイミングＴｆを決める方法としては、出力電圧２１８をＡＤ変換して制御部５００でモニタしてもよいし、出力電圧２１８の立ち上がり時間から予測してもよい。

タイミングＴｇは出力電圧２１８が２４．０Ｖになるタイミングである。出力電圧２１８が６．７Ｖから２４．０Ｖになるまでの時間がＴ５である。このとき、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝５．１５Ｖとするため、ＰＷＭ信号４３５のデューティをＤ_{５Ｖ＿ＲＥＧ}＝６．８％に変更する（式（２５）より）。上述したように、Ｖ_{５Ｖ＿ＲＥＧ＿Ｔ}よりも出力電圧３１８の方が高いため（＞５．１５Ｖ）、レギュレータ４００のＦＥＴ３８５は１００％オフ状態となる。タイミングＴｇにてスタンバイ状態への遷移が完了する。

また実施例３では、ＡＣＤＣコンバータ２００の目標出力電圧及びレギュレータ４００の目標出力電圧へＰＷＭ信号を出力したが、レギュレータ４００のみにＰＷＭ信号４３５を出力してもよい。このとき、ＡＣＤＣコンバータ２００が約５Ｖを出力している低消費電力モードにおいて、出力電圧３１８の電圧精度の向上が可能となる。

以上説明したように、実施例３によれば、実施例１に加えて、スリープ状態における出力電圧３１８を調整することにより電圧精度を向上させることが可能となる。また、レギュレータ起動信号４０１を削除することができるため、実施例１よりも安価に出力電圧精度の向上が可能となる。

以上、実施例３によれば、低消費電力モードにおいて、電源装置における出力電圧の電圧精度を向上させることができる。

２００ ＡＣＤＣコンバータ
３００ ＤＣＤＣコンバータ
４００ レギュレータ
５００ 制御部

Claims (12)

1. 第１の状態と前記第１の状態よりも消費電力が低い第２の状態とで動作することが可能な電源装置であって、
   交流電圧を第１の直流電圧に変換して前記第１の直流電圧を出力する第１の電源と、
   前記第１の状態において前記第１の電源から出力された前記第１の直流電圧を前記第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧に変換して前記第２の直流電圧を出力し、前記第２の状態において動作を停止する第２の電源と、
   前記第１の状態において動作を停止しており、前記第１の状態から前記第２の状態に遷移すると前記第２の直流電圧を目標電圧となるように定電圧制御するように動作する第３の電源と、
   前記第１の状態のときに前記第１の直流電圧が第１の電圧となるように前記第１の電源を制御し、前記第２の状態のときに前記第１の直流電圧が前記第１の電圧よりも低い第２の電圧となるように前記第１の電源を制御する第１の制御手段と、
   を備え、
   前記第１の制御手段は、前記第１の直流電圧を、前記第１の状態においては前記第１の電圧を含む第１の範囲内で調整し、前記第２の状態においては前記第２の電圧を含む第２の範囲内で調整することを特徴とする電源装置。
2. 前記第１の制御手段は、前記第１の電源に第１のＰＷＭ信号を出力し、前記第１のＰＷＭ信号のオンデューティを０％から１００％の間で制御することにより、前記第１の直流電圧を前記第１の範囲内又は前記第２の範囲内で調整することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記第２の電源は、少なくとも１つのスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオン又はオフを制御する第２の制御手段と、を有し、
   前記第２の制御手段が前記スイッチング素子のオンデューティを制御するとき、前記オンデューティは１００％より低い所定のオンデューティに制限されていることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記第１の制御手段は、前記第１の状態から前記第２の状態に遷移するときに、前記第１の直流電圧が前記第２の電圧となるように前記第１の電源を制御するとともに、前記スイッチング素子を前記所定のオンデューティよりも高いオンデューティで駆動するための前記第１の直流電圧となるように前記第１のＰＷＭ信号のオンデューティを調整することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記第１の制御手段は、前記第２の状態から前記第１の状態に遷移するときに、前記第１の直流電圧が前記第２の電圧から前記第１の電圧に上昇する前に前記第２の電源の動作を開始させるように制御することを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記第１の制御手段は、前記第２の電源に第２のＰＷＭ信号を出力し、前記第１の状態における前記第２のＰＷＭ信号のオンデューティを０％から１００％の間で制御することにより、前記第２の直流電圧を第３の範囲内で調整することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 前記第１の制御手段は、前記第３の電源に第３のＰＷＭ信号を出力し、前記第２の状態における前記第３のＰＷＭ信号のオンデューティを０％から１００％の間で制御することにより、前記第２の直流電圧を第４の範囲内で調整することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電源装置。
8. 前記第２の直流電圧を負荷に供給する接続状態と、前記負荷への前記第２の直流電圧の供給を遮断する非接続状態とのいずれかの状態となるロードスイッチを備え、
   前記第１の制御手段は、前記第２の電源の動作を停止させた後に前記ロードスイッチを前記非接続状態とするように制御することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電源装置。
9. 前記第２の直流電圧を負荷に供給する接続状態と、前記負荷への前記第２の直流電圧の供給を遮断する非接続状態とのいずれかの状態となるロードスイッチを備え、
   前記第１の制御手段は、前記第２の電源の動作を開始させる前に前記ロードスイッチを前記接続状態とするように制御することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電源装置。
10. 前記第２の状態において、前記第３の電源が前記第２の直流電圧を制御するための目標電圧は、前記第２の電源が前記第２の直流電圧を制御するための目標電圧よりも低い値に設定されていることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電源装置。
11. 前記第３の電源は、シリーズレギュレータであることを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電源装置。
12. 記録材に画像を形成する画像形成部と、
    請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電源装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。

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