JP2019200293A

JP2019200293A - 光変調器

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Publication number: JP2019200293A
Application number: JP2018094358A
Authority: JP
Inventors: 常祐尾崎; Tsunesuke Ozaki; 慈金澤; Shigeru Kanazawa; 田野辺　博正; Hiromasa Tanobe; 博正田野辺
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2018-05-16
Filing date: 2018-05-16
Publication date: 2019-11-21
Anticipated expiration: 2038-05-16
Also published as: WO2019220971A1; US20210124232A1; US11467467B2; JP6770549B2

Abstract

【課題】マッハツェンダ変調器と終端抵抗間の反射を抑制する。【解決手段】光変調器は、差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２と、差動駆動半導体マッハツェンダ変調器１と、差動終端器３とを備える。マッハツェンダ変調器１は、導波路１１，１２と、差動高周波線路１４を備える。差動終端器３は、差動高周波線路２９と、終端抵抗３５，３６を備える。差動高周波線路２９は、信号線路間、および信号線路とグランド線路間のうち少なくとも一方の線路間に容量を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、電気信号で光信号を変調する光変調器に関するものである。

近年の爆発的なデータ通信量の増大に伴い光通信システムの大容量化が求められており、使われる光部品の集積化、複雑化、高速化が進められている。そういった光部品の中には、例えば、光変調器が挙げられる。最近では、伝送容量を増大するため、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの多値変調に対応するマッハツェンダ（ＭＺ：Mach-Zehnder）変調器をベースとした光Ｉ／Ｑ変調器（例えば、非特許文献１参照）が用いられるようになってきている。

通常、光Ｉ／Ｑ変調器は、図１４に示すとおり光分波器１００と、Ｉ側ＭＺ変調器１０１と、Ｑ側ＭＺ変調器１０２と、光合波器１０３と、Ｉ側ＭＺ変調器１０１の駆動用に用意されたドライバＩＣ１０４と、Ｑ側ＭＺ変調器１０２の駆動用に用意されたドライバＩＣ１０５と、ドライバＩＣ１０４によって生成されたＩ側高周波電気信号を伝送する入力高周波線路１０６と、ドライバＩＣ１０５によって生成されたＱ側高周波電気信号を伝送する入力高周波線路１０７と、Ｉ側ＭＺ変調器１０１の光変調領域に形成された光変調高周波線路１０８と、Ｑ側ＭＺ変調器１０２の光変調領域に形成された光変調高周波線路１０９と、Ｉ側ＭＺ変調器１０１の光変調領域を通過したＩ側高周波電気信号を伝送する出力高周波線路１１０と、Ｑ側ＭＺ変調器１０２の光変調領域を通過したＱ側高周波電気信号を伝送する出力高周波線路１１１と、出力高周波線路１１０の終端に接続された終端抵抗１１２と、出力高周波線路１１１の終端に接続された終端抵抗１１３とから構成される。

このような光Ｉ／Ｑ変調器においては、ドライバＩＣ１０４，１０５によって生成された高周波電気信号は、入力高周波線路１０６，１０７を介して光変調領域に形成された光変調高周波線路１０８，１０９に入力される。ここで、Ｉ側ＭＺ変調器１０１は、光分波器１００からの入力光を、光変調高周波線路１０８に入力されたＩ側高周波電気信号に応じて電気光学効果により変調する。同様に、Ｑ側ＭＺ変調器１０２は、光分波器１００からの入力光を、光変調高周波線路１０９に入力されたＱ側高周波電気信号に応じて変調する。

例えば、１００Ｇｂｉｔ／ｓ以上の光変調信号を生成するため、チップ内のそれぞれＭＺ変調器１０１，１０２には数十Ｇｂａｕｄのシンボルレートの高速な電気信号が入力されることになる。このように非常に高い周波数の信号を扱うため、高品質な光信号を生成するために光変調器には、広帯域なＥＯ（電気光学）帯域を持つことが求められる。広帯域化については、進行波電極の採用が有効な方法として知られている。この進行波電極の設計においては、光変調高周波線路の終端抵抗とのインピーダンス整合と、電気と光の速度整合を取ることが重要である。終端抵抗と光変調器の高周波線路間でインピーダンス不整合が発生すると、反射波が光変調領域に戻ることになってしまうため、この反射波の影響により高周波特性の劣化を招くことになる。

さらに、最近ではドライバＩＣと光変調器との接続方法として、オープンドレイン、あるいは、オープンコレクタ構成が提案されている（非特許文献２参照）。この構成では、任意のインピーダンスを持つ光変調器に効率よく高周波電気信号を入力でき、低消費電力化も図れるという特徴を有する。

しかしながら、変調器側からドライバＩＣを見たインピーダンス、すなわち、出力インピーダンスが無限大に見えるため、入力高周波線路以降でインピーダンス不整合による反射点があると、ドライバＩＣと反射点との間で多重反射が発生し、場合によっては高周波特性および波形に劣化が生じることがあった。そのため、オープンコレクタ型ドライバＩＣまたはオープンドレイン型ドライバＩＣと光変調器とを接続する場合には、光変調器の高周波線路上でのインピーダンス整合はもちろんのこと、光変調器の高周波線路と終端器のインピーダンス不整合をどのように抑圧するかが課題となっていた。

以上のように、従来の光変調器には、オープンコレクタ（またはドレイン）型ドライバＩＣと、終端抵抗がワイヤ接続された半導体マッハツェンダ変調器とを接続した際に、半導体マッハツェンダ変調器と終端抵抗間を接続するワイヤのインダクタンス成分の影響のため、インピーダンス不整合や電界分布の不連続により反射波が生じてしまい、生じた反射波が、ドライバＩＣと終端抵抗間で共振してしまいそれにより、高周波特性が劣化するという課題があった。

Nobuhiro Kikuchi，et al.，"80-Gb/s Low-Driving-Voltage InP DQPSK Modulator With an n-p-i-n Structure"，IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS，VOL.21，NO.12，JUNE 15，2009 N. Wolf，et al.，"Electro-Optical Co-Design to Minimize Power Consumption of a 32 GBd Optical IQ-Transmitter Using InP MZ-Modulators"，37th IEEE COMPOUND SEMICONDUCTOR IC (CSIC) SYMPOSIUM，2015

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、マッハツェンダ変調器と終端抵抗間の反射を抑制することができる光変調器を提供することを目的とする。

本発明の光変調器は、光変調のための差動高周波電気信号を生成するドライバＩＣと、第１の差動高周波線路に入力される前記差動高周波電気信号に応じて入力光を変調する差動駆動マッハツェンダ変調器と、前記第１の差動高周波線路の終端にワイヤを介して接続された差動終端器とを備え、前記ドライバＩＣは、差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣまたは差動駆動オープンドレイン型ドライバＩＣであり、前記差動駆動マッハツェンダ変調器は、前記入力光を導波する導波路と、入力端に前記ドライバＩＣからの差動高周波電気信号が入力され、この差動高周波電気信号を前記導波路に印加する前記第１の差動高周波線路とを備え、前記差動終端器は、前記第１の差動高周波線路とワイヤを介して接続された第２の差動高周波線路と、この第２の差動高周波線路の信号線路に接続された終端抵抗とを備え、前記第１の差動高周波線路と前記第２の差動高周波線路の各々は、並べて配置された第１、第２の信号線路とこの第１、第２の信号線路の両側に配置された第１、第２のグランド線路とを少なくとも備え、前記第１の差動高周波線路と前記第２の差動高周波線路のうち少なくとも一方は、前記第１、第２の信号線路間、および前記第１、第２の信号線路と前記第１、第２のグランド線路間のうち少なくとも一方の線路間に容量を備えることを特徴とするものである。

また、本発明の光変調器の１構成例において、前記第１、第２の信号線路間に設けられる容量は、前記第１、第２の信号線路間を一定距離を保ったまま容量結合するミアンダ構造からなり、前記第１、第２の信号線路と前記第１、第２のグランド線路間に設けられる容量は、前記第１の信号線路とこれに隣接する前記第１のグランド線路間を一定距離を保ったまま容量結合するミアンダ構造、および前記第２の信号線路とこれに隣接する前記第２のグランド線路間を一定距離を保ったまま容量結合するミアンダ構造からなることを特徴とするものである。
また、本発明の光変調器の１構成例において、前記第１、第２の信号線路と前記第１、第２のグランド線路間に設けられる容量は、前記第１の信号線路とこれに隣接する前記第１のグランド線路間を下層の誘電体層を介して容量結合する誘電体層構造、および前記第２の信号線路とこれに隣接する前記第２のグランド線路間を下層の誘電体層を介して容量結合する誘電体層構造からなることを特徴とする光変調器。
また、本発明の光変調器の１構成例において、前記第１、第２の信号線路間に設けられる容量は、異なる層に配置された前記第１の信号線路と前記第２の信号線路間を誘電体層を介して容量結合する誘電体層構造からなり、前記第１、第２の信号線路と前記第１、第２のグランド線路間に設けられる容量は、異なる層に配置された前記第１の信号線路と前記第１のグランド線路間を誘電体層を介して容量結合する誘電体層構造、および異なる層に配置された前記第２の信号線路と前記第２のグランド線路間を誘電体層を介して容量結合する誘電体層構造からなることを特徴とするものである。

また、本発明の光変調器の１構成例において、前記終端抵抗の抵抗値は、設計値±１０％以内の値であり、前記差動駆動マッハツェンダ変調器と前記差動終端器の差動インピーダンスの差分は±２０％以内である。
また、本発明の光変調器の１構成例において、前記容量は、前記ワイヤのインダクタンスをＬ、前記差動駆動マッハツェンダ変調器および前記差動終端器の差動インピーダンスをＺｄｉｆｆとしたとき、Ｌ／（Ｚｄｉｆｆ²）±５０％の範囲内の値である。

また、本発明の光変調器の１構成例において、前記第２の差動高周波線路の第１の信号線路とこれに隣接する第１のグランド線路間のピッチ、および前記第２の差動高周波線路の第２の信号線路とこれに隣接する第２のグランド線路間のピッチは、共に一定である。
また、本発明の光変調器の１構成例において、前記差動終端器の終端抵抗は、一端が前記第２の差動高周波線路の第１、第２の信号線路に接続され、他端に前記ドライバＩＣの駆動用電圧が印加され、前記差動終端器の前記第２の差動高周波線路と前記終端抵抗とは、窒化アルミニウムからなる基板上に形成される。

本発明は、差動駆動マッハツェンダ変調器の高周波線路の電磁界分布を維持しながらモード結合することができる差動終端器を実現することができ、さらに第１の差動高周波線路と第２の差動高周波線路のうち少なくとも一方の、第１、第２の信号線路間、および第１、第２の信号線路と第１、第２のグランド線路間のうち少なくとも一方の線路間に容量を設けることにより、差動駆動マッハツェンダ変調器と差動終端器間を接続するワイヤのインダクタンス成分の影響を抑えることができ、反射波を抑制し、反射波によって生じる光変調器の特性劣化を解決することができる。

図１は、本発明の実施例に係る光変調器の構成を示すブロック図である。図２は、本発明の実施例に係る差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣの出力段の構成を示す回路図である。図３は、本発明の実施例に係る光変調器の差動終端器の別の例を示す平面図である。図４は、信号線路とグランド線路間のピッチが一定でない差動終端器の例を示す平面図である。図５は、図３、図４の差動終端器の反射特性のシミュレーション結果を示す図である。図６は、差動駆動半導体マッハツェンダ変調器と差動終端器間の差動反射特性の、ワイヤインダクタンス依存性を示す図である。図７は、本発明の実施例に係る光変調器の差動終端器の別の例を示す平面図である。図８は、本発明の実施例に係る光変調器の差動終端器の別の例を示す平面図である。図９は、本発明の実施例に係る光変調器の差動終端器の別の例を示す平面図である。図１０は、本発明の実施例に係る差動駆動半導体マッハツェンダ変調器と差動終端器間の差動反射特性の１例を示す図である。図１１は、本発明の実施例に係る光変調器のＥＯ特性の例を示す図である。図１２は、本発明の実施例に係る光変調器の別の構成を示す平面図である。図１３は、本発明の実施例に係る差動駆動オープンドレイン型ドライバＩＣの出力段の構成を示す回路図である。図１４は、従来の光Ｉ／Ｑ変調器の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の実施例に係る光変調器の構成を示すブロック図である。本実施例の光変調器は、差動インピーダンス１００Ω、同相インピーダンス２５Ωの差動駆動半導体ＭＺ変調器１と、光変調のための差動高周波電気信号を生成する差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２と、差動インピーダンス１００Ω、同相インピーダンス２５Ωの差動終端器３と、差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２の駆動用電圧の電源ラインと接地との間に設けられるコンデンサ４，５とから構成される。

差動駆動半導体ＭＺ変調器１は、入力光を２つに分波する分波器１０と、分波された各入力光を導波する２本の半導体導波路１１，１２と、半導体導波路１１，１２の出力光を合波して出力する光合波器１３と、２本の半導体導波路１１，１２に差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２からの差動高周波電気信号を印加する差動高周波線路１４とを備えている。

差動高周波線路１４は、２本の半導体導波路１１，１２に沿って配置された導体からなる信号線路（Ｓ）１４０，１４１と、２本の信号線路１４０，１４１の両側に配置された導体からなるグランド線路（Ｇ）１４２，１４３とから構成される。このように、差動高周波線路１４は、ＧＳＳＧ構成の線路となっている。

分波器１０と半導体導波路１１，１２と光合波器１３と差動高周波線路１４とは、半導体基板上に形成される。導波路および線路の構造と導波路に高周波電気信号を印加する電極構造は、例えば再表２０１６−１９４３６９号公報に開示されている。

差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２は、光変調のための入力高周波電気信号を増幅して差動高周波電気信号を生成する。図２に示すように、このドライバＩＣ２の出力段の差動構成のトランジスタＱ１，Ｑ２の各々のコレクタが信号パッド２０，２１に接続されている。図１の２２〜２４はドライバＩＣ２のグランドパッドである。

ドライバＩＣ２の正相側高周波電気信号の出力用の信号パッド２０は、２本のφ２５μｍ以下のワイヤ２００を介して正相側の信号線路１４０の入力端と接続されている。同様に、ドライバＩＣ２の逆相側高周波電気信号の出力用の信号パッド２１は、２本のφ２５μｍ以下のワイヤ２０１を介して逆相側の信号線路１４１の入力端と接続されている。ドライバＩＣ２のグランドパッド２２は、２本のφ２５μｍ以下のワイヤ２０２を介してグランド線路１４２の入力端と接続されている。同様に、ドライバＩＣ２のグランドパッド２３は、２本のφ２５μｍ以下のワイヤ２０３を介してグランド線路１４３の入力端と接続されている。

差動終端器３は、導体からなる２本の信号線路（Ｓ）３０，３１と、２本の信号線路３０，３１の両側に配置された導体からなるグランド線路（Ｇ）３２，３３と、差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２への電圧供給用の導体からなる信号線路３４と、信号線路３０と信号線路３４との間に挿入される終端抵抗３５と、信号線路３１と信号線路３４との間に挿入される終端抵抗３６とから構成される。このように、差動終端器３は、信号線路３０，３１とグランド線路３２，３３とからなるＧＳＳＧ構成の差動高周波線路２９を有する。

正相側の信号線路１４０の終端は、２本のφ２５μｍ以下のワイヤ３００を介して差動終端器３の正相側の信号線路３０と接続されている。同様に、逆相側の信号線路１４１の終端は、２本のφ２５μｍ以下のワイヤ３０１を介して差動終端器３の逆相側の信号線路３１と接続されている。グランド線路１４２の終端は、２本のφ２５μｍ以下のワイヤ３０２を介して差動終端器３のグランド線路３２と接続されている。グランド線路１４３の終端は、２本のφ２５μｍ以下のワイヤ３０３を介して差動終端器３のグランド線路３３と接続されている。

差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２を動作させるための駆動用電圧は、差動終端器３の信号線路３４、終端抵抗３５，３６、信号線路３０，３１、ワイヤ３００，３０１、信号線路１４０，１４１、ワイヤ２００，２０１、パッド２０，２１を介して差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２の出力段の差動構成のトランジスタ（不図示）のコレクタに印加される。信号線路３４は、駆動用電圧を生成するＤＣ電源６に接続されている。

駆動用電圧のノイズを抑制するため、図１のように所望の容量のコンデンサ４，５を電源線に接続することが望ましい。広帯域に使用するため、コンデンサ４，５の容量を例えば１００ｐＦ、０．１μＦとすることが望ましいが、コンデンサ４，５のうちどちらか一方だけを設けるようにしてもよいし、コンデンサ４，５がなくても本実施例の光変調器は動作する。

以上のような構成により、差動駆動半導体ＭＺ変調器１は、半導体導波路１１，１２に入力される入力光を、信号線路１４０，１４１に入力された差動高周波電気信号に応じて電気光学効果により変調する。

本実施例の光変調器は６４ＧＢｄ以上の高速動作を前提としており、その場合には、差動終端器３を集中定数的に抵抗と見なすだけでは不十分である。そのため、差動終端器３も単なる抵抗ではなく、高周波部品として考える必要がある。

本実施例では、差動終端器３上の高周波線路は、差動駆動半導体ＭＺ変調器１の差動高周波線路１４の電磁界分布を維持しながらモード結合するように、差動高周波線路１４と同一の線路幅および同一のピッチからなるＧＳＳＧ構成の差動高周波線路２９となっている。すなわち、信号線路３０，３１の線路幅は、それぞれ信号線路１４０，１４１の線路幅と等しい。また、グランド線路３２，３３の線路幅は、それぞれグランド線路１４２，１４３の線路幅と等しい。

また、信号線路３０，３１間のピッチは、信号線路１４０，１４１間のピッチと等しい。信号線路３０とグランド線路３２間のピッチは、信号線路１４０とグランド線路１４２間のピッチと等しく、信号線路３１とグランド線路３３間のピッチは、信号線路１４１とグランド線路１４３間のピッチと等しい。

また、同相モードの円滑な伝搬を実現するために、差動終端器３内で信号線路３０とグランド線路３２間のピッチと信号線路３４とグランド線路３２間のピッチは一定となっており、同様に信号線路３１とグランド線路３３間のピッチと信号線路３４とグランド線路３３間のピッチは一定となっている。

図１の例では、一般的に用いられる差動インピーダンス１００Ω、同相インピーダンス２５Ωを前提としたが、差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２の特性上、例えば差動インピーダンス７５Ωや差動インピーダンス５０Ω等のインピーダンスとしても問題ない。一方で、同相インピーダンスが、差動インピーダンスの１／４でない場合には、同相インピーダンスを完全に終端させるために、追加の抵抗が必要となる。

図３は、同相終端用に、追加の終端抵抗３７を備える差動終端器３の構成を示している。この場合、終端抵抗３５，３６は、一端が信号線路３０，３１に接続され、他端が共通の信号線路３８に接続されている。そして、終端抵抗３７の一端は信号線路３８に接続され、他端が信号線路３４に接続されている。この図３のような差動終端器３の構成により、差動駆動半導体ＭＺ変調器１の同相インピーダンスが、差動インピーダンスの１／４でない場合でも、十分な終端を実現できる。

図３では、高周波線路として考えた場合の伝送特性を考慮し、信号線路３０とグランド線路３２間のピッチと信号線路３８とグランド線路３２間のピッチと信号線路３４とグランド線路３２間のピッチは一定値Ｐ１となっており、同様に信号線路３１とグランド線路３３間のピッチと信号線路３８とグランド線路３３間のピッチと信号線路３４とグランド線路３３間のピッチは一定値Ｐ２となっている。これにより、図４の例のように信号線路とグランド線路間のピッチが一定でない場合に比べて、図３の構成では差動入力反射特性を改善することができる。

図５に、図３、図４の差動終端器の反射特性（Ｓｄｄ１１）のシミュレーション結果を示す。図５のＡ０は図３の差動終端器３の反射特性を示し、Ａ１は図４の差動終端器の反射特性を示している。図４の例のように信号線路とグランド線路間のピッチが一定となっていない場合には、反射特性が劣化してしまうことが分かる。

さらに、図６によれば、差動駆動半導体ＭＺ変調器１と差動終端器３間のワイヤ３００〜３０３のインダクタンスの大きさ（ワイヤの長さ）によって、差動駆動半導体ＭＺ変調器１と差動終端器３間の差動反射特性（Ｓｄｄ１１）が劣化することが分かる。図６のＢ０はワイヤ３００〜３０３のインダクタンスＬが０ｐＨの場合の反射特性、Ｂ１はインダクタンスＬが５０ｐＨの場合の反射特性、Ｂ２はインダクタンスＬが１００ｐＨの場合の反射特性、Ｂ３はインダクタンスＬが１５０ｐＨの場合の反射特性を示している。

本実施例では、差動終端器３のワイヤボンディングパッド部（信号線路−信号線路間、または信号線路−グランド線路間）に、ばらつきも考えて、式（１）で決まる容量値Ｃの範囲の容量を持たせることで、ワイヤ３００〜３０３の長さに依らず、十分な反射の抑圧を実現することができる。
Ｃ＝Ｌ／（Ｚｄｉｆｆ²）±５０％［Ｆ］・・・（１）

式（１）のＬはワイヤ３００〜３０３のインダクタンス、Ｚｄｉｆｆは差動終端器３の差動高周波線路２９の差動インピーダンスの設計値である。このような容量値Ｃの容量を設けるには、ワイヤボンディングパッド部において、図７〜図９に示すようなミアンダ構造を用いれば良い。

図７の例では、差動高周波線路２９ａは、信号線路３０ａ，３１ａとグランド線路３２，３３とから構成される。この図７の例の差動終端器３は、信号線路３０ａ，３１ａを一定距離を保ったまま互いに向き合う部分の長さを増加させるミアンダ構造を有するものとし、信号線路３０ａと信号線路３１ａとを容量結合したものである。

図８の例では、差動高周波線路２９ｂは、信号線路３０ｂ，３１ｂとグランド線路３２，３３とから構成される。この図８の例の差動終端器３は、信号線路３０ｂとグランド線路３２ｂを一定距離を保ったまま互いに向き合う部分の長さを増加させるミアンダ構造と、信号線路３１ｂとグランド線路３３ｂを一定距離を保ったまま互いに向き合う部分の長さを増加させるミアンダ構造とを有するものとし、信号線路３０ｂとグランド線路３２ｂとを容量結合すると共に、信号線路３１ｂとグランド線路３３ｂとを容量結合したものである。

図９の例では、差動高周波線路２９ｃは、信号線路３０ｃ，３１ｃとグランド線路３２，３３とから構成される。この図９の例の差動終端器３は、信号線路３０ｃ，３１ｃと信号線路３４ｃを一定距離を保ったまま互いに向き合う部分の長さを増加させるミアンダ構造を有するものとし、信号線路３０ｃと信号線路３４ｃとを容量結合すると共に、信号線路３１ｃと信号線路３４ｃとを容量結合したものである。

差動終端器３の構成として図７の構成を用いた場合の、差動駆動半導体ＭＺ変調器１と差動終端器３間の差動反射特性（Ｓｄｄ１１）を図１０に示す。ここでは、ワイヤ３００〜３０３のインダクタンスＬを１５０ｐＨとした。図１０のＤ０は差動終端器３が図７に示した構成の場合の反射特性を示し、図１０のＤ１は差動終端器３が図１に示した構成の場合の反射特性を示している。図７の構成において、信号線路３０ａと信号線路３１ａ間の容量値Ｃは、式（１）に従って決定した。

図１０によれば、差動終端器３の信号線路−信号線路間、または信号線路−グランド線路間に容量を設けることで、ワイヤ３００〜３０３のインダクタンス（長さ・本数等）によらず、差動駆動半導体ＭＺ変調器１と差動終端器３間の反射を抑圧できることが分かる。

なお、図７〜図９の例では、差動終端器３側に容量を設けるようにしているが、差動駆動半導体ＭＺ変調器１の差動高周波線路１４の終端部において、例えば図７と同様のミアンダ構造により信号線路１４０と信号線路１４１とを容量結合してもよいし、図８と同様のミアンダ構造により信号線路１４０とグランド線路１４２とを容量結合すると共に、信号線路１４１とグランド線路１４３とを容量結合するようにしてもよい。

差動駆動半導体ＭＺ変調器１の差動高周波線路１４の差動インピーダンスの設計値と差動終端器３の差動高周波線路２９，２９ａ〜２９ｃの差動インピーダンスの設計値は同じ値であるから、差動駆動半導体ＭＺ変調器１側に容量を設ける場合においても、式（１）により容量値Ｃを決定すればよい。

また、差動終端器３と差動駆動半導体ＭＺ変調器１の両方に容量を設けるようにしてもよい。また、信号線路−信号線路間、および信号線路−グランド線路間の両方に容量を設けるようにしてもよい。

また、ミアンダ構造の代わりに、誘電体層構造を設けるようにしてもよい。つまり、誘電体基板（誘電体層）の表面に信号線路とグランド線路とを形成し、グランド線路と誘電体基板の裏面にあるグランド導体とを例えばビアホール等で接続すれば、信号線路とこれに隣接するグランド線路間を下層の誘電体層を介して容量結合することができる。

また、誘電体層構造を、信号線路−信号線路間に設ける場合、異なる層に配置された信号線路間をその間の誘電体層を介して容量結合するものとしてもよい。また、誘電体層構造を、信号線路−グランド線路間に設ける場合、異なる層に配置された信号線路とグランド線路間をその間の誘電体層を介して容量結合するものとしてもよい。

また、上記のとおり、差動終端器３は、駆動用電圧を差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２に供給するための中継点として機能し、５０ｍＡ以上の電流が流れるために発熱がある。そこで、差動終端器３での放熱性を良くするために、差動終端器３の基板の材料として窒化アルミニウム（ＡｌＮ）を使用し、このＡｌＮ製の基板の上に信号線路３０，３０ａ〜３０ｃ，３１，３１ａ〜３１ｃ，３４，３４ｃおよび終端抵抗３５，３６を形成することが望ましい。

また、５０ｍＡ以上の電流が差動駆動半導体ＭＺ変調器１の差動高周波線路１４から差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２に流れるため、差動高周波線路１４に関しても十分な電流許容量を持っている必要がある。流れる電流を５０ｍＡ以上とすると、信号線路１４０，１４１の幅が最低でも５０μｍ以上必要となる。このような太い線路幅で任意のインピーダンスおよび速度整合をするためには、差動駆動半導体ＭＺ変調器１の電極構造は差動容量装荷構造のような、幅広電極を用いることができる構造である必要がある。このような容量装荷構造の電極は、例えば再表２０１６−１９４３６９号公報に開示されている。

以上のような構造を用いることで、本実施例では、差動駆動半導体ＭＺ変調器１と差動終端器３間の反射を十分に抑圧することで、例えば図１１に示すような円滑な特性の光変調器を実現することができる。図１１のＥ１は本実施例の光変調器の特性を示し、Ｅ２は従来の光変調器の特性を示している。

図１１によると、十分な反射の抑圧および最適な終端が実現できていない従来の光変調器の場合、終端器とドライバＩＣ間での反射波の発生により、光変調器の特性にリップルが生じてしまうことが分かる。このリップルは、ドライバＩＣがオープンコレクタ型となっており、ドライバＩＣ側に戻った高周波信号が全反射となってしまうことに起因している。

図１１に示すリップルを発生させないためには、使用周波数帯（ボーレートの半分の値）において、差動入力反射（Ｓｄｄ１１）が−１０ｄＢ以下であることが必須である。また、差動同相反射（Ｓｃｃ１１）について−１０ｄＢ以下であることが望ましい。このような十分に抑圧された反射を実現するためには、終端抵抗３５，３６の値のばらつきが設計値±１０％以内の十分に高精度な差動終端器３を用いる必要があり、さらに差動駆動半導体ＭＺ変調器１と差動終端器３の差動インピーダンスの差分が±２０％以内である必要がある。

本実施例では、１本の信号線路または１本のグランド線路あたりのワイヤ２００〜２０３，３００〜３０３の本数を２本としたが、ワイヤ２００〜２０３，３００〜３０３によるインダクタンスを最小限に抑える意味では、ワイヤは短ければ短いほどよく、本数も多いことが望ましい。さらに言えば、ウエッジワイヤやリボンワイヤのようなインダクタンスが低いワイヤを用いることが望ましい。ウエッジワイヤやリボンワイヤは、１本でも金属線に比べ十分にインダクタンスが低いため、複数本用いる必要はない。

また、本実施例の差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２がグランドパッド２３、信号パッド２１、グランドパッド２４、信号パッド２０、グランドパッド２２という並びのＧＳＧＳＧ構成のパッドを有し、差動駆動半導体ＭＺ変調器１がＧＳＳＧ構成の差動高周波線路１４を有するため、ドライバＩＣ２とＭＺ変調器１の接続の際にドライバＩＣ２の中央のグランドパッド２４をワイヤで接続しておらず、オープンとなっている。

このような構成は１例であり、差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２がＧＳＳＧ構成のパッドを有するものであっても構わない。また、差動駆動半導体ＭＺ変調器１がＧＳＳＧ構成の差動高周波線路１４を有するものとしているが、ＧＳＧＳＧの差動高周波線路を有するものであってもよい。

また、本実施例の光変調器では、差動駆動半導体ＭＺ変調器１を例に挙げて説明しているが、これに限るものではなく、半導体以外の材料からなる差動駆動ＭＺ変調器を用いてもよい。

また、本実施例では、差動駆動ＭＺ変調器を１個用いる例について説明したが、差動駆動ＭＺ変調器を図１４のように２つ集積したＩＱ変調器や、ＩＱ変調器を２つ集積した偏波多重ＩＱ変調器に対しても本発明を適用することが可能である。ＩＱ変調器の場合には、差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２と差動終端器３とを２個ずつ用い、偏波多重ＩＱ変調器の場合には、差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２と差動終端器３とを４個ずつ用いることは言うまでもない。

また、本実施例では、差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２と差動駆動半導体ＭＺ変調器１との間をワイヤ２００〜２０３を介して接続したが、差動駆動半導体ＭＺ変調器１の差動高周波線路１４の上に差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２をフリップチップ実装してもよい。この場合の差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２と差動駆動半導体ＭＺ変調器１の平面図を図１２に示す。差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２のパッドには、図１と同一の符号を付してある。

また、本実施例の差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ２の代わりに、図１３に示すように、ドライバＩＣの出力段の差動構成のトランジスタＱ３，Ｑ４の各々のドレインが信号パッド２０，２１に接続された差動駆動オープンドレイン型ドライバＩＣを用いてもよい。

本発明は、光変調器に適用することができる。

１…差動駆動半導体マッハツェンダ変調器、２…差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣ、３…差動終端器、４，５…コンデンサ、６…ＤＣ電源、１０…分波器、１１，１２…半導体導波路、１３…光合波器、１４，２９，２９ａ〜２９ｃ…差動高周波線路、２０〜２４…パッド、３０，３０ａ〜３０ｃ，３１，３１ａ〜３１ｃ，３４，３４ｃ，１４０，１４１…信号線路、３２，３３，１４２，１４３…グランド線路、３５，３６…終端抵抗、２００〜２０３，３００〜３０３…ワイヤ。

Claims

光変調のための差動高周波電気信号を生成するドライバＩＣと、
第１の差動高周波線路に入力される前記差動高周波電気信号に応じて入力光を変調する差動駆動マッハツェンダ変調器と、
前記第１の差動高周波線路の終端にワイヤを介して接続された差動終端器とを備え、
前記ドライバＩＣは、差動駆動オープンコレクタ型ドライバＩＣまたは差動駆動オープンドレイン型ドライバＩＣであり、
前記差動駆動マッハツェンダ変調器は、前記入力光を導波する導波路と、入力端に前記ドライバＩＣからの差動高周波電気信号が入力され、この差動高周波電気信号を前記導波路に印加する前記第１の差動高周波線路とを備え、
前記差動終端器は、前記第１の差動高周波線路とワイヤを介して接続された第２の差動高周波線路と、この第２の差動高周波線路の信号線路に接続された終端抵抗とを備え、
前記第１の差動高周波線路と前記第２の差動高周波線路の各々は、並べて配置された第１、第２の信号線路とこの第１、第２の信号線路の両側に配置された第１、第２のグランド線路とを少なくとも備え、
前記第１の差動高周波線路と前記第２の差動高周波線路のうち少なくとも一方は、前記第１、第２の信号線路間、および前記第１、第２の信号線路と前記第１、第２のグランド線路間のうち少なくとも一方の線路間に容量を備えることを特徴とする光変調器。
請求項１記載の光変調器において、
前記第１、第２の信号線路間に設けられる容量は、前記第１、第２の信号線路間を一定距離を保ったまま容量結合するミアンダ構造からなり、
前記第１、第２の信号線路と前記第１、第２のグランド線路間に設けられる容量は、前記第１の信号線路とこれに隣接する前記第１のグランド線路間を一定距離を保ったまま容量結合するミアンダ構造、および前記第２の信号線路とこれに隣接する前記第２のグランド線路間を一定距離を保ったまま容量結合するミアンダ構造からなることを特徴とする光変調器。
請求項１記載の光変調器において、
前記第１、第２の信号線路と前記第１、第２のグランド線路間に設けられる容量は、前記第１の信号線路とこれに隣接する前記第１のグランド線路間を下層の誘電体層を介して容量結合する誘電体層構造、および前記第２の信号線路とこれに隣接する前記第２のグランド線路間を下層の誘電体層を介して容量結合する誘電体層構造からなることを特徴とする光変調器。
請求項１記載の光変調器において、
前記第１、第２の信号線路間に設けられる容量は、異なる層に配置された前記第１の信号線路と前記第２の信号線路間を誘電体層を介して容量結合する誘電体層構造からなり、
前記第１、第２の信号線路と前記第１、第２のグランド線路間に設けられる容量は、異なる層に配置された前記第１の信号線路と前記第１のグランド線路間を誘電体層を介して容量結合する誘電体層構造、および異なる層に配置された前記第２の信号線路と前記第２のグランド線路間を誘電体層を介して容量結合する誘電体層構造からなることを特徴とする光変調器。
請求項１乃至４のいずれか１項に記載の光変調器において、
前記終端抵抗の抵抗値は、設計値±１０％以内の値であり、
前記差動駆動マッハツェンダ変調器と前記差動終端器の差動インピーダンスの差分は±２０％以内であることを特徴とする光変調器。
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の光変調器において、
前記容量は、前記ワイヤのインダクタンスをＬ、前記差動駆動マッハツェンダ変調器および前記差動終端器の差動インピーダンスをＺｄｉｆｆとしたとき、Ｌ／（Ｚｄｉｆｆ²）±５０％の範囲内の値であることを特徴とする光変調器。
請求項１乃至６のいずれか１項に記載の光変調器において、
前記第２の差動高周波線路の第１の信号線路とこれに隣接する第１のグランド線路間のピッチ、および前記第２の差動高周波線路の第２の信号線路とこれに隣接する第２のグランド線路間のピッチは、共に一定であることを特徴とする光変調器。
請求項１乃至７のいずれか１項に記載の光変調器において、
前記差動終端器の終端抵抗は、一端が前記第２の差動高周波線路の第１、第２の信号線路に接続され、他端に前記ドライバＩＣの駆動用電圧が印加され、
前記差動終端器の前記第２の差動高周波線路と前記終端抵抗とは、窒化アルミニウムからなる基板上に形成されることを特徴とする光変調器。