JP2019215976A - 荷電粒子ビーム制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】荷電粒子ビーム制御装置において、グランド電位のばらつきにより電子ビームの照射精度が悪化することを防止する。【解決手段】電流制御回路（１）は、制御信号（Ｖ１）に基づき電流検出抵抗（Ｒ１）に流れる電流量を調整して定電流（Ｉｄ）を供給する電流変換部（４）と、制御信号の第１のグランド側端子電圧（Ｇ１）と電流検出抵抗（Ｒ１）の第２のグランド側端子電圧（Ｇ２）とが入力され第１のグランド側端子電圧（Ｇ１）と第２のグランド側端子電圧（Ｇ２）との電圧差に比例した出力信号（Ｖ３）を出力する差動増幅部（５）と、差動増幅部（５）が出力した出力信号（Ｖ３）と制御信号（Ｖ１）とが入力され出力信号（Ｖ３）と制御信号（Ｖ１）を所定の比率で加算する補正部（６）とを有する。【選択図】図２

Description

本発明は、荷電粒子ビーム制御装置に関する。

荷電粒子線を用いて試料に作成された微細パターンの寸法を検査する走査電子顕微鏡等の荷電粒子ビーム制御装置では、荷電粒子線を磁場によって偏向するための偏向コイルが用いられる。試料に照射する電子ビームをスキャンするためには、偏向コイルに流れる電流の大きさや極性を変えて偏向強度を調整する必要がある。また、高精度な寸法検査を実現するためには、安定度の高い定電流回路を設計する必要がある。

荷電粒子ビーム制御装置では、多数のコイルを使用しており、偏向コイルごとに電子ビームの偏向量を制御する。このために、各偏向コイルに対応する定電流回路を用意する必要がある。

装置サイズの小型化やコスト低減の観点から、これらの定電流回路は、一基板上に構成する必要がある。各定電流回路では、偏向コイルに流す電流と同様のリターン電流が基板上のグランドを流れるため、グランド電位のばらつきがしばしば問題となる。

特許文献１には、グランド電位のばらつきを防止するために、負荷回路に一定の動作電圧を与えることが記載されている。

特開２０１４−１３４８６２号公報

荷電粒子ビーム制御装置においては、グランド電位のばらつきにより、定電流回路における制御信号と出力電流の関係が変動する。この結果、制御信号が一定であっても偏向コイルを流れる電流が変わり、試料への電子ビームの照射精度が悪化してしまう。

特許文献１には、グランド電位のばらつきが生じるという課題については記載されている。しかし、グランド電位のばらつきにより電子ビームの照射精度が悪化するという荷電粒子ビーム制御装置に特有の課題及びその解決手段については言及されていない。

本発明の目的は、荷電粒子ビーム制御装置において、グランド電位のばらつきにより電子ビームの照射精度が悪化することを防止することにある。

本発明の一態様の荷電粒子ビーム制御装置は、負荷に加える電流量を設定するため制御信号に基づいて前記負荷に電流を供給する電流制御回路を備えた定電流源を有し、荷電粒子ビームを試料に照射して発生した反射電子を電気信号に変換して処理する荷電粒子ビーム制御装置であって、前記電流制御回路は、前記制御信号に基づき電流検出抵抗に流れる電流量を調整して定電流を供給する電流変換部と、前記制御信号の第１のグランド側端子電圧と前記電流検出抵抗の第２のグランド側端子電圧とが入力され、前記第１のグランド側端子電圧と前記第２のグランド側端子電圧との電圧差に比例した出力信号を出力する差動増幅部と、前記差動増幅部が出力した出力信号と前記制御信号とが入力され、前記出力信号と前記制御信号を所定の比率で加算する補正部と、を有することを特徴とする。

本発明の一態様の荷電粒子ビーム制御装置は、負荷に加える電流量を設定するため制御信号に基づいて前記負荷に電流を供給する定電流源を有し、荷電粒子ビームを試料に照射して発生した反射電子を電気信号に変換して処理する荷電粒子ビーム制御装置であって、前記定電流源は、前記制御信号が供給され、前記制御信号の電圧基準となる第１のグランド側端子を備える制御信号入力部と、前記制御信号入力部からの前記制御信号に基づいて前記負荷に電流を供給する電流制御回路と、を有し、前記電流制御回路は、駆動端子、第１の端子及び第２の端子とを有し、前記駆動端子に駆動電圧を供給することにより、前記第１の端子と前記第２の端子との間に定電流を流す電圧駆動トランジスタと、前記電圧駆動トランジスタの前記第２の端子と前記負荷の第１の負荷端子とが接続され、前記負荷の第２の負荷端子と第２のグランド側端子との間に接続された電流検出抵抗と、前記駆動電圧を前記電圧駆動トランジスタの前記駆動端子に供給するオペアンプと、前記第１のグランド側端子の電圧と前記第２のグランド側端子の電圧とが入力され、前記第１のグランド側端子の前記電圧と前記第２のグランド側端子の前記電圧の電圧差に比例した電圧を出力端子に出力する差動増幅部と、を有し、前記制御信号入力部に第１抵抗の第１端子が接続され、前記差動増幅部の前記出力端子に第２抵抗の第１端子が接続され、前記第１抵抗と前記第２抵抗の第２端子同士が接続され、前記第１抵抗の前記第２端子が前記オペアンプの反転入力端子に接続され、前記オペアンプの前記反転入力端子と前記負荷の前記第２の負荷端子の間には第３抵抗が接続されていることを特徴とする。

本発明の一態様の荷電粒子ビーム制御装置は、負荷に加える電流量を設定するため制御信号に基づいて前記負荷に電流を供給する定電流源を有し、荷電粒子ビームを試料に照射して発生した反射電子を電気信号に変換して処理する荷電粒子ビーム制御装置であって、前記定電流源は、前記制御信号が供給され、前記制御信号の電圧基準となる第１のグランド側端子を備える制御信号入力部と、前記制御信号入力部からの前記制御信号に基づいて前記負荷に電流を供給する電流制御回路と、を有し、前記電流制御回路は、駆動端子、第１の端子及び第２の端子とを有し、前記駆動端子に駆動電圧を供給することにより、前記第１の端子と前記第２の端子との間に定電流を流す電圧駆動トランジスタと、前記電圧駆動トランジスタの前記第２の端子と前記負荷の第１の負荷端子とが接続され、前記負荷の第２の負荷端子と第２のグランド側端子との間に接続された電流検出抵抗と、前記駆動電圧を前記電圧駆動トランジスタの前記駆動端子に供給する第１のオペアンプと、前記第１のグランド側端子の電圧と前記第２のグランド側端子の電圧とが入力され、前記第１のグランド側端子の前記電圧と前記第２のグランド側端子の前記電圧の電圧差に比例した電圧を出力端子に出力する差動増幅部と、を有し、前記制御信号入力部に第１抵抗の第１端子が接続され、前記差動増幅部の前記出力端子に第２抵抗の第１端子が接続され、前記第１抵抗と前記第２抵抗の第２端子同士が接続され、前記第１抵抗の第２端子が第２のオペアンプの反転入力端子に接続され、前記第２のオペアンプの反転入力端子と前記第２のオペアンプの出力端子の間に第３抵抗が接続され、前記第２のオペアンプの出力端子と前記第１のオペアンプの非反転入力端子が接続され、前記第２のオペアンプの非反転入力端子が前記第１のグランド端子に接続され、前記第１のオペアンプの反転入力端子が前記負荷の前記第２の負荷端子に接続されていることを特徴とする。

本発明の一態様によれば、荷電粒子ビーム制御装置において、グランド電位のばらつきにより電子ビームの照射精度が悪化することを防止することができる。

荷電粒子ビーム制御装置の構成を示す図である。 実施例１における電流制御回路の構成の一例を示す回路図である。 基板レイアウトの一例を示す模式図である。 実施例２における電流制御回路の構成の一例を示す回路図である。 実施例３における電流制御回路の構成の一例を示す回路図である。

以下、実施例を図面を用いて説明する。

図１を参照して、荷電粒子ビーム制御装置の構成について説明する。
図１に示すように、荷電粒子ビーム制御装置１００は、電子ビーム（荷電粒子ビーム）１０２を照射する電子銃１０１、電子ビーム１０２を偏向して試料１０４の表面上を走査させると共に二次電子１０５の軌道を制御する電磁偏向器１０３ａ〜１０３ｄ、試料１０４から発生した二次電子１０５などを反射する反射板１０６、反射板１０６から発生した三次電子を取り込み電気信号に変換する検出器１０７、検出した電気信号を処理し、試料の画像情報を生成する信号処理・画像生成部１０８を有する。

信号処理・画像生成部１０８で生成された画像情報は、コンピュータ１０９に供給され、試料観察画像としてコンピュータ１０９の画面に表示される。また、荷電粒子ビーム制御装置１００は、偏向制御部１１０及び定電流源１１１を備え、電磁偏向器１０３ａ〜１０３ｄに加える電流量を調整する。偏向制御部１１０は、電磁偏向器１０３ａ〜１０３ｄに加える電流量を設定するため制御信号を定電流源１１１に供給する。定電流源１１１は、制御信号を受け電磁偏向器１０３ａ〜１０３ｄに電流を出力する。

図１では、４種類の電磁偏向器１０３ａ〜１０３ｄを示したが、これに限定されるものではなく、より多くの電磁偏向器を備えることも可能である。

図３を参照して、図１における定電流源１１１の内部構成について説明する。
図３に示すように、定電流源１１１は、偏向制御部１１０からの制御信号を受ける制御信号入力部２、電流制御回路１ａ及び１ｂ及び電源インタフェース２１を有する。負荷１０３ａ及び１０３ｂは、図１の電磁偏向器１０３ａ及び１０３ｂを意味し、ここでは電磁偏向器１０３ｃ及び１０３ｄに対応した電流制御回路１ｃ及び１ｄは省略している。

図２を参照して、実施例１に係る荷電粒子ビーム制御装置１００の電流制御回路１の構成について説明する。

図２に示すように、電流制御回路１は、制御信号入力部２より供給される制御信号Ｖ１に対応する電流Ｉｄを負荷１０３に流すことで負荷１０３を駆動する。電流制御回路１は、電流変換部４と差動増幅部５と補正部６を有する。抵抗Ｒ２は、電流変換部４と補正部６の両方の構成要素に含まれるものである。

電流制御回路１は、差動増幅部５において、制御信号入力部２のグランド電位Ｇ１と抵抗Ｒ１のグランド電位Ｇ２の電位差を検出し、検出した電位差を補正部６を介して電流変換部４に加える。これにより、グランド電位Ｇ１に対してＧ２の電位が変動しても電流Ｉｄを安定させることが可能である。

電流変換部４は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、オペアンプ１１、ＮＭＯＳトランジスタ１２、ＰＭＯＳトランジスタ１３を備える。電流変換部４は、制御信号入力部２より供給される制御信号Ｖ１を入力し、制御信号Ｖ１に対応する電流Ｉｄを負荷１０３に供給すると共に、負荷１０３に流れた電流を電流変換部４に引き戻し、抵抗Ｒ１を介してグランドＧ２に流す。

ここで、抵抗Ｒ２は、制御信号入力部２の制御信号Ｖ１の出力端子とオペアンプ１１の反転入力端子間に接続され、抵抗Ｒ３は、オペアンプ１１の反転入力端子と負荷１０３間に接続される。抵抗Ｒ１は、抵抗Ｒ３と負荷１０３の接続点ｂとグランドＧ２間に接続される。オペアンプ１１の非反転入力端子は、制御信号Ｖ１の基準グランドＧ１と同じ電圧が入力される。オペアンプ１１の出力端子は、ＮＭＯＳトランジスタ１２及びＰＭＯＳトランジスタ１３のゲート端子に接続される。

また、ＮＭＯＳトランジスタ１２とＰＭＯＳトランジスタ１３は、ドレイン端子をそれぞれ正電圧（＋Ｖｃ）と負電圧（−Ｖｃ）に接続されると共に、ソース端子同士が接続される。また、ソース端子は、負荷１０３の一端と接続され、負荷１０３のもう一端が接続点ｂと接続される。

電流変換部４は、グランド電位Ｇ１を基準グランドとする制御信号Ｖ１が入力されると、オペアンプ１１と抵抗Ｒ２及びＲ３で構成される反転増幅回路によりｂ点の電圧Ｖ２は式（１）で与えられる。
Ｖ２＝−Ｖ１×（Ｒ３／Ｒ２） ……式（１）

負荷１０３を流れる電流Ｉｄは、抵抗Ｒ１を流れる電流と等しく、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ２とＧ２を用いて式（２）で与えられる。
Ｉｄ＝（Ｖ２−Ｇ２）／Ｒ１
＝−Ｖ１×｛Ｒ３／（Ｒ２×Ｒ１）｝−Ｇ２／Ｒ１ ……式（２）

ここで、制御信号Ｖ１のグランド電位Ｇ１と抵抗Ｒ１のグランド側の電位Ｇ２が共通の場合、上式（２）においてＧ２＝０を代入し、式（３）を得る。
Ｉｄ＝−Ｖ１×｛Ｒ３／（Ｒ２×Ｒ１）｝ ……式（３）
グランドＧ１とグランドＧ２の電位差によって生じる電流Ｉｄの電流誤差は、式（２）から式（３）を差し引くと、−Ｇ２／Ｒ１となる。

次に、差動増幅部５の回路構成と動作を説明する。
差動増幅部５は、抵抗５、抵抗６、オペアンプ１４を備える。差動増幅部５は、制御信号入力部２のグランドＧ１の電圧と抵抗Ｒ１のグランドＧ２の電圧を入力し、グランドＧ１とグランドＧ２間の電位差（グランドＧ１に対するグランドＧ２の電圧）を−１倍（反転）してｃ点に出力する。

ここで、抵抗Ｒ５は、グランドＧ２の電圧を検出するための配線Ｌ２とオペアンプ１４の反転入力端子間に接続され、抵抗Ｒ６は、オペアンプ１４の反転入力端子と出力端子間に接続される。また、オペアンプ１４の非反転入力端子には、制御信号入力部２のグランドＧ１の電圧を検出するための配線Ｌ１が接続される。

なお、オペアンプ１４の非反転入力端子の電圧がグランドＧ１の電圧と一致するように専用配線Ｌ１で結線し、配線Ｌ１において電位差が生じないようにすることが望ましい。同様に、抵抗Ｒ５とグランドＧ２間の配線Ｌ２において両端で電位差が生じないように結線することが望ましい。また、配線Ｌ２は、回路基板上において抵抗Ｒ１のグランド側端子の直近のグランドＧ２の電圧が得られるように配線することが望ましい。

差動増幅部５は、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の抵抗値を一致させることで、反転増幅回路を構成し、端子ｃにおける出力信号Ｖ３は、グランドＧ１の電圧を基準に、以下の式（４）で示される。
Ｖ３＝−Ｇ２×（Ｒ６／Ｒ５）＝−Ｇ２ ……式（４）

次に、補正部６の回路構成と動作を説明する。補正部６は、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ４を備える。補正部６は、制御信号Ｖ１と差動増幅部５の出力信号Ｖ３を入力し、それぞれ抵抗Ｒ２と抵抗４を介して接続され、その出力はオペアンプ１１の反転入力端子に供給される。ここで、Ｒ４は、Ｒ３と同一の抵抗値が使用される。

電流変換部４は、グランド電位Ｇ１を基準グランドとする制御信号Ｖ１と差動増幅部５の出力信号Ｖ３が入力されると、オペアンプ１１と抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４で構成される加算回路によりｂ点の電圧Ｖ２は次式で与えられる。
Ｖ２＝−Ｒ３×（Ｖ１／Ｒ２＋Ｖ３／Ｒ４）
＝−Ｒ３×（Ｖ１／Ｒ２−Ｇ２／Ｒ３）
＝−Ｖ１×（Ｒ３／Ｒ２）＋Ｇ２ ……式（５）

負荷１０３を流れる電流Ｉｄは、抵抗Ｒ１を流れる電流と等しく、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ２とＧ２を用いて次式で与えられる。
Ｉｄ＝（Ｖ２−Ｇ２）／Ｒ１
＝−Ｖ１×｛Ｒ３／（Ｒ２×Ｒ１）｝ ……式（６）
式（６）は式（３）と一致する。すなわち、グランドＧ２の電圧に依存せず、制御信号Ｖ１に対して電流Ｉｄは抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値によって一意に決定することができる。

また、オペアンプ１１、１４は、図示されない正負の電源電圧が印加されており、両オペアンプは正負の電圧を出力することができる。負荷１０３に対して電流を吐き出す（ソース）場合は、オペアンプ１１は正電圧でＮＭＯＳトランジスタ１２を駆動し、負荷１０３から電流を吸い込む（シンク）場合は、オペアンプ１１は負電圧でＰＭＯＳトランジスタ１３を駆動する。このように、制御信号Ｖ１の電圧値を正負の極性を含めて制御することで、負荷１０３に対して、ソース及びシンク電流源として動作することが可能である。

次に、図３を参照して、電流制御回路１が一基板上に複数使用される場合の基板レイアウトの一例について説明する。図３では、電流制御回路１を２回路配置した構成を示すが、電流制御回路１を３回路以上配置した構成であっても良い。

図３に示すように、定電流源１１１は、制御信号入力部２、電流制御回路１ａ、１ｂ、負荷１０３ａ及び３ｂ、電流制御回路１ａ及び１ｂのＮＭＯＳトランジスタ１２、ＰＭＯＳトランジスタ１３の電源電圧＋Ｖｃ及び−Ｖｃを供給するための電源インタフェース２１を備える。

定電流源１１１は、制御信号入力部２において、グランドＧ１の電圧を基準とした制御信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂを生成し、それぞれ電流制御回路１ａ、１ｂに出力する。なお、制御信号入力部２は、定電流源１１１の外部より供給されたアナログ電圧Ｖ１ａ、Ｖ１ｂを入力し、それぞれ電流制御回路１ａ、１ｂに供給するバッファ回路として機能しても良い。

あるいは、制御信号入力部２は、ＤＡＣ回路を備え、定電流源１１１の外部から供給されたデジタル信号をＤＡＣ回路に入力し、ＤＡＣに設定されたデジタル値に対応したアナログ信号を制御信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂとして出力されるように構成しても良い。

制御信号入力部２は、制御信号Ｖ１ａ、Ｖ１ｂと共に、制御信号入力部２のグランドＧ１の電圧を電流制御回路１ａ、１ｂに配線される。グランドＧ１の電圧を電流制御回路１ａ及び１ｂに対して極力同じ電圧を提供するために、配線幅は広く、配線導体は極力厚くすることが望ましい。

電流制御回路１ａは、制御信号Ｖ１ａを入力し、対応する電流Ｉｄａを負荷１０３ａに供給する。また、電流制御回路１ｂは、制御信号Ｖ１ｂを入力し、対応する電流Ｉｄｂを負荷１０３ｂに供給する。電流制御回路１ａ及び１ｂは、それぞれ負荷１０３ａ、３ｂを流れた電流を戻し、それぞれの電流を定電流源１１１の共通グランドを介して電源インタフェース２１、電源ケーブルを経由して外部接続された電源回路に流す。

図３において、破線で示す電流Ｉｄａは、電流制御回路１ａから出力された共通グランドを流れる電流経路である。電流Ｉｄａが流れることで生じるＩＲドロップにより、図２における抵抗Ｒ１のグランドＧ２ａの電圧がグランドＧ１とは異なる電圧値となる。

同様に、破線で示す電流Ｉｄｂは、電流制御回路１ｂから出力された共通グランドを流れる電流経路であり、電流Ｉｄａと電流Ｉｄｂが流れることで生じるＩＲドロップにより、抵抗Ｒ２のグランドＧ２ｂの電圧がグランドＧ１とは異なる電圧値となる。

定電流源１１１において、制御信号入力部２は、グランドＧ１の電圧が電流Ｉｄａ、ＩｄｂによるＩＲドロップの影響を受けず安定な電圧を得るため、共通グランド上の電流Ｉｄａ及びＩｄｂが流れる経路上と異なる位置にレイアウトする構成が望ましい。

また、基板レイアウトの制約により、制御信号入力部２と電流制御回路１ａ或いは１ｂを近接して配置しなければならない場合は、制御信号入力部２と電流制御回路１ａ或いは１ｂ間の共通グランドを分断するスリットを入れ、制御信号入力部２を電流Ｉｄａ或いはＩｄｂが極力流れないようにすることが望ましい。あるいは、制御信号入力部２のグランドＧ１とグランドＧ２ａ、Ｇ２ｂを異なる層で構成し、両グランド間をビアなどで接続するようにしても、同様の効果を得ることができる。

実施例１は、負荷１０３に加える電流量を設定するため制御信号Ｖ１に基づいて負荷１０３に電流を供給する電流制御回路１を備えた定電流源１１１を有し、荷電粒子ビーム１０２を試料１０４に照射して発生した反射電子を電気信号に変換して処理する荷電粒子ビーム制御装置１００である。

電流制御回路１は、制御信号Ｖ１に基づき電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流量を調整して定電流Ｉｄを供給する電流変換部４と、制御信号Ｖ１の第１のグランド側端子電圧Ｇ１と電流検出抵抗Ｒ１の第２のグランド側端子電圧Ｇ２とが入力され、第１のグランド側端子電圧Ｇ１と第２のグランド側端子電圧Ｇ２との電圧差に比例した出力信号Ｖ３を出力する差動増幅部５と、差動増幅部５が出力した出力信号Ｖ３と制御信号Ｖ１とが入力され、出力信号Ｖ３と制御信号Ｖ１を所定の比率で加算する補正部６とを有する。

また、負荷としての電磁偏向器１０３に加える電流量を設定するため制御信号Ｖ１を生成する偏向制御部１１０を更に有する。定電流源１１１は、偏向制御部１１０からの制御信号Ｖ１が入力される制御信号入力部２を更に有する。電流制御回路１は、制御信号入力部２からの制御信号Ｖ１に基づいて電磁偏向器１０３に電流を供給する。

また、電流変換部４は、オペアンプ１１を更に有する。補正部６は、オペアンプ１１の加算回路（１１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４）を用いて、出力信号Ｖ３と制御信号Ｖ１を所定の比率で加算する。

より具体的には、実施例１の電流制御回路１は、駆動端子（ゲート端子）、第１の端子（１２の＋Ｖｃ側）及び第２の端子（１２の負荷側）とを有し、駆動端子（１２のゲート端子、つまり１１の出力が接続されている端子）に駆動電圧（１１の出力電圧）を供給することにより、第１の端子（１２の＋Ｖｃ側）と第２の端子（１２の負荷側）との間に定電流Ｉｄを流す電圧駆動トランジスタ１２と、電圧駆動トランジスタ１２の第２の端子と負荷３０１の第１の負荷端子（１２側）とが接続され、負荷１０３の第２の負荷端子（ｂ）と第２のグランド側端子Ｇ２との間に接続された電流検出抵抗Ｒ１と、駆動電圧を前記電圧駆動トランジスタ１２の駆動端子に供給するオペアンプ１１と、第１のグランド側端子Ｇ１の電圧と第２のグランド側端子Ｇ２の電圧とが入力され、第１のグランド側端子Ｇ１の電圧と第２のグランド側端子Ｇ２の電圧の電圧差に比例した電圧Ｖ３を出力端子（ｃ）に出力する差動増幅部５とを有する。

そして、制御信号入力部２に第１抵抗Ｒ２の第１端子（２側）が接続さる。差動増幅部５の出力端子に第２抵抗Ｒ４の第１端子（５側）が接続される。第１抵抗Ｒ２と第２抵抗Ｒ４の第２端子（１１の反転入力端子側）同士が接続され、第１抵抗Ｒ２の第２端子がオペアンプ１１の反転入力端子に接続される。オペアンプ１１の反転入力端子と負荷１０３の第２の負荷端子の間には第３抵抗Ｒ３が接続される。

また、オペアンプ１１の反転入力端子は、第１のグランド側端子Ｇ１に接続さる。差動増幅部５は、第１のグランド側端子Ｇ１の電圧と第２のグランド側端子Ｇ２の電圧との電圧差を−１倍に反転して出力端子（ｃ）に出力する。尚、第２抵抗Ｒ４は、第３抵抗Ｒ３と同一の抵抗値を有する。

実施例１では、特に基板上の共通グランドを負荷からのリターン電流が流れることにより、電流制御回路１における抵抗Ｒ１のグランドＧ２の電圧が制御信号のグランドＧ１の電圧に対して差異が生じても、差動増幅部５及び補正部６を付加した電流制御回路１の構成によって、負荷１０３に対して高安定な定電流を供給できる。これにより、電子ビーム１０２の試料１０４への照射位置を高精度に制御可能となり、高分解能な試料画像の生成が可能となる。

図４を参照して、実施例２に係る荷電粒子ビーム制御装置１００の電流制御回路１の構成について説明する。
実施例２の電流制御回路１は、実施例１と同様に、電流変換部４、差動増幅部５及び補正部６を備える。実施例１と異なる点は、電流変換部４においてオペアンプ１１の非反転入力端子が抵抗Ｒ１のグランド側端子に接続されており、また、差動増幅部５は、抵抗Ｒ７、Ｒ８及びオペアンプ１５から構成される点である。その他の部分の構成は、実施例１の電流制御回路１と同じであるの。

電流変換部４は、グランド電位Ｇ１を基準グランドとする制御信号Ｖ１が入力されると、オペアンプ１１と抵抗Ｒ２及びＲ３で構成される反転増幅回路によりｂ点の電圧Ｖ２は式（７）で与えられる。
Ｖ２＝−Ｖ１×（Ｒ３／Ｒ２）＋Ｇ２×（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ２ ……式（７）

負荷１０３を流れる電流Ｉｄは、抵抗Ｒ１を流れる電流と等しく、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ２とＧ２を用いて式（８）で与えられる。
Ｉｄ＝（Ｖ２−Ｇ２）／Ｒ１
＝−（Ｖ１−Ｇ２）×｛Ｒ３／（Ｒ２×Ｒ１）｝ ……式（８）

ここで、制御信号Ｖ１のグランドＧ１の電圧と抵抗Ｒ１のグランドＧ２の電圧が共通の場合、上式（８）においてＧ２＝０を代入し、式（９）を得る。
Ｉｄ＝−Ｖ１×｛Ｒ３／（Ｒ２×Ｒ１）｝ ……式（９）
グランドＧ１とグランドＧ２の電位差によって生じる電流Ｉｄａの電流誤差は、式（８）から式（９）を差し引くと、Ｇ２×｛Ｒ３／（Ｒ２×Ｒ１）｝となる。

次に、差動増幅部５の回路構成と動作を説明する。
差動増幅部５は、制御信号Ｖ１のグランドＧ１の電圧と抵抗１のグランドＧ２の電圧を入力し、グランドＧ１とグランドＧ２の電位差（グランドＧ１に対するグランドＧ２の電圧）を２倍してｃ点に出力する。

ここで、抵抗１のグランド側端子は配線Ｌ２によりオペアンプ１５の非反転入力端子に接続され、抵抗Ｒ７は、制御信号入力部２のグランドＧ１の電圧が供給される配線Ｌ１とオペアンプ１５の反転入力端子間に接続される。また、抵抗Ｒ８は、オペアンプ１５の反転入力端子とオペアンプ１５の出力端子間に接続される。なお、オペアンプ１５の非反転入力端子の電圧とグランドＧ２の電圧が一致するように、配線Ｌ２はＩＲドロップによる電位変動が生じないように配線幅を太く確保することが望ましい。同様に、グランドＧ１の電圧が抵抗Ｒ７に供給されるように、配線Ｌ１についてもＩＲドロップが生じないように配線幅を太くすることが望ましい。

差動増幅部５は、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８は同一の抵抗値を使用して非反転増幅回路を構成し、これによりｃ点の出力信号Ｖ３は、グランドＧ１の電圧を基準とし、以下の式（９）で示される。
Ｖ３＝Ｇ２×（１＋Ｒ８／Ｒ７）＝２×Ｇ２ ……式（９）

次に、補正部６の回路構成と動作を説明する。補正部６、制御信号Ｖ１と差動増幅部５の出力信号Ｖ３を入力し、それぞれ抵抗Ｒ２と抵抗４を介して接続し、その出力信号をオペアンプ１１の反転入力端子に供給する。ここで、Ｒ４は、Ｒ２と同一の抵抗値を使用する。

電流変換部４は、グランド電位Ｇ１を基準グランドとする制御信号Ｖ１と差動増幅部５の出力信号Ｖ３が入力されると、オペアンプ１１と抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４で構成される加算回路によりｂ点の電圧Ｖ２は式（１０）で与えられる。
Ｖ２＝−Ｖ１×（Ｒ３／Ｒ２）＋Ｇ２×（１＋Ｒ３／Ｒ２−Ｒ３／Ｒ４）
＝−Ｖ１×（Ｒ３／Ｒ２）＋Ｇ２ ……式（１０）

負荷１０３を流れる電流Ｉｄは、抵抗Ｒ１を流れる電流と等しく、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ２とＧ２を用いて式（１１）で与えられる。
Ｉｄ＝（Ｖ２−Ｇ２）／Ｒ１
＝−Ｖ１×｛Ｒ３／（Ｒ２×Ｒ１）｝ ……式（１１）
式（１１）は式（９）と一致する。すなわち、グランドＧ２の電圧に依存せず、制御信号Ｖ１に対して電流Ｉｄは抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値から一意に決定することができる。

また、オペアンプ１１、１５は、図示されない正負の電源電圧が印加されており、両オペアンプは正負の電圧を出力することができる。負荷１０３に対して電流を吐き出す（ソース）場合は、オペアンプ１１は正電圧でＮＭＯＳトランジスタ１２を駆動し、電流を吸い込む（シンク）場合は、オペアンプ１１は負電圧でＰＭＯＳトランジスタ１３を駆動する。制御信号Ｖ１の電圧の大きさと極性を制御することで、任意の電流を負荷１０３に流すことが可能である。

実施例２では、オペアンプ１１の非反転入力端子は、第２のグランド側端子Ｇ２に接続される。差動増幅部５は、第１のグランド側端子Ｇ１の電圧と第２のグランド側端子Ｇ２の電圧との電圧差を２倍にして出力端子（ｃ）に出力する。尚、第２抵抗Ｒ４は第１抵抗Ｒ２と同一の抵抗値を有する。

実施例２では、オペアンプ１１と抵抗１が基板レイアウト上で近い配置となる場合に、オペアンプ１１の非反転入力端子を抵抗Ｒ１のグランド側端子と近くなるため、基板の配線レイアウトが容易になるという効果がある。

図５を参照して、実施例３に係る荷電粒子ビーム制御装置１００の電流制御回路１の構成について説明する。

実施例３の電流制御回路１は、第１及び第２実施形態と同様に、電流変換部４、差動増幅部５及び補正部６を備える。

電流変換部４は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ９、オペアンプ１５、１６、ＮＭＯＳトランジスタ１２、ＰＭＯＳトランジスタ１３を備える。電流変換部４は、制御信号入力部２より供給される制御信号Ｖ１を入力し、制御信号Ｖ１に対応する電流Ｉｄを負荷１０３に供給すると共に、負荷１０３に流れた電流を電流変換部４に引き戻し、抵抗Ｒ１を介してグランドＧ２に流す。

ここで、抵抗Ｒ２は、制御信号入力部２の制御信号Ｖ１の出力端子とオペアンプ１６の反転入力端子間に接続され、抵抗Ｒ９は、オペアンプ１６の反転入力端子とオペアンプ１６の出力端子間に接続される。オペアンプ１６の非反転入力端子は、制御信号入力部２のグランドＧ１と同じ電圧が入力される。オペアンプ１６の出力端子は、オペアンプ１５の非反転入力端子に接続され、オペアンプ１５の反転入力端子は負荷１０３に接続される。

抵抗１は、オペアンプ１５の反転入力端子と負荷１０３の接続点ｂとグランドＧ２間に接続される。オペアンプ１５の出力端子は、ＮＭＯＳトランジスタ１２及びＰＭＯＳトランジスタ１３のゲート端子に接続される。また、ＮＭＯＳトランジスタ１２とＰＭＯＳトランジスタ１３は、ドレイン端子をそれぞれ正電圧（＋Ｖｃ）と負電圧（−Ｖｃ）に接続されると共に、ソース端子同士が接続される。両トランジスタのソース端子は、負荷１０３の一端に接続され、負荷１０３のもう一端がｂ点に接続される。

電流変換部４は、グランド電位Ｇ１を基準グランドとする制御信号Ｖ１が入力されると、オペアンプ１６と抵抗Ｒ２及びＲ９で構成される反転増幅回路及びオペアンプ１５で構成される非反転増幅回路によりｂ点の電圧Ｖ２は式（１２）で与えられる。
Ｖ２＝−Ｖ１×（Ｒ９／Ｒ２） ……式（１２）
負荷１０３を流れる電流Ｉｄは、抵抗Ｒ１を流れる電流と等しく、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ２とＧ２を用いて式（１３）で与えられる。
Ｉｄ＝（Ｖ２−Ｇ２）／Ｒ１
＝−Ｖ１×｛Ｒ９／（Ｒ２×Ｒ１）｝−Ｇ２／Ｒ１ ……式（１３）

ここで、制御信号Ｖ１のグランドＧ１の電圧と抵抗Ｒ１のグランドＧ２の電圧が共通の場合、上式（１３）においてＧ２＝０を代入し、式（１４）を得る。
Ｉｄ＝−Ｖ１×｛Ｒ９／（Ｒ２×Ｒ１）｝ ……式（１４）
グランドＧ１とグランドＧ２の電位差によって生じる電流Ｉｄの電流誤差は、式（１３）から式（１４）を差し引くと、−Ｇ２／Ｒ１となる。

次に、差動増幅部５の回路構成と動作を説明する。
差動増幅部５は、本発明の実施形態１と同様の構成であり、抵抗Ｒ５、Ｒ６、オペアンプ１４を備える。差動増幅部５は、制御信号入力部２のグランドＧ１の電圧と抵抗１のグランドＧ２の電圧を入力し、グランドＧ１とグランドＧ２間の電位差（グランドＧ１に対するグランドＧ２の電圧）を−１倍（反転）してｃ点に出力する。

ここで、抵抗Ｒ５は、抵抗Ｒ１のグランド側端子（グランドＧ１）の電圧を検出するための配線Ｌ２とオペアンプ１４の反転入力端子間に接続され、抵抗Ｒ６は、オペアンプ１４の反転入力端子とオペアンプ１４の出力端子間に接続される。また、オペアンプ１４の非反転入力端子には、配線Ｌ１により、制御信号入力部２のグランドＧ１の電圧が供給される。

差動増幅部５において、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６は同一の抵抗値が使用されて反転増幅回路を構成し、出力信号Ｖ３は、グランドＧ１の電圧を基準とし、以下の式（１５）で示される。
Ｖ３＝−Ｇ２×（Ｒ６／Ｒ５）＝−Ｇ２ ……式（１５）

次に、補正部６の回路構成と動作を説明する。
補正部６は、電流変換部４の構成要素の一部を含み、抵抗Ｒ２、Ｒ４、Ｒ９、オペアンプ１６を備える。補正部６は、制御信号Ｖ１と差動増幅部５の出力信号Ｖ３を入力し、それぞれ抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ４を介して接続され、その出力はオペアンプ１６の反転入力端子に供給される。

電流変換部４は、グランド電位Ｇ１を基準グランドとする制御信号Ｖ１と差動増幅部５の出力信号Ｖ３が入力されると、オペアンプ１６と抵抗Ｒ２、Ｒ４、Ｒ９で構成される加算回路及びオペアンプ１５で構成される非反転増幅回路によりｂ点の電圧Ｖ２は式（１６）で与えられる。
Ｖ２＝−Ｒ９×（Ｖ１／Ｒ２＋Ｖ３／Ｒ４）
＝−Ｒ９×（Ｖ１／Ｒ２−Ｇ２／Ｒ４）
＝−Ｖ１×（Ｒ９／Ｒ２）＋Ｇ２×（Ｒ９／Ｒ４） ……式（１６）

負荷１０３を流れる電流Ｉｄは、抵抗Ｒ１を流れる電流と等しく、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ１の両端電圧Ｖ２とＧ２を用いて式（１７）で与えられる。
Ｉｄ＝（Ｖ２−Ｇ２）／Ｒ１
＝−Ｖ１×｛Ｒ９／（Ｒ２×Ｒ１）｝＋Ｇ２×（Ｒ９／Ｒ４−１）／Ｒ４ ……式（１７）

ここで、抵抗Ｒ４及びＲ９を抵抗Ｒ２と同一の抵抗値を使用するものとし、これにより式（１７）は以下の式（１８）で表現できる。
Ｉｄ＝−Ｖ１／Ｒ１ ……式（１８）
式（１８）は、制御信号Ｖ１と電流Ｉｄの関係が抵抗Ｒ１のみで表現できることを示しており、抵抗Ｒ１のグランドＧ２の電圧に依存せず、制御信号Ｖ１に対して電流Ｉｄを決定することができる。

また、オペアンプ１４、１５、１６は、図示されない正負の電源電圧が印加されており、オペアンプは正負の電圧を出力することができる。負荷に対して電流を吐き出す（ソース）場合は、オペアンプ１５は正電圧でＮＭＯＳトランジスタ１２を駆動し、電流を吸い込む（シンク）場合は、オペアンプ１５は負電圧でＰＭＯＳトランジスタ１３を駆動する。制御信号Ｖ１の電圧の大きさと極性を制御することで、任意の電流を負荷に流すことが可能である。

実施例３は、負荷１０３に加える電流量を設定するため制御信号Ｖ１に基づいて負荷１０３に電流を供給する定電流源１１１を有し、荷電粒子ビーム１０２を試料１０４に照射して発生した反射電子を電気信号に変換して処理する荷電粒子ビーム制御装置１００である。

定電流源１１１は、制御信号Ｖ１が供給され、制御信号Ｖ１の電圧基準となる第１のグランド側端子Ｇ１を備える制御信号入力部２と、制御信号入力部２からの制御信号に基づいて負荷１０３に電流を供給する電流制御回路１とを有する。

電流制御回路１は、駆動端子（ゲート端子）、第１の端子（１２の＋Ｖｃ側）及び第２の端子（１２の負荷側）とを有し、駆動端子（１２のゲート端子、つまり１１の出力が接続されている端子）に駆動電圧（１１の出力電圧）を供給することにより、第１の端子（１２の＋Ｖｃ側）と第２の端子（１２の負荷側）との間に定電流Ｉｄを流す電圧駆動トランジスタ１２と、電圧駆動トランジスタ１２の第２の端子と負荷１０３の第１の負荷端子（１２側）とが接続され、負荷の第２の負荷端子（ｂ）と第２のグランド側端子Ｇ２との間に接続された電流検出抵抗Ｒ１と、駆動電圧を電圧駆動トランジスタ１２の駆動端子に供給する第１のオペアンプ１５と、第１のグランド側端子Ｇ１の電圧と第２のグランド側端子Ｇ２の電圧とが入力され、第１のグランド側端子Ｇ１の電圧と第２のグランド側端子Ｇ２の電圧の電圧差に比例した電圧Ｖ３を出力端子（ｃ）に出力する差動増幅部５とを有する。

そして、制御信号入力部２に第１抵抗Ｒ２の第１端子（２側）が接続される。差動増幅部５の出力端子に第２抵抗Ｒ４の第１端子（５側）が接続される。第１抵抗Ｒ２と第２抵抗Ｒ４の第２端子（１６の反転入力端子側）同士が接続され、第１抵抗Ｒ２の第２端子が第２のオペアンプ１６の反転入力端子に接続される。第２のオペアンプ１６の反転入力端子と第２のオペアンプ１５の出力端子の間に第３抵抗Ｒ９が接続される。第２のオペアンプ１６の出力端子と第１のオペアンプ１５の非反転入力端子が接続される。第２のオペアンプ１５の非反転入力端子が第１のグランド端子Ｇ１に接続され、第１のオペアンプ１５の反転入力端子が負荷１０３の第２の負荷端子（ｂ）に接続される。

また、負荷としての電磁偏向器１０３に加える電流量を設定するため制御信号を生成する偏向制御部１１０を更に有する。制御信号入力部２には、偏向制御部１１０からの制御信号Ｖ１が入力される。電流制御回路１は、制御信号入力部２からの制御信号Ｖ１に基づいて電磁偏向器１０３に電流を供給する。

また、差動増幅部５は、第１のグランド端子Ｇ１の電圧と第２のグランド側端子Ｇ２の電圧の電圧の電圧差を−１倍に反転させて出力端子（ｃ）に出力する。尚、第２抵抗Ｒ４と第３抵抗Ｒ９は、第１抵抗Ｒ２と同一の抵抗値を有する。

実施例３では、偏向制御部１１０が生成する制御信号の電圧極性と負荷に出力される電流極性が一致するため、偏向制御部１１９の制御アルゴリズムが容易になるという効果がある。また、実施例１、２では、抵抗Ｒ３が抵抗Ｒ１と比較して十分大きい値ではない場合、抵抗Ｒ３を流れる電流量による電流Ｉｄの増減が顕著に現れるが、実施例３では、全ての電流Ｉｄが抵抗Ｒ１に流れるため、回路設計が容易になる。

１００…荷電粒子ビーム制御装置
１０１…電子銃
１０２…電子ビーム
１０３…電磁偏向器
１０４…試料
１０５…二次電子
１０６…反射板
１０７…検出器
１０８…信号処理・画像生成部
１０９…コンピュータ
１１０…偏向制御部
１１１…定電流源
１…電流制御回路
２…制御信号入力部
１０３…負荷
４…電流変換部
５…差動増腹部
６…補正部
１１、１４、１５、１６…オペアンプ
１２…ＮＭＯＳトランジスタ
１３…ＰＭＯＳトランジスタ
２１…電源インタフェース

Claims (10)

1. 負荷に加える電流量を設定するため制御信号に基づいて前記負荷に電流を供給する電流制御回路を備えた定電流源を有し、荷電粒子ビームを試料に照射して発生した反射電子を電気信号に変換して処理する荷電粒子ビーム制御装置であって、
   前記電流制御回路は、
   前記制御信号に基づき電流検出抵抗に流れる電流量を調整して定電流を供給する電流変換部と、
   前記制御信号の第１のグランド側端子電圧と前記電流検出抵抗の第２のグランド側端子電圧とが入力され、前記第１のグランド側端子電圧と前記第２のグランド側端子電圧との電圧差に比例した出力信号を出力する差動増幅部と、
   前記差動増幅部が出力した出力信号と前記制御信号とが入力され、前記出力信号と前記制御信号を所定の比率で加算する補正部と、
   を有することを特徴とする荷電粒子ビーム制御装置。
2. 前記負荷としての電磁偏向器に加える前記電流量を設定するため前記制御信号を生成する偏向制御部を更に有し、
   前記定電流源は、
   前記偏向制御部からの前記制御信号が入力される制御信号入力部を更に有し、
   前記電流制御回路は、
   前記制御信号入力部からの前記制御信号に基づいて前記電磁偏向器に電流を供給することを特徴とする請求項１に記載の荷電粒子ビーム制御装置。
3. 前記電流変換部は、オペアンプを更に有し、
   前記補正部は、前記オペアンプの加算回路を用いて、前記出力信号と前記制御信号を前記所定の比率で加算することを特徴とする請求項１に記載の荷電粒子ビーム制御装置。
4. 負荷に加える電流量を設定するため制御信号に基づいて前記負荷に電流を供給する定電流源を有し、荷電粒子ビームを試料に照射して発生した反射電子を電気信号に変換して処理する荷電粒子ビーム制御装置であって、
   前記定電流源は、
   前記制御信号が供給され、前記制御信号の電圧基準となる第１のグランド側端子を備える制御信号入力部と、
   前記制御信号入力部からの前記制御信号に基づいて前記負荷に電流を供給する電流制御回路と、を有し、
   前記電流制御回路は、
   駆動端子、第１の端子及び第２の端子とを有し、前記駆動端子に駆動電圧を供給することにより、前記第１の端子と前記第２の端子との間に定電流を流す電圧駆動トランジスタと、
   前記電圧駆動トランジスタの前記第２の端子と前記負荷の第１の負荷端子とが接続され、前記負荷の第２の負荷端子と第２のグランド側端子との間に接続された電流検出抵抗と、
   前記駆動電圧を前記電圧駆動トランジスタの前記駆動端子に供給するオペアンプと、
   前記第１のグランド側端子の電圧と前記第２のグランド側端子の電圧とが入力され、前記第１のグランド側端子の前記電圧と前記第２のグランド側端子の前記電圧の電圧差に比例した電圧を出力端子に出力する差動増幅部と、を有し、
   前記制御信号入力部に第１抵抗の第１端子が接続され、前記差動増幅部の前記出力端子に第２抵抗の第１端子が接続され、前記第１抵抗と前記第２抵抗の第２端子同士が接続され、前記第１抵抗の前記第２端子が前記オペアンプの反転入力端子に接続され、前記オペアンプの前記反転入力端子と前記負荷の前記第２の負荷端子の間には第３抵抗が接続されていることを特徴とする荷電粒子ビーム制御装置。
5. 前記負荷としての電磁偏向器に加える前記電流量を設定するため前記制御信号を生成する偏向制御部を更に有し、
   前記制御信号入力部には、前記偏向制御部からの前記制御信号が入力され、
   前記電流制御回路は、前記制御信号入力部２からの前記制御信号に基づいて前記電磁偏向器に電流を供給することを特徴とする請求項４に記載の荷電粒子ビーム制御装置。
6. 前記オペアンプの反転入力端子は、前記第１のグランド側端子に接続され、
   前記差動増幅部は、
   前記第１のグランド側端子の電圧と前記第２のグランド側端子の電圧との電圧差を−１倍に反転して前記出力端子に出力し、
   前記第２抵抗は、前記第３抵抗と同一の抵抗値を有することを特徴とする請求項４に記載の荷電粒子ビーム制御装置。
7. 前記オペアンプの非反転入力端子は、前記第２のグランド側端子に接続され、
   前記差動増幅部は、
   前記第１のグランド側端子の電圧と前記第２のグランド側端子の電圧との電圧差を２倍にして前記出力端子に出力し、
   前記第２抵抗は前記第１抵抗と同一の抵抗値を有することを特徴とする請求項４に記載の荷電粒子ビーム制御装置。
8. 負荷に加える電流量を設定するため制御信号に基づいて前記負荷に電流を供給する定電流源を有し、荷電粒子ビームを試料に照射して発生した反射電子を電気信号に変換して処理する荷電粒子ビーム制御装置であって、
   前記定電流源は、
   前記制御信号が供給され、前記制御信号の電圧基準となる第１のグランド側端子を備える制御信号入力部と、
   前記制御信号入力部からの前記制御信号に基づいて前記負荷に電流を供給する電流制御回路と、を有し、
   前記電流制御回路は、
   駆動端子、第１の端子及び第２の端子とを有し、前記駆動端子に駆動電圧を供給することにより、前記第１の端子と前記第２の端子との間に定電流を流す電圧駆動トランジスタと、
   前記電圧駆動トランジスタの前記第２の端子と前記負荷の第１の負荷端子とが接続され、前記負荷の第２の負荷端子と第２のグランド側端子との間に接続された電流検出抵抗と、
   前記駆動電圧を前記電圧駆動トランジスタの前記駆動端子に供給する第１のオペアンプと、
   前記第１のグランド側端子の電圧と前記第２のグランド側端子の電圧とが入力され、前記第１のグランド側端子の前記電圧と前記第２のグランド側端子の前記電圧の電圧差に比例した電圧を出力端子に出力する差動増幅部と、を有し、
   前記制御信号入力部に第１抵抗の第１端子が接続され、前記差動増幅部の前記出力端子に第２抵抗の第１端子が接続され、前記第１抵抗と前記第２抵抗の第２端子同士が接続され、前記第１抵抗の第２端子が第２のオペアンプの反転入力端子に接続され、前記第２のオペアンプの反転入力端子と前記第２のオペアンプの出力端子の間に第３抵抗が接続され、前記第２のオペアンプの出力端子と前記第１のオペアンプの非反転入力端子が接続され、前記第２のオペアンプの非反転入力端子が前記第１のグランド端子に接続され、前記第１のオペアンプの反転入力端子が前記負荷の前記第２の負荷端子に接続されていることを特徴とする荷電粒子ビーム制御装置。
9. 前記負荷としての電磁偏向器に加える前記電流量を設定するため前記制御信号を生成する偏向制御部を更に有し、
   前記制御信号入力部には、前記偏向制御部からの前記制御信号が入力され、
   前記電流制御回路は、前記制御信号入力部からの前記制御信号に基づいて前記電磁偏向器に電流を供給することを特徴とする請求項８に記載の荷電粒子ビーム制御装置。
10. 前記差動増幅部は、
    前記第１のグランド端子の電圧と前記第２のグランド側端子の電圧の電圧の電圧差を−１倍に反転させて前記出力端子に出力し、
    前記第２抵抗と前記第３抵抗は、前記第１抵抗と同一の抵抗値を有することを特徴とする請求項８に記載の荷電粒子ビーム制御装置。

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