JP2020048372A

JP2020048372A - 直流電源装置

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Publication number: JP2020048372A
Application number: JP2018176888A
Authority: JP
Inventors: 稔松本; Minoru Matsumoto; 賢仁司城; Katahito Tsukasaki; 真宏橋田; Masahiro Hashida
Original assignee: Eye Lighting Systems Corp
Current assignee: Eye Lighting Systems Corp
Priority date: 2018-09-21
Filing date: 2018-09-21
Publication date: 2020-03-26
Anticipated expiration: 2038-09-21
Also published as: JP7209502B2

Abstract

【課題】過電流に対する保護回路を実現でき、かつ、直流電力の通常供給時には、保護回路が電力損失をほとんど伴わないような直流電源装置を提供すること。【解決手段】照明用の直流電源装置は、フライバック・コンバーターおよびＬＥＤモジュールで形成される直流回路上に過電流が生じることを抑制する過電流抑制回路を備える。過電流抑制回路は、ＬＥＤモジュールより低圧側に設けられた電圧検出抵抗Ｒ２と、この抵抗Ｒ２よりも高圧側に設けられた過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）と、このＭＯＳＦＥＴへゲート電圧を供給する定電圧回路６と、そのゲート電圧を切り換えるためのゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）と、を含む。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、電圧検出抵抗Ｒ２による過電流の初期段階の検出電圧値に基づいてオンし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）へのゲート電圧を降下させるように設けられている。【選択図】図１

Description

本発明は、負荷に対して直流電力を供給する直流電源装置において、過電流対策が施されたものに関する。

直流電源装置としてＭＯＳＦＥＴを用いたスイッチング電源が多い。この種の電源に、例えば、発光ダイオード（ＬＥＤ）などの半導体発光素子を負荷として取り付けたものが、特許文献１に示されている。主な装置構成は、商用電源などの低周波交流を全波整流する全波整流回路と、その全波整流を平滑化して直流に変換する平滑コンデンサーと、その直流を負荷に応じた直流電力に変換するフライバック・コンバーターとであり、フライバック・コンバーターの出力端に接続された半導体発光素子に所望の負荷電力が供給される。特に、このようなフライバック型のスイッチング電源には、比較的少ない部品数でも良好な直流電力が得られるという利点がある。

特開２０１２−１６５６４２号公報

ところで、ＬＥＤを光源とする照明器具では、複数のＬＥＤによるＬＥＤモジュールが構成され、上述のフライバック型のスイッチング電源に対して着脱可能になっているものがある。ところが、交換等で、通電状態のＬＥＤモジュールをスイッチング電源から切り離すと、スイッチング電源が通電状態から無負荷状態に切り換わるので、フライバック・コンバーターの出力用コンデンサーがＬＥＤモジュールの定格電圧よりも高い電圧までチャージされてしまう。そうすると、ＬＥＤモジュールをスイッチング電源に再接続した瞬間、過電流（突入電流）がＬＥＤモジュールに流入し、この過電流により発光ダイオードなどが破損してしまう可能性がある。

特許文献１のスイッチング電源には、フライバック・コンバーターの出力ラインに過電流に対する保護回路が設けられている。この保護回路は、ＮＰＮ型トランジスターのベース、エミッター間にコンデンサーを入れることによって、ＮＰＮ型トランジスターのコレクター、エミッター間のインピーダンスが徐々に低下するという現象を利用したものである。ＬＥＤモジュールの再接続時には、保護回路のＮＰＮ型トランジスターのインピーダンスによって電流が制限されるため、再接続時の突入電流が防止される。このような特許文献１の保護回路では、ＮＰＮ型トランジスターのコレクター、エミッター間の降下電圧を、ベース電流やコレクター電流によって多少は減らすことが可能である。しかしながら、ＰＮ接合による電圧をゼロボルトにすることはできず、２Ｖから３Ｖ程度の降下電圧がどうしても発生する。そのため、通常点灯中に、保護回路において比較的大きな電力損失が伴ってしまうという問題点があった。

このような問題は、フライバック型のスイッチング電源に限られず、また、ＬＥＤを負荷とするものにも限られず、過電流に対する保護回路を有した直流電源装置に共通する課題であった。

本発明は、上記事情に鑑みなされたもので、過電流に対する保護対策を実現することができ、かつ、直流電力の通常供給時に、過電流に対する保護回路が電力損失をほとんど伴わないようにすることができる直流電源装置を提供することを目的とする。

発明者らは、過電流に対する保護回路の構成に、ＮＰＮ型トランジスターを使用しないで、オン抵抗の低いＭＯＳＦＥＴを使用すること、および、負荷の着脱に関わらずにＭＯＳＦＥＴにゲート電圧を供給可能な補助電源を設けることで、直流電力の通常供給時の電力損失が改善されることに着目した。

また、発明者らは、負荷の再接続による過電流を瞬時に検出してオン状態に切り換わることが可能な小信号のＭＯＳＦＥＴを設けること、および、この小信号のＭＯＳＦＥＴのターン・オンに連動して、上記の低オン抵抗のＭＯＳＦＥＴがオン状態からオフ状態（または中間状態）に瞬時に切り換わるようにすることによって、負荷への過電流が抑制されることに着目した。

すなわち、本発明に係る直流電源装置は、
負荷に直流電力を供給する直流電力供給手段と、
前記負荷および前記直流電力供給手段で形成される直流回路上での過電流の発生を抑制する過電流抑制手段と、を備えた直流電源装置であって、
前記過電流抑制手段は、
前記直流回路に流れる過電流の初期段階の電圧値を検出する電圧検出手段と、
前記直流回路上のいずれかの位置に設けられた過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）と、
前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）へゲート電圧を供給するゲート電圧供給手段と、
前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）へのゲート電圧を切り換えるためのゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）と、を含み、
前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、前記電圧検出抵抗による過電流の初期段階の電圧値の検出に基づいてオンするように設けられ、さらに、該ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオンに連動して、前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）へのゲート電圧を降下させるように設けられていることを特徴とする。

また、本発明に係る直流電源装置は、
負荷に直流電力を供給する直流電力供給手段と、
前記負荷および前記直流電力供給手段で形成される直流回路上での過電流の発生を抑制する過電流抑制手段と、を備えた直流電源装置であって、
前記過電流抑制手段は、
前記直流回路において前記負荷より低圧側に設けられた電圧検出抵抗と、
前記直流回路において前記電圧検出抵抗よりも高圧側に設けられた過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）と、
前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）へゲート電圧を供給するゲート電圧供給手段と、
前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）へのゲート電圧を切り換えるためのゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）と、を含み、
前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、前記電圧検出抵抗の検出電圧値が所定値以上になった場合に、該検出電圧値に基づくゲート電圧によってドレイン‐ソース間が導通するように設けられ、
前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソース端は、前記電圧検出抵抗の低圧側に接続され、
前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン端は、前記ゲート電圧供給手段から前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）へのゲート電圧の供給ラインに接続されていることを特徴とする。

ここで、前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲート閾値電圧は、通常の直流電力の供給時にはオンしないが、過電流の発生時には、負荷に加わる直流電力が負荷の許容範囲を超える前にオンするように、設定されていることが好ましい。

また、前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）は、過電流の発生時に、前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオンに連動して、オン状態からオフ状態に切り換わり、または、オン状態から中間状態に切り換わって、該過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のドレイン‐ソース間に過電流を抑制するインピーダンスを生じさせることが好ましい。

本発明の構成では、直流回路上に過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）を設けている。ＭＯＳＦＥＴは、ＮＰＮ型トランジスターのような大きな降下電圧を生じず、一般的に、比較的小さなオン抵抗を示す。従って、直流電力の通常供給時に電力損失をほとんど生じない。そして、通常供給時に、この過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）をオン状態に保つためのゲート電圧供給手段を設けている。さらに、本発明の構成では、過電流の初期段階の比較的小さな検出電圧値に基づいてターン・オン可能なゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を設けている。また、このゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、ターン・オンした際に、過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）へのゲート電圧を降下させるように設けられている。従って、直流回路上に過電流が生じた瞬時に、ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がターン・オンし、これに連動して、上記の過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）がオン状態からオフ状態（または中間状態）に瞬時に切り換わる。そうすると、過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のドレイン‐ソース間には過電流を抑制するインピーダンスが生じて、過剰な直流電力を徐々に消費するので、負荷への過電流の発生が抑制される。

このように、本発明の構成によれば、過電流に対する保護対策を実現することができ、かつ、直流電力の通常供給時に、過電流に対する保護回路が電力損失をほとんど伴わないようにすることができる直流電源装置を提供することができる。

本発明の一実施形態に係る照明用電源装置の全体構成を示す回路図である。前記照明用電源装置の過電流抑制回路の動作を説明するための図である。前記過電流抑制回路のＭＯＳＦＥＴの中間状態を説明するための図である。前記実施形態の変形例を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明の一実施形態に係る照明用電源装置について説明する。ここでは、図１のように、ラインフィルター１、ダイオードブリッジ２、平滑回路３、スナバ回路４、フライバック・トランスＴ、フライバック・コンバーター用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、フライバック・トランスＴの２次側の整流用ダイオードＤ２、出力用コンデンサーＣ５および過電流防止回路７を主な構成とするフライバック型の直流電源装置に本発明を適用する場合を述べる。この照明用電源装置は、更に、補助的な構成として、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動制御用の制御回路５、制御用の補助電源回路５１、過電流抑制回路７用の定電圧回路６およびその補助電源回路６１を含んでいる。

ここで、簡単に、照明用電源装置の動作について説明する。商用交流電源ＡＣからの電圧はラインフィルター１に掛けられて、出入りするノイズ成分が除去される。ラインフィルター１からの電圧は、ダイオードブリッジ２により整流されて脈流を伴った直流になる。ダイオードブリッジ２からの脈流の直流電圧は、平滑回路３で高調波電流の発生を抑制するため十分な平滑ではなく、多少平滑される。

スナバ回路４は、フライバック・コンバーター用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のスイッチングに伴ってトランスＴの一次巻線に生じる逆起電力の一部を吸収し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン電圧の上昇を上限値以下に制限する。トランスＴの二次巻線に生じる電圧は、整流用ダイオードＤ２により整流され、出力用コンデンサーＣ５を充電する。そして、出力用コンデンサーＣ５のハイサイド側からの電流がＬＥＤモジュールに流れてＬＥＤが発光する。

ここで、トランスＴの三次巻線の出力は整流用ダイオードＤ３で整流後、補助電源用コンデンサーＣ６で平滑され、制御回路５が動作するための電力として蓄えられる。制御回路５は、平滑回路３の平滑コンデンサーＣ３の端子電圧の実効値（計測なしで、推定値を使用する。）と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソース側に接続された電流検出抵抗Ｒ３によるドレイン電流の検出値とを乗算して、トランスＴの一次側への入力電力値を算出する。
トランスＴの三次巻線の出力電圧を抵抗Ｒ５、Ｒ４で分圧して得られる信号ＦＢの電圧値は、トランスＴの二次側の出力用コンデンサーＣ５の端子電圧と比例関係がある。そこで、制御回路５は、トランスＴの一次側への入力電力値を、上記の信号ＦＢの電圧値で、割り算を実行し、トランスＴの二次側のＬＥＤモジュール８に流れるＬＥＤ電流Ｉｆの値を推定する。制御回路５は、このＬＥＤ電流Ｉｆの推定値に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のスイッチングタイミングを調整（ＰＷＭのオン幅を調整）することにより、ＬＥＤ電流Ｉｆを定電流制御することができる。

トランスＴの四次巻線の出力は整流用ダイオードＤ４で整流後、補助電源用コンデンサーＣ７で平滑され、定電圧回路６が動作するための電力として蓄えられる。定電圧回路６は、補助電源用コンデンサーＣ７からの電力を得て、過電流抑制回路７に一定電圧を供給する。

過電流抑制回路７は、ＬＥＤモジュール８の再接続時に過電流が生じるのを抑制するための回路である。この過電流抑制回路７は、電圧検出抵抗Ｒ２と、過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）と、ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）と、分圧用の２つの抵抗Ｒ６，Ｒ７とを含む。電圧検出抵抗Ｒ２は、出力用コンデンサーＣ５およびＬＥＤモジュール８で形成されている直流回路において、出力用コンデンサーＣ５の出力端（負側）とＬＥＤモジュール８の入力端（負側）との間に設けられている。

過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）は、上記の直流回路において電圧検出抵抗Ｒ２とＬＥＤモジュール８の間に設けられている。つまり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のドレイン端は、ＬＥＤモジュール８の入力端（負側）に接続され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソース端は、電圧検出抵抗Ｒ２に接続されている。

ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）へのゲート電圧を切り換えるために、電圧検出抵抗Ｒ２の検出電圧値が所定値以上になった場合に、該検出電圧値に基づくゲート電圧を受けてドレイン‐ソース間が導通（ターン・オン）するように設けられている。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲートは、電圧検出抵抗Ｒ２およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソース端の接続点とつながっていて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソース端は、電圧検出抵抗Ｒ２の低圧側に接続され、かつ、接地されている。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン端は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のゲートにつながっている。

ここで、過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のゲートには、定電圧回路６からの出力電圧の抵抗Ｒ６，Ｒ７による分圧電圧が印加されるようになっている。抵抗Ｒ６は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソース端とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン端を結ぶように設けられ、抵抗Ｒ７は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン端と定電圧回路６を結ぶように設けられている。よって、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン端は、定電圧回路６からＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）へのゲート電圧の供給ラインに接続されているとも言える。抵抗Ｒ６，Ｒ７の各抵抗値を選定することによって、ゲート電圧を所望の大きさに設定することができる。

商用交流電源ＡＣが投入されている状態でＬＥＤモジュール８を再接続する場合の過電流抑制回路７の動作について説明する。
まず、ＬＥＤモジュール８が接続されているか否かに関わらず、過電流抑制回路７には、定電圧回路６からの動作電圧が供給されているから、抵抗Ｒ７，Ｒ６で分圧された電圧が過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のゲート、ソース間に印加されている。よって、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）はオン状態にある。

ＬＥＤモジュール８が接続されると、一瞬（数マイクロ秒間）、大電流が流れる。図２にＬＥＤモジュール８の電流カーブを示す。この大電流による電圧降下のため、電圧検出抵抗Ｒ２には所定値を超える電圧が発生する。通常点灯時の数倍から十倍程度の電圧であり、過電流の初期段階の電圧値と言える。ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲートおよびソース端は、電圧検出抵抗Ｒ２の端子間電圧を受けるように接続されているため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンする。

ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンになると、電圧検出抵抗Ｒ２の電圧降下による負電圧（過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソース端を基準とする。）がＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のゲートに印加されて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のゲート電圧が一気に降下する。これによって、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）がオン状態から中間状態（または、オフ状態）に切り換わる。

ここで、図３にＭＯＳＦＥＴの一般的な動作特性図を示す。通常のオン・オフ動作は、ゲート端に例えば１０Ｖ（オン状態）または０Ｖ（オフ状態）を印加することによって実行される。しかし、図３に示すように、オン状態とオフ状態との間には中間状態が存在する。ゲート端への電圧が例えば５Ｖ（ゲート閾値電圧）に達するタイミングで、ドレイン電流が流れ始めて、ゲート電圧の上昇に伴ってドレイン電流が急増するようになっている。

本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のターン・オンに連動して、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）がオン状態から中間状態に切り換わると説明したが、図３の例では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のゲート電圧が１０Ｖから５Ｖ付近（または、５〜１０Ｖの間）まで急降下することを示す。これによって、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のドレイン、ソース間のインピーダンスが急激に増加して、出力用コンデンサーＣ５に蓄えられた過剰なエネルギーは、ＬＥＤおよび過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）で徐々に消費されることになる。この結果、過電流、つまり突入電流の発生が抑制される。この期間には、ＬＥＤが通常より明るくなる場合があるが、許容範囲内である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）が、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のターン・オンに連動して、オン状態から一度、オフ状態になり、それから中間状態になるような動作をする場合もある。

出力用コンデンサーＣ５の放電によって、ＬＥＤモジュール８に印加される電圧は徐々に低下し、定格点灯状態になる（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）はオン状態に戻る）。

なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）には、通常の直流電力の供給時にはオンしないが、過電流に対しては、あるタイミングでオンするものを用いてもよい。つまり、ＬＥＤモジュール８に加わる直流電力がＬＥＤモジュール８の瞬時許容電力（許容範囲）を超える前に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンするように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲート閾値電圧が設定されていてもよい。これによって、図３のように、ＬＥＤモジュール８が壊れない程度の大電流が一瞬（数マイクロ秒間）だけ流れて、その後は、通常点灯時の数倍程度の大きさの電流が徐々に減少しながら流れるようになる。ＬＥＤモジュール８に流れる過電流を数マイクロ秒で検出し、小信号で動作可能なＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）として、例えば、ゲート閾値電圧が２Ｖ前後のものを採用してもよい。

図４（Ａ）に、本実施形態の過電流抑制回路７の構成を簡略して示す。直流電力供給手段として、図１のフライバック式のスイッチング電源に限られず、種々の直流電源回路を用いることができる。また、負荷についても、図１のＬＥＤモジュール８に限られず、一般的な負荷に置き換えることができる。
図４（Ｂ）に、変形例に係る過電流抑制回路７Ａの構成を示す。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）は、直流回路のいずれかの位置に設けられていればよい。
図４（Ｃ）に、別の変形例に係る過電流抑制回路７Ｂの構成を示す。電圧検出抵抗Ｒ２は、直流回路の高圧側（直流電力供給手段の出力端（正側））に設けられていてもよい。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソース端は、直流電力供給手段の出力端（負側））に接続される必要は無く、接地だけされていてもよい。

１：ラインフィルター
２：ダイオードブリッジ
３：平滑回路
４：スナバ回路
５：制御回路
６：定電圧回路（ゲート電圧供給手段）
７，７Ａ，７Ｂ：瞬時過電流抑制回路（過電流抑制手段）
８：ＬＥＤモジュール（負荷）
５１：補助電源回路
６１：補助電源回路
ＡＣ：商用交流電源
Ｃ５：出力用コンデンサー
Ｄ２：整流用ダイオード
Ｉｆ：順方向のＬＥＤ電流
Ｑ１：フライバック・コンバーター用ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２：ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ３：過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ２：電圧検出抵抗（電圧検出抵抗）
Ｔ：フライバック・トランス

Claims

負荷に直流電力を供給する直流電力供給手段と、
前記負荷および前記直流電力供給手段で形成される直流回路上での過電流の発生を抑制する過電流抑制手段と、を備えた直流電源装置であって、
前記過電流抑制手段は、
前記直流回路に流れる過電流の初期段階の電圧値を検出する電圧検出手段と、
前記直流回路上のいずれかの位置に設けられた過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴと、
前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴへゲート電圧を供給するゲート電圧供給手段と、
前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴへのゲート電圧を切り換えるためのゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴと、を含み、
前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴは、前記電圧検出抵抗による過電流の初期段階の電圧値の検出に基づいてオンするように設けられ、さらに、該ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴのオンに連動して、前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴへのゲート電圧を降下させるように設けられていることを特徴とする直流電源装置。
負荷に直流電力を供給する直流電力供給手段と、
前記負荷および前記直流電力供給手段で形成される直流回路上での過電流の発生を抑制する過電流抑制手段と、を備えた直流電源装置であって、
前記過電流抑制手段は、
前記直流回路において前記負荷より低圧側に設けられた電圧検出抵抗と、
前記直流回路において前記電圧検出抵抗よりも高圧側に設けられた過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴと、
前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴへゲート電圧を供給するゲート電圧供給手段と、
前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴへのゲート電圧を切り換えるためのゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴと、を含み、
前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴは、前記電圧検出抵抗の検出電圧値が所定値以上になった場合に、該検出電圧値に基づくゲート電圧によってドレイン‐ソース間が導通するように設けられ、
前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴのソース端は、前記電圧検出抵抗の低圧側に接続され、
前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴのドレイン端は、前記ゲート電圧供給手段から前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴへのゲート電圧の供給ラインに接続されていることを特徴とする直流電源装置。
請求項１または２記載の直流電源装置において、
前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴのゲート閾値電圧は、通常の直流電力の供給時にはオンしないが、過電流の発生時には、負荷に加わる直流電力が負荷の許容範囲を超える前にオンするように、設定されていることを特徴とする直流電源装置。
請求項３記載の直流電源装置において、
前記過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴは、過電流の発生時に、前記ゲート電圧切換用ＭＯＳＦＥＴのオンに連動して、オン状態からオフ状態に切り換わり、または、オン状態から中間状態に切り換わって、該過電流抑制用ＭＯＳＦＥＴのドレイン‐ソース間に過電流を抑制するインピーダンスを生じさせることを特徴とする直流電源装置。